JPH09233820A

JPH09233820A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH09233820A
Application number: JP8039823A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Sanada; 和法真田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-02-27
Filing date: 1996-02-27
Publication date: 1997-09-05

Abstract

(57)【要約】【課題】従来の電力変換装置では、電源の電圧変動が
出力電圧に影響を与えたり、電源が専用の発電機の場
合、負荷の変動にともなって電圧のみならず周波数も変
動して、制御が不可能になり、あるいは、コンバータの
制御系と発電機の制御系が互いに干渉し、制御不能にな
ることがあった。【解決手段】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較して半
導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成するように
構成した電力変換装置において、制御電圧を入力電圧に
基づいて補正する電圧補正回路を備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は無停電電源装置の
ように、交流電力を直流を介して交流電力に変換する電
力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１３は例えば、電気学会１９８７年刊
行「半導体電力変換回路」第２版、第２１〜２２頁に記
載している電力変換装置を本願発明による電力変換装置
に則して再構成したブロック構成図である。図におい
て、１は交流電源、２は入力リアクトル、３はサイリス
タ等の半導体素子で構成するコンバータ、４は平滑コン
デンサ、５は負荷である。制御回路は入力電圧センサ１
０、同期回路１１、キャリア生成回路１２、出力電圧セ
ンサ１２、電圧設定回路４０、電圧制御回路４１、比較
器５０、ゲート駆動回路５１等で構成している。図１４
はコンバータ３の動作を説明するためのタイミングチャ
ートである。

【０００３】次に、この従来の電力変換装置の動作を説
明する。周知のように、コンバータ３は各サイリスタが
導通する位相角を制御することによって所定の出力電圧
を得ている。例えば、６相のサイリスタコンバータでは
サイリスタを導通させる点を相電圧の位相角でπ／３か
らπまでの範囲で変化させて、出力電圧を可変制御して
いる。同期回路１１は入力電圧センサ１０からの信号に
より入力電圧の基準位相信号を生成する。電圧制御回路
４１は出力電圧を設定回路４０での設定電圧と一致させ
るように制御信号を生成する。キャリア生成回路１２が
基準位相信号に基づいて入力電圧と同期し、定格入力電
圧実効値の３√２／π倍の振幅Ｖ_DPをもつキャリアを生
成する。比較器５０はキャリアと制御信号とを比較し、
キャリアが制御信号より小さくなった時点から電気角で
２π／３の期間、導通信号を出力し、ゲート駆動回路５
１がこの導通信号に基づいてゲート駆動信号を生成しコ
ンバータ３を制御する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、電源の電圧変動が出
力電圧に影響を与え、さらに電力変換装置の各素子を高
耐圧・大容量とする必要があった。また、例えば電源が
専用の発電機である場合、負荷の変動にともなって電圧
のみならず周波数も変動して、位相制御の基準点がずれ
出力電圧の制御が不可能になることがあった。さらに
は、コンバータの制御系と発電機の制御系が互いに干渉
し、制御不能に陥りコンバータを停止せざるを得ないと
いう事態になることもあった。この発明は上記ような課
題を解決するためになされたものであり、入力電圧が変
動しても安定した出力電圧を得ることを目的としてい
る。また、負荷の急変に対しても安定した電圧の出力を
供給することを目的としている。

【０００５】

【課題を解決するための手段】半導体素子を用いたコン
バータと、入力リアクトルと、平滑コンデンサと、所定
の出力電圧を得るための制御回路を備え、入力電圧と同
期したキャリアと所定の出力電圧を得るための制御電圧
とを比較して半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を
生成するように構成した電力変換装置において、制御電
圧を入力電圧に基づいて補正する電圧補正回路を備えた
ものである。また、電圧補正回路は入力電圧の検出値の
定格電圧に対する比率に基づいて補正するようにしたも
のである。

【０００６】また、制御電圧を入力電圧の位相を検出す
る同期回路で得る位相誤差信号に基づいて位相補正回路
によって補正するするようにしたものである。さらにま
た、位相補正回路が制御電圧の上限を設定する制御電圧
リミッタ回路と、位相誤差信号の大きさに応じたリミッ
トレベルを生成するリミットレベル生成回路と、このリ
ミットレベル生成回路の出力の変化に応じて制御電圧リ
ミッタ回路の出力電圧の上限を設定するようにした変化
量制御回路をそなえたものである。

