JPH0923650A - 共振形電源の補助電源回路 - Google Patents
共振形電源の補助電源回路Info
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- JPH0923650A JPH0923650A JP16857895A JP16857895A JPH0923650A JP H0923650 A JPH0923650 A JP H0923650A JP 16857895 A JP16857895 A JP 16857895A JP 16857895 A JP16857895 A JP 16857895A JP H0923650 A JPH0923650 A JP H0923650A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トランスの二次側に共振インダクタＬrを配
置しても、出力電圧Ｖoと補助電源電圧Ｖccとがさほど
乖離せずレギュレーション特性の良い共振形電源の補助
電源回路を提供すること。 【構成】 二次巻線Ｎsと直列に接続された共振インダ
クタＬrと、この共振インダクタと共振するコンデンサ
Ｃ２を一次巻線Ｎp、二次巻線Ｎs若しくはスイッチング
素子Ｑと並列に接続し、このＬＣ共振回路によってスイ
ッチング素子のオフ時にスイッチング素子の両端電圧が
共振するコバータ部１０と、共振インダクタと同一コア
に巻装された補助インダクタＬbを有し、この補助イン
ダクタを補助巻線ＮBと直列に接続し、これら補助イン
ダクタと補助巻線の両端電圧を整流平滑化する補助電源
部２０と、補助電源電圧Ｖccをコンバータ部の出力電圧
Ｖoに代えて入力して、所定電圧と一致するようにスイ
ッチング素子にオンオフ制御信号を送る制御手段３０と
を具備し、共振インダクタと補助インダクタとの巻数比
を二次巻線と補助巻線の巻数比とほぼ等しくしている。
置しても、出力電圧Ｖoと補助電源電圧Ｖccとがさほど
乖離せずレギュレーション特性の良い共振形電源の補助
電源回路を提供すること。 【構成】 二次巻線Ｎsと直列に接続された共振インダ
クタＬrと、この共振インダクタと共振するコンデンサ
Ｃ２を一次巻線Ｎp、二次巻線Ｎs若しくはスイッチング
素子Ｑと並列に接続し、このＬＣ共振回路によってスイ
ッチング素子のオフ時にスイッチング素子の両端電圧が
共振するコバータ部１０と、共振インダクタと同一コア
に巻装された補助インダクタＬbを有し、この補助イン
ダクタを補助巻線ＮBと直列に接続し、これら補助イン
ダクタと補助巻線の両端電圧を整流平滑化する補助電源
部２０と、補助電源電圧Ｖccをコンバータ部の出力電圧
Ｖoに代えて入力して、所定電圧と一致するようにスイ
ッチング素子にオンオフ制御信号を送る制御手段３０と
を具備し、共振インダクタと補助インダクタとの巻数比
を二次巻線と補助巻線の巻数比とほぼ等しくしている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧共振形電源装置に掛
り、特に出力電圧のレギュレーション特性が良好で、部
品点数の少なくて済む補助巻線を有する装置の改良に関
する。
り、特に出力電圧のレギュレーション特性が良好で、部
品点数の少なくて済む補助巻線を有する装置の改良に関
する。
【０００２】
【従来の技術】電圧共振形電源装置は、例えば本出願人
の提案にかかる特開平３−１８２７４号公報等に開示さ
れているように、可変インダクタンスとコンデンサのＬ
Ｃ共振回路と、出力電圧を負荷電流に依存しないで一定
に保持するためにこのＬＣ共振回路の共振周波数を制御
するものが知られている。
の提案にかかる特開平３−１８２７４号公報等に開示さ
れているように、可変インダクタンスとコンデンサのＬ
Ｃ共振回路と、出力電圧を負荷電流に依存しないで一定
に保持するためにこのＬＣ共振回路の共振周波数を制御
するものが知られている。
【０００３】図５は従来装置の回路図である。図におい
て、商用電源等のＡＣ入力電圧はダイオードブリッジ回
路ＤＢで整流され、平滑コンデンサＣ１で平滑化され
る。一次巻線Ｎpと二次巻線ＮsとはＤＣ的には絶縁され
ているが交流的には結合しており、共振コンデンサＣ２
と共振インダクタＬrはＬＣ共振回路を構成している。
そして、一次巻線Ｎpには平滑コンデンサＣ１で平滑化
された直流電圧が印加されると共に、ＦＥＴ等のスイッ
チング素子Ｑによりオンオフされる。すると二次巻線Ｎ
sにスイッチング信号が誘起されるので、共振インダク
タＬrを介してダイオードＤ３並びに出力コンデンサＣ
３により直流化されて、負荷に対して出力電圧Ｖoの負
