JPH09233812A - Ｏａ機器用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高力率で高信頼性の電源装置を提供する。交
流入力を全波整流した脈流の谷間の部分のスイッチング
動作をより安定化させて高力率化，高効率化をはかる。 【解決手段】 ダイオ−ドブリッジＤ１の脈動出力電圧
を、二段平滑回路Ｃ３，Ｄ８，Ｃ２で整流および平滑化
して、入力電圧の波高値が高いときコンデンサＣ２，Ｃ
３を充電し、低いときに一次巻線Ｎｐに放電して、スイ
ッチング素子Ｑの動作を安定化し、高力率を実現した。
また、帰還巻線Ｎｆにフォワード型整流平滑回路Ｄ２，
Ｄ４，Ｄ５，Ｌを付加して、スイッチング素子Ｑオン時
の帰還巻線ＮｆのエネルギーをＣ２，Ｃ３に充電する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＡ機器用電源装
置に関し、特に全波整流回路の交流入力電流の流れる時
間を広げることにより、交流入力の力率を改善し、安定
したスイッチング動作を行い出力電圧の安定化をはかる
スイッチングレギュレータ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、ＯＡ機器用電源装置の場合、一般
的には商用入力電源にコンデンサインプット型整流平滑
回路とその出力を変圧するＤＣ／ＤＣコンバータで構成
したいわゆるスイッチングレギュレータ方式をとってい
た。しかしながら入力部にコンデンサインプット型整流
平滑回路を配置しているため入力電流はコンデンサへの
充電電流となり交流入力電流のピーク値、実効値ともに
大きく、平滑コンデンサの内部損失による発熱，寿命低
下や商用電源ラインでの高調波障害等の危険性も指摘さ
れ始めた。

【０００３】これらを解決する電源装置が、特開平３−
６５０５０号公報に提案されている。特開平３−６５０
５０号公報による電源回路では、ＤＣ／ＤＣコンバ−タ
のトランスＴの一次巻線Ｎｐに接続されたスイッチング
素子Ｑがオフのとき発生するフライバックエネルギーを
トランスＴの電力帰還用巻線Ｎｆから取り出して大容量
のコンデンサＣ２に充電し、ダイオ−ドＤ３を介してト
ランスＴの一次巻線Ｎｐに供給する。この結果商用交流
を整流するダイオ−ドブリッジＤ１の直流出力（ＤＣ／
ＤＣコンバ−タの直流入力）における脈流電圧の谷の部
分（交流入力の零レベル近傍）でもスイッチング動作が
行われ、交流入力の広い範囲で電流が流れ力率が改善す
る。

【０００４】図５に、上述の従来例の１つを示し、図６
に図５の電気回路各部の電圧，電流を示す。図６の
（ａ）は図５のダイオ−ドブリッジＤ１に印加される交
流入力電圧波形を、（ｂ）はダイオ−ドブリッジＤ１の
出力電圧波形を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑの電圧波
形（トランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される電圧波形）
を、（ｄ）はダイオ−ドブリッジＤ１の出力電流波形
を、また（ｅ）はダイオ−ドブリッジＤ１の交流入力電
流波形を示す。

【０００５】図５に示す従来例の電源回路は、１石フォ
ワード形スイッチングレギュレータである。交流電源１
からの交流電圧（ａ）は、ダイオ−ドブリッジＤ１で全
波整流後、小容量の第１コンデンサＣ１で平滑化され
る。第１コンデンサＣ１に充電された直流電圧（略脈
流）（ｂ）は、トランスＴの一次巻線Ｎｐとスイッチン
グ素子Ｑとの直列回路に印加され、高周波（通常20〜20
0KHz）でオン／オフ駆動さるスイッチング素子Ｑにより
チョッピングされる。これにより、トランスＴの二次巻
線Ｎｓに交流起電力を生じ、この起電力を、スイッチン
グ素子Ｑがオンの時のみ出力するようにＤＣ／ＤＣコン
バ−タの２次側のダイオード２，３、チョーク４および
大容量コンデンサ５からなる整流平滑回路が整流および
平滑化し、これにより、直流Ｖoutが出力される。ダイ
オード３は、ダイオード２がオフの時（スイッチング素
子Ｑがオフの時）の転流用ダイオードである。

【０００６】スイッチング素子Ｑをオン，オフするスイ
ッチングドライバ（ドライブ回路）を内蔵する制御回路
６は、出力電圧Ｖoutを出力基準電圧Ｖref（目標値）と
比較し、その差信号を所定の周波数でパルス幅変調し、
駆動信号をスイッチング素子Ｑのベース／エミッタ間に
印加して、スイッチング素子Ｑを駆動（オン／オフ）す
るが、この時のパルス幅（オン時間）は出力電圧Ｖout
と出力基準電圧Ｖrefとの差信号に対応しており、出力
電圧Ｖoutが出力基準電圧Ｖrefより高ければ狭く、低い
場合は広くなるように、変調（ＰＷＭ制御）される。