【０００７】さらにまた、制御電圧に出力電圧を加算す
る出力電圧加算回路を備えたものである。さらにまた、
出力電圧を所定の最大値もしくは最小値をリミット値と
するリミッタ回路を介して制御電圧と加算するようにし
たものである。さらにまた、コンバータの出力電流に基
づく比例制御および積分制御を行い制御電圧を出力する
電流制御回路を備え、この電流制御回路の出力を所定の
リミット値とするリミッタ回路を介して制御電圧と加算
するとともに、このリミッタ回路がリミット動作したこ
とを検出して前記電流制御回路の積分制御を停止するよ
うにしたものである。さらにまた、出力電圧から抽出し
た変動成分をダンピング回路を介して生成した振動成分
を制御電圧から減算する振動抑制回路を備えたものであ
る。さらにまた、出力電流から抽出した変動成分をダン
ピング回路を介して生成した振動成分を制御電圧から減
算する振動抑制回路を備えたものである。さらにまた、
入力電流から抽出した変動成分をダンピング回路を介し
て生成した振動成分を制御電圧から減算する振動抑制回
路を備えたものである。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、この発明による電力変換装
置について、複数の実施形態を図を用いて説明する。各
図には従来の電力変換装置を説明するのに用いた図１３
におけるのと同一もしくは相当する部分には同一の符号
を付し、機能や作用についての重複する説明は省略す
る。

【０００９】実施形態１．以下、この発明の第１の実施
形態である電力変換装置をブロック構成図である図１を
用いて説明する。図において、１１はＰＬＬ（フェーズ
ドロックループ）を用いた同期回路であり、１１₁ は位
相検出回路、１１₂ はローパスフィルタ、１１₃ は電圧
制御発振器、３０は出力電流センサ、４２は電流制御回
路、４３は電圧補正回路、４３₁は入力電圧の定格実効
値を設定する入力定格電圧設定回路、４３₂ は入力電圧
の実効値を検出する入力電圧検出回路、４３₃ は入力定
格電圧を入力電圧で除算する除算器、４３₄ は電流制御
回路４２の出力と除算器４３₃ の出力とを乗じる乗算器
である。

【００１０】次に動作について説明する。入力電圧が変
動したとき、ゲート制御信号を補正して出力電圧の変動
を防止するために、電圧補正回路４３において電流制御
回路４２の出力と入力電圧センサ１０の出力とから電圧
変動係数を求めゲート制御電圧を補正する。電流制御回
路４２からの制御信号に入力電圧の定格電圧に対する電
圧変動係数を乗じることによって、入力電圧の振幅変動
に影響されない制御回路が構成できる。そして、入力電
圧の振幅が変動しても出力電圧はなんら影響を受けるこ
とはない。

【００１１】なお、キャリア生成回路１２で生成するキ
ャリアは入力電源１の位相情報をもつ信号で、振幅情報
はない。もし、キャリア信号の振幅を入力電圧と比例し
て補正するように構成すれば、入力電圧が変動しても上
記のように制御信号を入力電圧に応じて補正する必要は
ない。いいかえれば、キャリアの振幅を電圧補正回路４
３と同等な手段を用いて補正するようにしてもよい。

【００１２】以上の説明では、制御信号を入力電圧の変
動に応じて補正することにより出力電圧の変動を防止す
るように構成したが、入力周波数の変動に起因する出力
電圧の変動についても同じような構成を用いて防止する
ことができる。図２は入力周波数の変動に起因する出力
電圧の変動を防止するようにした電力変換装置を示すブ
ロック構成図である。１３は同期回路１１内部の位相検
出回路１１₁ から出力される位相誤差信号からノイズを
取除くローパスフィルタ、４４は位相補正回路である。

【００１３】次に、動作について説明する。位相検出回
路１１₁ で検出した位相誤差からローパスフィルタ１３
で高周波成分を除去して得た位相誤差と、電流制御回路
からの制御信号とにより、位相補正回路４４で次の演算
を行い位相誤差を補正した制御信号を得る。Ｖ＝Ｖ_con ＋（θ／（２π／３））×Ｖ_p ここで、Ｖは位相誤差を補正した制御信号電圧、Ｖ_con
は電流制御回路４２から制御信号電圧、θはローパスフ
ィルタ１３からの位相誤差電圧（ただし、入力電圧が基
準点より進んだときの位相差を正とする）、Ｖ_p は位相
π／３（制御角０度）のときの電圧、すなわち最大出力
電圧である。