荷電流Ｉoが供給される。これらはフライバック方式共
振形電源と呼ばれるスイッチング電源であって、スイッ
チング素子Ｑがオンしている期間にトランスの励磁イン
ダクタンスにエネルギを蓄え、スイッチング素子Ｑがオ
フしている期間にトランス二次側にエネルギを放出する
方式のものである。
て、商用電源等のＡＣ入力電圧はダイオードブリッジ回
路ＤＢで整流され、平滑コンデンサＣ１で平滑化され
る。一次巻線Ｎpと二次巻線ＮsとはＤＣ的には絶縁され
ているが交流的には結合しており、共振コンデンサＣ２
と共振インダクタＬrはＬＣ共振回路を構成している。
そして、一次巻線Ｎpには平滑コンデンサＣ１で平滑化
された直流電圧が印加されると共に、ＦＥＴ等のスイッ
チング素子Ｑによりオンオフされる。すると二次巻線Ｎ
sにスイッチング信号が誘起されるので、共振インダク
タＬrを介してダイオードＤ３並びに出力コンデンサＣ
３により直流化されて、負荷に対して出力電圧Ｖoの負
荷電流Ｉoが供給される。これらはフライバック方式共
振形電源と呼ばれるスイッチング電源であって、スイッ
チング素子Ｑがオンしている期間にトランスの励磁イン
ダクタンスにエネルギを蓄え、スイッチング素子Ｑがオ
フしている期間にトランス二次側にエネルギを放出する
方式のものである。
【０００４】さらに補助巻線ＮBにもスイッチング信号
が誘起されるので、ダイオードＤ４とコンデンサＣ４の
整流平滑化回路により補助電源電圧Ｖccを生成して制御
回路の動作用電力を供給すると共に、この補助電源電圧
Ｖccを出力電圧Ｖoに関連する帰還信号ＦＢとして制御
回路に送る。制御回路では補助電源電圧Ｖccが所定の基
準電圧と一致するにように、スイッチング素子Ｑに対し
てオンオフ制御信号を送って、出力電圧を安定化すると
共に、一次側と二次側の絶縁を確保している。このオン
オフ制御信号のタイミング信号ＴＩＭは、補助巻線ＮB
に誘起されるスイッチング信号を用いている。なお、一
次巻線Ｎp、二次巻線Ｎs及び補助巻線Ｎ Bに付された黒
丸●は巻線の巻き始めを示している。
が誘起されるので、ダイオードＤ４とコンデンサＣ４の
整流平滑化回路により補助電源電圧Ｖccを生成して制御
回路の動作用電力を供給すると共に、この補助電源電圧
Ｖccを出力電圧Ｖoに関連する帰還信号ＦＢとして制御
回路に送る。制御回路では補助電源電圧Ｖccが所定の基
準電圧と一致するにように、スイッチング素子Ｑに対し
てオンオフ制御信号を送って、出力電圧を安定化すると
共に、一次側と二次側の絶縁を確保している。このオン
オフ制御信号のタイミング信号ＴＩＭは、補助巻線ＮB
に誘起されるスイッチング信号を用いている。なお、一
次巻線Ｎp、二次巻線Ｎs及び補助巻線Ｎ Bに付された黒
丸●は巻線の巻き始めを示している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、トランスの二
次側に共振インダクタＬrを配置した共振型電源の場合
には、共振インダクタＬrには負荷電流Ｉoによる電圧降
下がかかる為、出力電圧Ｖoと補助電源電圧Ｖccとが大
きく乖離し、その結果補助電源電圧Ｖccを用いた間接制
御方式によれば負荷電流に対する出力電圧のレギュレー
ション特性が悪化するという課題があった。
次側に共振インダクタＬrを配置した共振型電源の場合
には、共振インダクタＬrには負荷電流Ｉoによる電圧降
下がかかる為、出力電圧Ｖoと補助電源電圧Ｖccとが大
きく乖離し、その結果補助電源電圧Ｖccを用いた間接制
御方式によれば負荷電流に対する出力電圧のレギュレー
ション特性が悪化するという課題があった。
【０００６】そこで、共振インダクタＬrを一次側に設
置すれば、補助電源電圧Ｖccを用いた間接制御方式によ
ってもレギュレーション特性は数％程度の範囲内に収ま
るので、この課題は解決される。しかし、一次側には商
用の交流電圧を用いると１００Ｖ程度となり、二次側に
はＣＭＯＳ等の論理素子が負荷として接続される場合に
は５Ｖ程度となるから、今度は共振インダクタＬrに対
する電圧ストレスが大きくなるので、大型で高価なコア
を共振インダクタＬrに用いる必要が生じて、価格と大
きさの点で二次側に共振インダクタＬrを配置する場合
に比較して劣後するという課題があった。本発明はこの
ような課題を解決したもので、トランスの二次側に共振
インダクタＬrを配置しても、出力電圧Ｖoと補助電源電
圧Ｖccとがさほど乖離せずレギュレーション特性の良い
共振形電源の補助電源回路を提供することを目的とす
る。
置すれば、補助電源電圧Ｖccを用いた間接制御方式によ
ってもレギュレーション特性は数％程度の範囲内に収ま
るので、この課題は解決される。しかし、一次側には商
用の交流電圧を用いると１００Ｖ程度となり、二次側に
はＣＭＯＳ等の論理素子が負荷として接続される場合に
は５Ｖ程度となるから、今度は共振インダクタＬrに対
する電圧ストレスが大きくなるので、大型で高価なコア
を共振インダクタＬrに用いる必要が生じて、価格と大
きさの点で二次側に共振インダクタＬrを配置する場合
に比較して劣後するという課題があった。本発明はこの
ような課題を解決したもので、トランスの二次側に共振
インダクタＬrを配置しても、出力電圧Ｖoと補助電源電
圧Ｖccとがさほど乖離せずレギュレーション特性の良い
共振形電源の補助電源回路を提供することを目的とす
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成する本
発明は、二次巻線Ｎsと直列に接続された共振インダク
タＬrと、この共振インダクタと共振するコンデンサＣ
２を一次巻線Ｎp、二次巻線Ｎs若しくはスイッチング素
子Ｑと並列に接続し、このＬＣ共振回路によって当該ス
イッチング素子のオフ時に当該スイッチング素子の両端
電圧が共振するコバータ部１０と、前記共振インダクタ
と同一コアに巻装された補助インダクタＬbを有し、こ
の補助インダクタを補助巻線ＮBと直列に接続し、これ
ら補助インダクタと補助巻線の両端電圧を整流平滑化す
る補助電源部２０と、この補助電源部の補助電源電圧Ｖ
ccを前記コバータ部の出力電圧Ｖoに代えて入力し、こ
の補助電源電圧が所定電圧と一致するように前記スイッ
チング素子にオンオフ制御信号を送る制御手段３０とを
具備し、前記共振インダクタと前記補助インダクタとの
巻数比を前記二次巻線と前記補助巻線の巻数比とほぼ等
しくしたことを特徴としている。
発明は、二次巻線Ｎsと直列に接続された共振インダク
タＬrと、この共振インダクタと共振するコンデンサＣ
２を一次巻線Ｎp、二次巻線Ｎs若しくはスイッチング素
子Ｑと並列に接続し、このＬＣ共振回路によって当該ス
イッチング素子のオフ時に当該スイッチング素子の両端
電圧が共振するコバータ部１０と、前記共振インダクタ
と同一コアに巻装された補助インダクタＬbを有し、こ
の補助インダクタを補助巻線ＮBと直列に接続し、これ
ら補助インダクタと補助巻線の両端電圧を整流平滑化す
る補助電源部２０と、この補助電源部の補助電源電圧Ｖ
ccを前記コバータ部の出力電圧Ｖoに代えて入力し、こ
の補助電源電圧が所定電圧と一致するように前記スイッ
チング素子にオンオフ制御信号を送る制御手段３０とを
具備し、前記共振インダクタと前記補助インダクタとの
巻数比を前記二次巻線と前記補助巻線の巻数比とほぼ等
しくしたことを特徴としている。
【０００８】
【作用】本発明の構成によれば、共振インダクタはトラ
ンスの二次巻線と直列に接続されて、トランスの一次側
若しくは二次側に設けられるコンデンサと共振をする。
コバータ部１０はこの共振と同期してスイッチング素子
をオンオフしているが、このオンするタンミングを当該
スイッチング素子の入出力端子間電圧が零電圧であるよ
うに位相制御している。また出力電圧の安定化は補助巻
線の出力電圧を用いている。ここで負荷電流が変動する
場合には、補助巻線の出力電圧が負荷への出力電圧と乖
離しやすいので、補助巻線に直列に接続される補助イン
ダクタを設けると共に、共振インダクタと補助インダク
タとの巻数比を二次巻線と補助巻線の巻数比とほぼ等し
くして、補助巻線の出力電圧が負荷への出力電圧とほぼ
比例するように構成している。
ンスの二次巻線と直列に接続されて、トランスの一次側
若しくは二次側に設けられるコンデンサと共振をする。
コバータ部１０はこの共振と同期してスイッチング素子
をオンオフしているが、このオンするタンミングを当該
スイッチング素子の入出力端子間電圧が零電圧であるよ
うに位相制御している。また出力電圧の安定化は補助巻
線の出力電圧を用いている。ここで負荷電流が変動する
場合には、補助巻線の出力電圧が負荷への出力電圧と乖
離しやすいので、補助巻線に直列に接続される補助イン
ダクタを設けると共に、共振インダクタと補助インダク
タとの巻数比を二次巻線と補助巻線の巻数比とほぼ等し
くして、補助巻線の出力電圧が負荷への出力電圧とほぼ
比例するように構成している。
【０００９】
【実施例】以下図面を用いて、本発明を説明する。図１
は本発明の一実施例を示す回路図である。尚、図１にお
いて前記図５と同一作用をするものには同一符号を付し
て説明を省略する。ここではスイッチング素子Ｑを構成
するＦＥＴのゲートソース間電位をＶgs、ドレインソー
ス間電位をＶdsとし、ドレイン端子（入力端）からソー
ス端子（出力端）に流れる電流をＩdsとする。なおゲー