【００１４】サイリスタコンバータでは、サイリスタを
導通させる入力電圧１の位相角（制御角）を調整するこ
とにより出力電圧を制御しており、その基準点を同期回
路１１で検出している。このため、入力電源１の周波数
が変動すると同期回路１１が同期するまでの間、検出す
る基準信号に位相誤差が生じる。位相誤差を補正しない
と位相誤差が制御角に加算されるため、出力電圧が大幅
に変動する。出力電圧は制御角の余弦値に比例するた
め、例えば制御角２π／９（４０度）のとき位相誤差が
π／１８（１０度）発生すると１０％の電圧変動が発生
する。このような基準点の移動による電圧変動は電圧制
御回路４１での制御は不可能である。このように、図２
に示す制御回路を用いることによって入力電源の周波数
や位相が急変しても出力電圧への影響が除かれ安定した
出力電圧が得られる。

【００１５】また、入力電源が専用発電機であって、コ
ンバータの負荷急変による入力電圧の波形歪、電圧変
動、周波数変動が生じる場合の出力電圧の変動について
も同じような構成を用いて防止することができる。図３
および図４は図２における位相補正回路４４に換えて用
いるリミッタ回路であり、入力電圧の波形歪、電圧変
動、周波数変動などが複合して変動したとき出力電圧の
変動を防止するよう動作させるようにした構成例であ
る。

【００１６】図３において、４５はリミッタ回路で、リ
ミットレベル生成回路４５₁ 、変化量制限回路４５₂ 、
電流リミッタ回路４５₃ からなっており、変化量制限回
路４５₂ にはローパスフィルタ１３の出力が、電流リミ
ッタ回路４５₃ には電流制御回路４２の出力が接続さ
れ、リミッタ回路４５の出力は比較回路５０に接続され
ている。変化量制限回路４５₂ はダイオード４５_2A、抵
抗４５_2B、４５_2C、抵抗４５_2Dとコンデンサ４５_2Eで構
成される。

【００１７】リミットレベル生成回路４５₁ では位相誤
差θに比例するリミットレベルを次式を用いて演算によ
り求める。ＬＭＴ＝Ｖ_p×（１−θ／（２π／３））ここで、ＬＭＴはリミットレベル、θおよびＶ_p は図１
の動作説明で用いたものと同一である。

【００１８】変化量制限回路４５₂ ではリミットレベル
が減少したときはダイオード４５_2Aと抵抗４５_2Bによっ
て急速に変化させ、増加したときにはダイオード４５_2C
と抵抗４５_2Dでゆっくり変化するように抵抗４５_2Bおよ
び４５_2Dを選定しておく。この変化量制御回路４５₂ の
出力を電流リミット回路４５₃ のリミットレベルとする
ことにより、位相誤差θが遅れ側の場合は速やかに制御
信号のリミットレベルを低下させ、一旦低下したリミッ
トレベルは位相誤差θがなくなっても緩やかに０に復帰
するので、同期回路１１の動作とは関係なく負荷が徐々
に増加する。その結果、入力電源に波形歪、電圧低下、
周波数の低下が生じてもコンバータ負荷を緩やかに増加
させることができるので、専用発電機等からなる電源で
もコンバータを連続運転できるようになる。

【００１９】図１３を用いて説明した従来の電力変換装
置においては、入力電源が専用の発電機である場合であ
って、負荷の急激な増加によって入力電圧の波形歪、電
圧低下、周波数の低下などが同時の生じるとき、位相検
出回路１１の検出基準となる入力電圧のゼロクロスポイ
ントは遅れ側に大きく移動する。このために位相検出回
路１１の検出する位相誤差により同期回路は制御の位相
基準点を本来あるべき位相基準点より遅れた位置に移動
させることになる。このため、電流制御回路４２からの
出力に応じた電流が得られなくなる。その結果、発電機
負荷が小さくなり、入力電圧の波形歪、電圧低下、周波
数の低下などが解消する。これは負荷が急激に増加する
時点と同一条件であるから上記の動作を繰り返すことに
なり、発電機とコンバータ制御の同期回路とがハンチン
グ状態になり、コンバータの制御が不安定になる。この
ような問題を解決することを目的として、リミッタ回路
４５を図３のように構成して発電機負荷の増加を緩やか
にして、実質的に同期制御の応答を高速化できる。