ト端子は制御端である。一次巻線Ｎpのインダクタンス
をＬpとする。
は本発明の一実施例を示す回路図である。尚、図１にお
いて前記図５と同一作用をするものには同一符号を付し
て説明を省略する。ここではスイッチング素子Ｑを構成
するＦＥＴのゲートソース間電位をＶgs、ドレインソー
ス間電位をＶdsとし、ドレイン端子（入力端）からソー
ス端子（出力端）に流れる電流をＩdsとする。なおゲー
ト端子は制御端である。一次巻線Ｎpのインダクタンス
をＬpとする。
【００１０】二次巻線Ｎsに誘起されるスイッチング電
圧をＶsw、共振インダクタンスＬrに生じる電圧をＶ
Lr、そして二次巻線Ｎsと補助インダクタンスＬrの直列
回路に生じる電圧をＶArとする。この電圧ＶArは、ダイ
オードＤ３のアノード電圧となっている。また補助巻線
ＮBに誘起されるスイッチング電圧をＶBIAS、補助巻線
ＮBと補助インダクタンスＬbに生じる電圧をＶAbとす
る。この電圧ＶAbは、ダイオードＤ４のアノード電圧と
なっている。なお、補助インダクタンスＬbは補助巻線
ＮBとダイオードＤ４の間に挿入されたもので、同時に
共振インダクタンスＬrと同一コアに巻線を巻いて磁気
的に結合させると共に、その巻線の極性は同方向となる
ように接続する。
圧をＶsw、共振インダクタンスＬrに生じる電圧をＶ
Lr、そして二次巻線Ｎsと補助インダクタンスＬrの直列
回路に生じる電圧をＶArとする。この電圧ＶArは、ダイ
オードＤ３のアノード電圧となっている。また補助巻線
ＮBに誘起されるスイッチング電圧をＶBIAS、補助巻線
ＮBと補助インダクタンスＬbに生じる電圧をＶAbとす
る。この電圧ＶAbは、ダイオードＤ４のアノード電圧と
なっている。なお、補助インダクタンスＬbは補助巻線
ＮBとダイオードＤ４の間に挿入されたもので、同時に
共振インダクタンスＬrと同一コアに巻線を巻いて磁気
的に結合させると共に、その巻線の極性は同方向となる
ように接続する。
【００１１】制御回路３０の内部構成は、例えば帰還電
圧ＦＢを基準電圧Ｖrefと比較して誤差電圧を増幅する
誤差アンプＵ１と、この誤差アンプＵ１の出力する誤差
信号と補助巻線ＮBに誘起されるスイッチング電圧Ｖ
BIASたるタイミング信号ＴＩＭを入力するオンオフ信号
発生部Ｕ２と、このオンオフ信号発生部Ｕ２の出力する
信号を増幅するドライバ回路Ｕ３とを有する。ドライバ
回路Ｕ３の出力信号はスイッチング素子Ｑの制御端子に
送られている。
圧ＦＢを基準電圧Ｖrefと比較して誤差電圧を増幅する
誤差アンプＵ１と、この誤差アンプＵ１の出力する誤差
信号と補助巻線ＮBに誘起されるスイッチング電圧Ｖ
BIASたるタイミング信号ＴＩＭを入力するオンオフ信号
発生部Ｕ２と、このオンオフ信号発生部Ｕ２の出力する
信号を増幅するドライバ回路Ｕ３とを有する。ドライバ
回路Ｕ３の出力信号はスイッチング素子Ｑの制御端子に
送られている。
【００１２】このように構成された装置の動作を次に説
明する。図２は図１の装置のスイッチング動作を説明す
る２周期程度の波形図で、（Ａ）はＦＥＴのゲートソー
ス間電位Ｖgsで、ドライバ回路Ｕ３の出力信号と同一で
ある。（Ｂ）はドレイン端子からソース端子に流れる電
流Ｉds、（Ｃ）はドレインソース間電位Ｖds、（Ｄ）は
二次巻線Ｎsに誘起されるスイッチング電圧Ｖsw、
（Ｅ）はダイオードＤ３のアノード電圧ＶAr、（Ｆ）は
共振インダクタンスＬrに生じる電圧ＶLr、（Ｇ）は補
助巻線ＮBに誘起されるスイッチング電圧ＶBIAS、
（Ｈ）はダイオードＤ４のアノード電圧ＶAbである。
明する。図２は図１の装置のスイッチング動作を説明す
る２周期程度の波形図で、（Ａ）はＦＥＴのゲートソー
ス間電位Ｖgsで、ドライバ回路Ｕ３の出力信号と同一で
ある。（Ｂ）はドレイン端子からソース端子に流れる電
流Ｉds、（Ｃ）はドレインソース間電位Ｖds、（Ｄ）は
二次巻線Ｎsに誘起されるスイッチング電圧Ｖsw、
（Ｅ）はダイオードＤ３のアノード電圧ＶAr、（Ｆ）は
共振インダクタンスＬrに生じる電圧ＶLr、（Ｇ）は補
助巻線ＮBに誘起されるスイッチング電圧ＶBIAS、
（Ｈ）はダイオードＤ４のアノード電圧ＶAbである。
【００１３】時刻ｔ0は今回のスイッチング周期の開始
時ｔ1を定める基準時である。時刻ｔ 1で制御回路３０は
スイッチング素子Ｑをターンオンする制御信号を送り、
出力電圧安定化のために必要とする期間τだけオン状態
を継続した後に、時刻ｔ2で制御回路３０はスイッチン
グ素子Ｑをターンオフする制御信号を送る。すると、ト
ランスの一次巻線のインダクタンスＬpと共振コンデン
サＣ２が共振するので、ＦＥＴのドレインソース間電位
Ｖdsは正弦波状に上昇する。
時ｔ1を定める基準時である。時刻ｔ 1で制御回路３０は
スイッチング素子Ｑをターンオンする制御信号を送り、
出力電圧安定化のために必要とする期間τだけオン状態
を継続した後に、時刻ｔ2で制御回路３０はスイッチン
グ素子Ｑをターンオフする制御信号を送る。すると、ト
ランスの一次巻線のインダクタンスＬpと共振コンデン
サＣ２が共振するので、ＦＥＴのドレインソース間電位
Ｖdsは正弦波状に上昇する。
【００１４】時刻ｔ3でダイオードＤ３がオンすると、
今度は共振インダクタンスＬrと共振コンデンサＣ２の
共振動作となり、ダイオードＤ３がオフする時刻ｔ4ま
で継続する。そして時刻ｔ4から時刻ｔ5までの期間は、
再び一次巻線のインダクタンスＬpと共振コンデンサＣ
２の共振に戻り、ＦＥＴのドレインソース間電位Ｖdsを
０Ｖまで引き下げる。時刻ｔ5から時刻ｔ6までの期間
は、共振エネルギによりＦＥＴの寄生ダイオードが導通
しているので、この期間にＦＥＴをターンオンすると所
謂ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が発
生せず好ましい。
今度は共振インダクタンスＬrと共振コンデンサＣ２の
共振動作となり、ダイオードＤ３がオフする時刻ｔ4ま
で継続する。そして時刻ｔ4から時刻ｔ5までの期間は、
再び一次巻線のインダクタンスＬpと共振コンデンサＣ
２の共振に戻り、ＦＥＴのドレインソース間電位Ｖdsを
０Ｖまで引き下げる。時刻ｔ5から時刻ｔ6までの期間
は、共振エネルギによりＦＥＴの寄生ダイオードが導通
しているので、この期間にＦＥＴをターンオンすると所
謂ゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失が発
生せず好ましい。
【００１５】このようにコバータ部１０のスイッチング
素子Ｑは動作することになるが、次にこれに対応する二
次巻線と補助巻線側の動作について説明する。補助巻線
電圧ＶBIASは二次巻線電圧Ｖswと相似の正弦波状電圧が
発生するが、これには次の関係が成立している。 ＶBIAS＝（ＮB／Ｎs）xＶsw (1) ここで、 ＮBは補助巻線の巻き数、Ｎsは二次巻線の巻
き数になっている。またダイオードＤ３が導通している
期間は、ダイオードＤ３のアノード電圧ＶArは出力電圧
Ｖoにクランプされるため、アノード電圧ＶArと共振イ
ンダクタンスＬrに生じる両端電圧ＶLrはそれぞれ図２
（Ｅ），（Ｆ）のような波形となる。
素子Ｑは動作することになるが、次にこれに対応する二
次巻線と補助巻線側の動作について説明する。補助巻線
電圧ＶBIASは二次巻線電圧Ｖswと相似の正弦波状電圧が
発生するが、これには次の関係が成立している。 ＶBIAS＝（ＮB／Ｎs）xＶsw (1) ここで、 ＮBは補助巻線の巻き数、Ｎsは二次巻線の巻
き数になっている。またダイオードＤ３が導通している
期間は、ダイオードＤ３のアノード電圧ＶArは出力電圧
Ｖoにクランプされるため、アノード電圧ＶArと共振イ
ンダクタンスＬrに生じる両端電圧ＶLrはそれぞれ図２
（Ｅ），（Ｆ）のような波形となる。
【００１６】図３は負荷電流Ｉoと出力電圧Ｖoとの関係
図で、実線は図１の実施例、破線は比較例の特性を表し
ている。なお比較例の構造は、図１の実施例から補助イ
ンダクタンスＬbを除去したもので、実質的には図５の
従来例と同一構成としている。比較例によれば、出力電
圧Ｖoの負荷電流変動に対するレギュレーション特性が
良くない。この原因を図２（Ｇ）を用いて説明すると、
補助電源電圧Ｖccは補助巻線電圧ＶBIASをピーク整流し
たものとなり、補助巻線電圧ＶBIASのピーク電圧ＶBPK
とすると、次の関係式が成立する。 Ｖcc≒ＶBPK (2) 二次巻線電圧Ｖswのピーク電圧ＶSPKと補助巻線電圧Ｖ
BIASのピーク電圧ＶBPKは、負荷電流Ｉoによって大きく
変動してしまうため、補助電源電圧Ｖccを用いて出力電
圧安定化の帰還をかけると、出力電圧Ｖoの負荷電流変
動に対するレギュレーション特性が悪化する。
図で、実線は図１の実施例、破線は比較例の特性を表し
ている。なお比較例の構造は、図１の実施例から補助イ
ンダクタンスＬbを除去したもので、実質的には図５の
従来例と同一構成としている。比較例によれば、出力電
圧Ｖoの負荷電流変動に対するレギュレーション特性が
良くない。この原因を図２（Ｇ）を用いて説明すると、
補助電源電圧Ｖccは補助巻線電圧ＶBIASをピーク整流し
たものとなり、補助巻線電圧ＶBIASのピーク電圧ＶBPK
とすると、次の関係式が成立する。 Ｖcc≒ＶBPK (2) 二次巻線電圧Ｖswのピーク電圧ＶSPKと補助巻線電圧Ｖ