【００２０】図３のリミッタ回路４５をさらに改善した
ものを図４に示す。リミッタ回路４６は、図３のリミッ
タ回路４５における変化量制限回路４５₂のダイオード
４５_2Cと抵抗４５_2Dの直列回路にスイッチ４６_2Fを設
け、このスイッチ４６_2Fを位相誤差が所定のレベルを超
えたことを検出する比較器４６₄ の出力で駆動するよう
になっている。

【００２１】位相誤差が十分に小さいというのは発電機
が安定していることを示しているので、位相誤差の大小
に基づいて負荷の増加速度を調整するように構成してい
る。比較器４６₄ によって位相誤差が所定の値より小さ
くなったことを検出し、スイッチ４６_2Fを閉成する。負
荷が増加する過程で位相誤差が所定の値を超えるとスイ
ッチ４６_2Fを開成する。なお、抵抗４５_2Dを可変抵抗と
しスイッチ４６_2Fの動作頻度によってその抵抗値を変化
させるように構成すれば安定度がさらに向上する。

【００２２】実施形態２．以下、この発明の第２の実施
形態である電力変換装置を示すブロック構成図である図
５を用いて説明する。。図において、４７は加算器であ
り、出力電圧センサ２０の出力と電流制御回路４２の出
力を加算する。

【００２３】次に動作について説明する。出力電流は、
コンバータ３を構成するサイリスタが導通しているとき
の入力電圧と出力電圧との差が入力リアクトル２にかか
ることによって流れるから、この電圧差を制御すれば出
力電流と出力電圧を抑制することができる。このとき図
のように、加算器４７で電流制御回路４２の出力に出力
電圧を加算するように構成すると、電圧制御回路４１お
よび電流制御回路４２の役割は目標とする出力電圧から
現在の出力電圧を引いた状態変化量だけを出力すればよ
いことになるから、状態変化が無い定常時は制御量を出
力する必要がない。

【００２４】これにより、比例制御等の簡単な制御回路
によって高速かつ精度よく制御でき、コンバータの制御
性能が向上する。

【００２５】なお、図６に示すように、出力電圧センサ
２０の出力をリミッタ２１を介して加算器４７で加算
し、電力変換装置の特性改善を図ることができる。リミ
ッタ２１として図７および図８に示す特性のものを必要
とする電力変換装置の出力特性にあわせて単独にあるい
は同時に使用すればよい。

【００２６】リミッタ２１として図７で示す特性を有す
るものを用い、電力変換装置が必要とする出力電圧の最
大値Ｖ_dmaxをリミット値とすれば、電流制御回路４２
は、リミッタ２１により不足する出力電圧成分を補償し
ないので、等価的にリミッタ２１が動作した瞬間に電流
制御回路４２の制御ゲインが低下し、出力電流信号に基
づく電流を流さなくなり出力電圧の上昇を防止する。こ
のため、負荷が急変しても出力電圧が上昇せず、電力変
換装置を構成する各素子に過剰な高電圧が加わらないの
で、経済的な部品を使用できる。

【００２７】さらに、リミッタ２１として図８の特性を
有するものを用い、インバータが必要とする最低電圧値
Ｖ_dminをリミット値とすれば、出力電圧を下限以下にな
らないように制御できる。このため、負荷が急変しても
インバータが必要とする最低限の出力電圧を確保するこ
とができる。なお、リミッタとして図７および図８に示
す２つのリミッタを同時に使用して構成すると、負荷が
どのように変化しても安定した出力電圧を得ることがで
きる。

【００２８】また、図６におけるリミッタ２１の替わり
にリミッタ機能が同一でリミッタの動作状態を外部に出
力する機能を有するリミッタ回路を用い、電流制御回路
の動作モードを切換えるようにして出力電圧の過不足を
抑制するように構成したものを図９に示す。２２はその
ようなリミッタ回路、４８は減算器４８₁ 、比例制御回
路４８₂ 、リミッタ回路２２からのリミッタ情報で開閉
するスイッチ４８₃ 、積分制御回路４８₄ 、加算器４８
₅ からなる電流制御回路である。

【００２９】一般に電流制御回路では比例−積分制御を
行う。負荷が急変するとリミッタ回路２２が動作する
が、同時に積分制御回路４８₄ の動作を停止することに
よって出力電圧の過不足発生を抑制できる。積分制御回
路４８₄ はリミッタ回路２２により切り捨てられた制御
量を補うよう動作するのでリミッタ回路２２の効果を打
ち消す。これを防止するために上記のように構成するこ
とによって出力電流を目標通り正確に制御できるととも
に負荷が急変しても安定した出力電圧を得ることができ
る。

【００３０】さらにまた、図１０に示すように、出力電
圧センサ２０の出力をバンドパスフィルタ２３およびダ
ンピング回路２４を介して加算器４７で加算するように
して、電力変換装置の特性改善を図ることができる。

【００３１】入力電源とコンバータがハンチングすると
その影響が出力電圧にでるが、このハンチング現象はさ
きに説明したように同期回路の作用と入力電源との間で
発生する。ここで、同期回路の応答は制御対象である商
用周波数より十分遅い応答であるので、それによるハン
チング周期も商用周波数より低い。そこで、バンドパス
フィルタ２４によりその周波数成分を検出し、ダンピン
グ回路２４でその成分をゲイン倍しダンピング成分を求
め、減算器４７で電流制御回路出力からダンピング成分
を減算しハンチングを抑制させる。

【００３２】このように出力電圧から検出したハンチン
グ成分を出力電圧から減算するように構成したので制御
系が振動を抑制するように動作し、入力電源とコンバー
タとのハンチングを抑制できる。

【００３３】実施形態３．以下、この発明の第３の実施
形態である電力変換装置を示すブロック構成図である図
１１を用いて説明する。。図において、３１はバンドパ
スフィルタであり、出力電流センサ３０の出力から振動
成分を検出するものであり、図１０におけるバンドパス
フィルタ２３が出力電圧センサ２０の出力からハンチン
グ周期成分を検出している点以外の構成は同一である。

【００３４】出力電流は入力電圧とコンバータとの電圧
差で流れる。このため、入力電圧が変動すると出力電流
は入力電圧の変動率より大きな変動が生じる。出力電圧
はこの電流を積分することで変化するから、振動抑制の
効果は電流検出によるほうが電圧検出によるより高速に
対処できる。ハンチング成分を出力電流から検出するよ
うにしたので、微少な変化を高速に検出できるようにな
り、高速に振動をダンピングできる。

【００３５】なお、図１２に示すように入力電流センサ
３２の出力をローパスフィルタ３３でハンチング成分を
抽出しダンピング回路２４を介して加算器４７で加算す
るようにしても図１１に示した電力変換装置と同様の効
果が得られる。

【００３６】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、半導体素子を
用いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデン
サと、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入
力電圧と同期したキャリアと前記所定の出力電圧を得る
ための制御電圧とを比較して半導体素子の点弧時期を定
め、点弧信号を生成するように構成した電力変換装置に
おいて、制御電圧を入力電圧に基づいて補正する電圧補
正回路を備えたので、入力電圧の振幅変動に影響されな
い制御回路が構成できる。そして、入力電圧の振幅が変
動しても出力電圧はなんら影響を受けることはない。

【００３７】請求項２の発明によれば、請求項１の発明
による電力変換装置において、電圧補正回路を入力電圧
の検出値の定格電圧に対する比率に基づいて補正するよ
うにしたので、簡単な回路構成で請求項１の発明と同様
の効果が得られる。

【００３８】請求項３の発明によれば、半導体素子を用
いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデンサ
と、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入力
電圧と同期したキャリアと所定の出力電圧を得るための
制御信号とを比較して半導体素子の点弧時期を定め、点
弧信号を生成するように構成した電力変換装置におい
て、制御電圧を前記入力電圧の位相を検出する同期回路
で得る位相誤差信号に基づいて補正する位相補正回路を
備えたので、入力電源の周波数や位相が急変しても出力
電圧への影響が除かれ安定した出力電圧が得られる。