BIASのピーク電圧ＶBPKは、負荷電流Ｉoによって大きく
変動してしまうため、補助電源電圧Ｖccを用いて出力電
圧安定化の帰還をかけると、出力電圧Ｖoの負荷電流変
動に対するレギュレーション特性が悪化する。
【００１７】これに対して図１の実施例によれば、共振
インダクタンスＬrによって補助巻線電圧ＶBIASから共
振インダクタンスＬrに生じる電圧ＶLrと相似な波形を
減算している。なお、図２（Ｈ）における斜線領域は共
振インダクタンスＬrに生じる電圧ＶLrと相似な波形に
相当している。これにより、出力電圧Ｖoと補助電源電
圧Ｖccとの比をほぼ一定に保持している。補助インダク
タンスＬbと共振インダクタンスＬrの巻き数をそれぞれ
ＮbとＮrとするとき、この巻数比Ｎb／Ｎrとを補助巻線
と二次巻線の巻数比ＮB／Ｎsと等しくすれば、ダイオー
ドＤ３のアノード電圧ＶArとダイオードＤ４のアノード
電圧ＶAbは相似であるから、次の関係式が成立する。 Ｖcc＝（ＮB／Ｎs)xＶo (3) 従って、補助電源電圧Ｖccを制御すれば出力電圧Ｖoを負
荷電流に依存せずに安定化できる。
インダクタンスＬrによって補助巻線電圧ＶBIASから共
振インダクタンスＬrに生じる電圧ＶLrと相似な波形を
減算している。なお、図２（Ｈ）における斜線領域は共
振インダクタンスＬrに生じる電圧ＶLrと相似な波形に
相当している。これにより、出力電圧Ｖoと補助電源電
圧Ｖccとの比をほぼ一定に保持している。補助インダク
タンスＬbと共振インダクタンスＬrの巻き数をそれぞれ
ＮbとＮrとするとき、この巻数比Ｎb／Ｎrとを補助巻線
と二次巻線の巻数比ＮB／Ｎsと等しくすれば、ダイオー
ドＤ３のアノード電圧ＶArとダイオードＤ４のアノード
電圧ＶAbは相似であるから、次の関係式が成立する。 Ｖcc＝（ＮB／Ｎs)xＶo (3) 従って、補助電源電圧Ｖccを制御すれば出力電圧Ｖoを負
荷電流に依存せずに安定化できる。
【００１８】なお、上記実施例においては補助インダク
タンスＬbと共振インダクタンスＬrの巻数比Ｎb／Ｎrと
を補助巻線と二次巻線の巻数比ＮB／Ｎsと厳密に等しく
している場合を示したが、実装状態を考慮すると補助イ
ンダクタンスＬbと共振インダクタンスＬrのコアにおけ
る結合度と、トランスにおける補助巻線と二次巻線の結
合度には差異を生じやすい。そこで、この結合度の相違
を吸収するように、両者の巻き数比を厳密に等しくする
場合を基準として少しずらした方がレギュレーション特
性が良好になることがあるので、(3)式は結合度の相違
も考慮して実質的に成立していればよい。
タンスＬbと共振インダクタンスＬrの巻数比Ｎb／Ｎrと
を補助巻線と二次巻線の巻数比ＮB／Ｎsと厳密に等しく
している場合を示したが、実装状態を考慮すると補助イ
ンダクタンスＬbと共振インダクタンスＬrのコアにおけ
る結合度と、トランスにおける補助巻線と二次巻線の結
合度には差異を生じやすい。そこで、この結合度の相違
を吸収するように、両者の巻き数比を厳密に等しくする
場合を基準として少しずらした方がレギュレーション特
性が良好になることがあるので、(3)式は結合度の相違
も考慮して実質的に成立していればよい。
【００１９】図４は本発明の他の実施例を示す回路図で
ある。ここでは出力電圧Ｖoを制御回路３０に帰還する
に当たって、補助電源電圧Ｖccに代えて直接負荷に供給
される出力電圧ＶoをフォトカプラＰＣを介して制御回
路３０の帰還端子ＦＢに送る出力電圧帰還回路４０を設
けている。出力電圧帰還回路４０の具体的な回路構成
は、例えば出力電圧Ｖoを抵抗分割し、所定の基準電圧
と比較して誤差信号を出力するものがある。
ある。ここでは出力電圧Ｖoを制御回路３０に帰還する
に当たって、補助電源電圧Ｖccに代えて直接負荷に供給
される出力電圧ＶoをフォトカプラＰＣを介して制御回
路３０の帰還端子ＦＢに送る出力電圧帰還回路４０を設
けている。出力電圧帰還回路４０の具体的な回路構成
は、例えば出力電圧Ｖoを抵抗分割し、所定の基準電圧
と比較して誤差信号を出力するものがある。
【００２０】このように構成すると、出力電圧Ｖoを負
荷電流に依存せず安定に制御できる。また、補助電源電
圧Ｖccが負荷電流の変動に依存して大きく変動すると、
ＦＥＴのゲート耐圧、制御回路の定格電圧やスタート・
ストップ電圧等に大きな余裕度を見る必要が生じてコス
ト上昇要因となる。しかし、図４の実施例によれば補助
インダクタンスＬbと共振インダクタンスＬrを同一コア
に装着して結合させることで、補助電源電圧Ｖccが負荷
電流の変動に依存せず安定に制御できるという効果があ