【００３９】請求項４の発明によれば、請求項３の発明
による電力変換装置において、位相補正回路を制御電圧
の上限を設定する制御電圧リミッタ回路と、位相誤差信
号の大きさに応じたリミットレベルを生成するリミット
レベル生成回路と、このリミットレベル生成回路の出力
の変化に応じて制御電圧リミッタ回路の出力電圧の上限
を設定するようにした変化量制御回路とから構成したの
で、入力電源に波形歪、電圧低下、周波数の低下が生じ
てもコンバータ負荷を緩やかに増加させることができる
ので、専用発電機等からなる電源でもコンバータを連続
運転できるようになる。

【００４０】請求項５の発明によれば、半導体素子を用
いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデンサ
と、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入力
電圧と同期したキャリアと前記所定の出力電圧を得るた
めの制御電圧とを比較して半導体素子の点弧時期を定
め、点弧信号を生成するように構成した電力変換装置に
おいて、制御電圧に出力電圧を加算する出力電圧加算回
路を備えたので、比例制御等の簡単な制御回路によって
高速かつ精度よく制御でき、コンバータの制御性能が向
上する。

【００４１】請求項６の発明によれば、請求項５の発明
による電力変換装置において、出力電圧を所定の最大値
もしくは最小値をリミット値とするリミッタ回路を介し
て制御電圧と加算するようにしたので、負荷が急変して
も出力電圧が上昇せず、電力変換装置を構成する各素子
に過剰な高電圧が加わらないので、経済的な部品を使用
できる。

【００４２】請求項７の発明によれば、半導体素子を用
いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデンサ
と、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入力
電圧と同期したキャリアと所定の出力電圧を得るための
制御電圧とを比較して半導体素子の点弧時期を定め、点
弧信号を生成するように構成した電力変換装置におい
て、コンバータの出力電流に基づく比例制御および積分
制御を行い制御電圧を出力する電流制御回路を備え、こ
の電流制御回路の出力を所定のリミット値とするリミッ
タ回路を介して制御電圧と加算するとともに、このリミ
ッタ回路がリミット動作したことを検出して電流制御回
路の積分制御を停止するようにしたので、出力電流を目
標通り正確に制御できるとともに負荷が急変しても安定
した出力電圧を得ることができる。

【００４３】請求項８の発明によれば、半導体素子を用
いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデンサ
と、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入力
電圧と同期したキャリアと所定の出力電圧を得るための
制御電圧とを比較して半導体素子の点弧時期を定め、点
弧信号を生成するように構成した電力変換装置におい
て、出力電圧から抽出した変動成分をダンピング回路を
介して生成した振動成分を制御電圧から減算する振動抑
制回路を備えたので、制御系が振動を抑制するように動
作し、入力電源とコンバータとのハンチングを抑制でき
る。

【００４４】請求項９の発明によれば、半導体素子を用
いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデンサ
と、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入力
電圧と同期したキャリアと所定の出力電圧を得るための
制御電圧とを比較して半導体素子の点弧時期を定め、点
弧信号を生成するように構成した電力変換装置におい
て、出力電流から抽出した変動成分をダンピング回路を
介して生成した振動成分を制御電圧から減算する振動抑
制回路を備えたので、微少な変化を高速に検出できるよ
うになり、高速に振動を抑制できる。

【００４５】請求項１０の発明によれば、半導体素子を
用いたコンバータと、入力リアクトルと、平滑コンデン
サと、所定の出力電圧を得るための制御回路を備え、入
力電圧と同期したキャリアと所定の出力電圧を得るため
の制御電圧とを比較して半導体素子の点弧時期を定め、
点弧信号を生成するように構成した電力変換装置におい
て、入力電流から抽出した変動成分をダンピング回路を
介して生成した振動成分を制御電圧から減算する振動抑
制回路を備えたので、請求項９の発明と同様に微少な変
化を高速に検出できるようになり、高速に振動を抑制で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施形態である電力変換装
置を示すブロック構成図である。