り、ＦＥＴのゲート耐圧等が容易に設計できる。
荷電流に依存せず安定に制御できる。また、補助電源電
圧Ｖccが負荷電流の変動に依存して大きく変動すると、
ＦＥＴのゲート耐圧、制御回路の定格電圧やスタート・
ストップ電圧等に大きな余裕度を見る必要が生じてコス
ト上昇要因となる。しかし、図４の実施例によれば補助
インダクタンスＬbと共振インダクタンスＬrを同一コア
に装着して結合させることで、補助電源電圧Ｖccが負荷
電流の変動に依存せず安定に制御できるという効果があ
り、ＦＥＴのゲート耐圧等が容易に設計できる。
【００２１】なお、上記実施例においては、フライバッ
ク方式共振形電源を例にしているが、本発明はこれに限
定されるものではなく、フォワード方式共振形電源等
の、トランスを有し共振用インダクタが二次側に配置さ
れる共振形電源にも適用できる。ここで、フォワード方
式共振形電源とは、フライバック方式共振形電源とはト
ランスの一次巻線と二次巻線の巻装方向が逆のものあっ
て、スイッチング素子Ｑがオフしている期間にトランス
の励磁インダクタンスにエネルギを蓄え、スイッチング
素子Ｑがオンしている期間にトランス二次側にエネルギ
を放出する方式のものである。
ク方式共振形電源を例にしているが、本発明はこれに限
定されるものではなく、フォワード方式共振形電源等
の、トランスを有し共振用インダクタが二次側に配置さ
れる共振形電源にも適用できる。ここで、フォワード方
式共振形電源とは、フライバック方式共振形電源とはト
ランスの一次巻線と二次巻線の巻装方向が逆のものあっ
て、スイッチング素子Ｑがオフしている期間にトランス
の励磁インダクタンスにエネルギを蓄え、スイッチング
素子Ｑがオンしている期間にトランス二次側にエネルギ
を放出する方式のものである。
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば二
次側に共振インダクタを有する共振形コバータにおい
て、補助巻線に補助インダクタを接続すると共に、この
補助インダクタを共振インダクタを同一コアに装着して
結合させているので、出力電圧Ｖoと補助電源電圧Ｖcc
との比を負荷電流によらず一定に保持できるという効果
がある。また、共振インダクタを一次側に配置する場合
に比較すると、二次側に配置することで共振インダクタ
の小型化と低価格化に寄与するという効果もある。さら
に図１の実施例によれば、補助電源電圧Ｖccを制御回路
３０に帰還しているので、図４の実施例に比較するとフ
ォトカプラが不要になり、共振形電源の低価格化に寄与
するという効果がある。
次側に共振インダクタを有する共振形コバータにおい
て、補助巻線に補助インダクタを接続すると共に、この
補助インダクタを共振インダクタを同一コアに装着して
結合させているので、出力電圧Ｖoと補助電源電圧Ｖcc
との比を負荷電流によらず一定に保持できるという効果
がある。また、共振インダクタを一次側に配置する場合
に比較すると、二次側に配置することで共振インダクタ
の小型化と低価格化に寄与するという効果もある。さら
に図１の実施例によれば、補助電源電圧Ｖccを制御回路
３０に帰還しているので、図４の実施例に比較するとフ
ォトカプラが不要になり、共振形電源の低価格化に寄与
するという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の装置のスイッチング動作を説明する２周
期程度の波形図である。
期程度の波形図である。
【図３】負荷電流Ｉoと出力電圧Ｖoとの関係図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図５】従来装置の回路図である。
１０ コバータ部 ２０ 補助電源部 ３０ 制御回路 Ｃ２ 共振コンデンサ Ｌr 共振インダクタ Ｌb 補助インダクタ
Claims (2)
- 【請求項１】二次巻線（Ｎs)と直列に接続された共振イ
ンダクタ（Ｌr)と、この共振インダクタと共振するコン
デンサ（Ｃ２）を一次巻線（Ｎp)、二次巻線（Ｎs)若し
くはスイッチング素子（Ｑ）と並列に接続し、このＬＣ
共振回路によって当該スイッチング素子のオフ時に当該
スイッチング素子の両端電圧が共振するコバータ部（１
０）と、 前記共振インダクタと同一コアに巻装された補助インダ
クタ（Ｌb)を有し、この補助インダクタを補助巻線（Ｎ
B)と直列に接続し、これら補助インダクタと補助巻線の
両端電圧を整流平滑化する補助電源部（２０）と、 この補助電源部の補助電源電圧（Ｖcc)を前記コバータ
部の出力電圧（Ｖo)に代えて入力し、この補助電源電圧
が所定電圧と一致するように前記スイッチング素子にオ