【図２】この発明の第１の実施形態である電力変換装
置の変形例を示すブロック構成図である。

【図３】図２における位相補正回路の替わりに用いる
リミッタ回路のブロック構成図である。

【図４】図３のリミッタ回路をさらに改良したのリミ
ッタ回路のブロック構成図である。

【図５】この発明の第２の実施形態である電力変換装
置を示すブロック構成図である。

【図６】この発明の第２の実施形態である電力変換装
置の変形例を示すブロック構成図である。

【図７】図６におけるリミッタ回路の特性図である。

【図８】図６における他のリミッタ回路の特性図であ
る。

【図９】この発明の第２の実施形態である電力変換装
置の他の変形例を示すブロック構成図である。

【図１０】この発明の第２の実施形態である電力変換
装置のさらに他の変形例を示すブロック構成図である。

【図１１】この発明の第３の実施形態である電力変換
装置を示すブロック構成図である。

【図１２】この発明の第３の実施形態である電力変換
装置の変形例を示すブロック構成図である。

【図１３】従来の電力変換装置を示すブロック構成図
である。

【図１４】従来の電力変換装置におけるコンバータの
動作を説明するためのタイミングチャートである。

【符号の説明】

１交流電源２入力リアクトル３
コンバータ４平滑コンデンサ５負荷１０
入力電圧センサ１１同期回路１２キャリア生成回路１
３ローパスフィルタ２０出力電圧センサ３０出力電流センサ４
０電圧設定回路４１電圧制御回路４２電流制御回路４
３電圧補正回路４４位相補正回路４５リミッタ回路５
０比較器５１ゲート駆動回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と前記所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較し
て前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成す
るように構成した電力変換装置において、前記制御電圧を前記入力電圧に基づいて補正する電圧補
正回路を備えたことを特徴とすることを特徴とする電力
変換装置。
【請求項２】前記電圧補正回路は前記入力電圧の検出
値の定格電圧に対する比率に基づいて補正するものであ
ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と前記所定の出力電圧を得るための制御信号とを比較し
て前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成す
るように構成した電力変換装置において、前記制御電圧を前記入力電圧の位相を検出する同期回路
で得る位相誤差信号に基づいて補正する位相補正回路を
備えたことを特徴とすることを特徴とする電力変換装
置。
【請求項４】前記位相補正回路が前記制御電圧の上限
を設定する制御電圧リミッタ回路と、前記位相誤差信号
の大きさに応じたリミットレベルを生成するリミットレ
ベル生成回路と、このリミットレベル生成回路の出力の
変化に応じて前記制御電圧リミッタ回路の出力電圧の上
限を設定するようにした変化量制御回路とからなること
を特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と前記所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較し
て前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成す
るように構成した電力変換装置において、前記制御電圧に前記出力電圧を加算する出力電圧加算回
路を備えたことを特徴とすることを特徴とする電力変換
装置。
【請求項６】前記出力電圧を所定の最大値もしくは最
小値をリミット値とするリミッタ回路を介して前記制御
電圧と加算するようにしたことを特徴とする請求項５記
載の電力変換装置。
【請求項７】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と前記所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較し
て前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成す
るように構成した電力変換装置において、前記コンバータの出力電流に基づく比例制御および積分
制御を行い前記制御電圧を出力する電流制御回路を備
え、この電流制御回路の出力を所定のリミット値とする
リミッタ回路を介して前記制御電圧と加算するととも
に、このリミッタ回路がリミット動作したことを検出し
て前記電流制御回路の積分制御を停止するようにしたこ
とを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と前記所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較し
て前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成す
るように構成した電力変換装置において、前記出力電圧から抽出した変動成分をダンピング回路を
介して生成した振動成分を前記制御電圧から減算する振
動抑制回路を備えたことを特徴とすることを特徴とする
電力変換装置。
【請求項９】半導体素子を用いたコンバータと、入力
リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を得
るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリア
と前記所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較し
て前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成す
るように構成した電力変換装置において、出力電流から抽出した変動成分をダンピング回路を介し
て生成した振動成分を前記制御電圧から減算する振動抑
制回路を備えたことを特徴とすることを特徴とする電力
変換装置。
【請求項１０】半導体素子を用いたコンバータと、入
力リアクトルと、平滑コンデンサと、所定の出力電圧を
得るための制御回路を備え、入力電圧と同期したキャリ
アと前記所定の出力電圧を得るための制御電圧とを比較
して前記半導体素子の点弧時期を定め、点弧信号を生成
するように構成した電力変換装置において、入力電流から抽出した変動成分をダンピング回路を介し
て生成した振動成分を前記制御電圧から減算する振動抑
制回路を備えたことを特徴とすることを特徴とする電力
変換装置。