ンオフ制御信号を送る制御手段（３０）と、 を具備し、前記共振インダクタと前記補助インダクタと
の巻数比を前記二次巻線と前記補助巻線の巻数比とほぼ
等しくしたことを特徴とする共振形電源の補助電源回
路。 - 【請求項２】二次巻線（Ｎs)と直列に接続された共振イ
ンダクタ（Ｌr)と、この共振インダクタと共振するコン
デンサ（Ｃ２）を一次巻線（Ｎp)、二次巻線（Ｎs)若し
くはスイッチング素子（Ｑ）と並列に接続し、このＬＣ
共振回路によって当該スイッチング素子のオフ時に当該
スイッチング素子の両端電圧が共振するコバータ部（１
０）と、 前記共振インダクタと同一コアに巻装された補助インダ
クタ（Ｌb)を有し、この補助インダクタを補助巻線（Ｎ
B)と直列に接続し、これら補助インダクタと補助巻線の
両端電圧を整流平滑化する補助電源部（２０）と、 この補助電源部の補助電源電圧（Ｖcc)を動作用電力と
して使用すると共に、前記コバータ部の出力電圧（Ｖo)
を入力し、この出力電圧が所定電圧と一致するように前
記スイッチング素子にオンオフ制御信号を送る制御手段
（３０）と、 を具備し、前記共振インダクタと前記補助インダクタと
の巻数比を前記二次巻線と前記補助巻線の巻数比とほぼ
等しくしたことを特徴とする共振形電源の補助電源回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16857895A JPH0923650A (ja) | 1995-07-04 | 1995-07-04 | 共振形電源の補助電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16857895A JPH0923650A (ja) | 1995-07-04 | 1995-07-04 | 共振形電源の補助電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923650A true JPH0923650A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=15870655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16857895A Pending JPH0923650A (ja) | 1995-07-04 | 1995-07-04 | 共振形電源の補助電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0923650A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2409940A (en) * | 2004-01-12 | 2005-07-13 | Siemens Ag | Bidirectional power supply transformer |
| JP2009165337A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Lite-On Technology Corp | 電源装置 |
| JP2018026951A (ja) * | 2016-08-10 | 2018-02-15 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置及び半導体装置 |
-
1995
- 1995-07-04 JP JP16857895A patent/JPH0923650A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2409940A (en) * | 2004-01-12 | 2005-07-13 | Siemens Ag | Bidirectional power supply transformer |
| GB2409940B (en) * | 2004-01-12 | 2006-05-10 | Siemens Ag | A bidirectional power supply transformer |
| JP2009165337A (ja) * | 2008-01-07 | 2009-07-23 | Lite-On Technology Corp | 電源装置 |
| JP2018026951A (ja) * | 2016-08-10 | 2018-02-15 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置及び半導体装置 |
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