【０００７】この一連のフィードバック動作により、出
力電圧Ｖoutは常に一定となり、安定化されるものであ
る。トランスＴの一次側に配置された電力帰還用巻線Ｎ
ｆは、スイッチング素子Ｑがオフの時にトランスＴの帰
還巻線Ｎｆに発生するフライバックエネルギーを、ダイ
オ−ドＤ２，帰還巻線Ｎｆ，大容量の第２コンデンサＣ
２からなる直列回路で、第２コンデンサＣ２に蓄え、ダ
イオ−ドＤ３を介してトランスＴの一次巻線Ｎｐ帰還さ
せようとするものである。

【０００８】このようにすることにより、図６の（ｃ）
に示すスイッチング波形となり、又この時のダイオ−ド
ブリッジＤ１の出力電流波形は、図６の（ｄ）のように
なり、交流入力電流波形は、図６の（ｅ）のようにな
る。これらの波形からあきらかなように、略脈流波形の
谷間ではスイッチング動作はかろうじて行っているもの
の、電圧が低いこともあって電流は流れていない期間が
できる。従来例（図５）の回路構成で１００Ｖ入力、１
５０Ｗ出力、第１コンデンサＣ１＝０．２２μＦ、第２
コンデンサＣ２＝１００μＦ、で試作した結果では、力
率０．８８、変換効率が７５％、入力電流はピーク値４
Ａ、実効値２．２８Ａとのことであった。一般的なスイ
ッチングレギュレータ方式電源の場合の力率は０．５か
ら０．６程度であり、これと比較すると力率は向上した
ものの、更なる力率の向上が望ましい。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、前記特
開平３−６５０５０号公報に提示されたような従来の電
源回路では、スイッチング素子Ｑがオフになったとき発
生するフライバックエネルギーは、トランスＴの電力帰
還用巻線Ｎｆから取り出され大容量の第２コンデンサＣ
２に蓄えられる。トランスＴの電力帰還用巻線Ｎｆの巻
数は、トランスＴの一次巻線Ｎｐとほぼ同じとするのが
一般的であり、この場合、フライバックエネルギーはそ
のときの入力電圧の波高値に略比例の傾向があり、ダイ
オ−ドブリッジＤ１の略脈流の出力電圧の波高値の高い
ときはそれなりのフライバックエネルギーとして取り出
されるが、ダイオ−ドブリッジＤ１の出力（略脈流）の
高波値の低い谷間ではほとんど取り出せず、谷間の電圧
を持ち上げるまでは至らない。この傾向は、入力電圧に
も影響を受け、入力電圧の高い時は大きいフライバック
エネルギーが取り出せるが、低入力ではほとんど取り出
せなくなる。

【００１０】従ってダイオ−ドブリッジＤ１の出力（略
脈流）の波高値の低い谷間近傍や、低入力電圧時では、
安定したスイッチング動作は行われず、通常のコンデン
サインプット型の整流平滑回路方式と比較すれば、入力
電流のピーク電流，実効電流は低減されるものの、その
効果は不十分と思われる。

【００１１】また、コンデンサインプット型整流平滑回
路を配置した一般的なスイッチングレギュレータと違
い、トランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される電圧の変化
幅（ΔＶ）がＡＣ１００Ｖ入力の場合、約１４０Ｖと極
めて大きく、トランスＴの一次／二次巻数比を大きくと
る必要があり、トランスの大型化を招いていた。このよ
うな回路構成では、ＤＣ／ＤＣコンバ−タの入力が略脈
流であるため、出力に大きなリプル電圧を含み、入力瞬
断に対しても弱いものであった。

【００１２】本発明はこれらの欠点を解決し、高力率で
高信頼性の電源装置を提供することを目的とする。具体
的には、トランスＴの帰還巻線Ｎｆからスイッチング素
子Ｑがオフのときのみでなく、オンの時の起電力も積極
的に取り出して交流入力を全波整流した脈流の谷間の部
分のスイッチング動作をより安定化させて高力率化，高
効率化をはかることを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の第１態様(図1)
は、交流電源(1)を整流する第１整流手段(D1)，その整
流出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ(C1)，
第１整流手段(D1)のプラス出力端に一端が接続された一
次巻線(Np)及び帰還巻線(Nf)ならびに二次巻線(Ns)を有
するトランス(T)，前記一次巻線(Np)の他端と第１整流
手段(D1)のマイナス出力端間に介挿されたスイッチング
素子(Q)，第１整流手段(D1)のマイナス出力端から前記
帰還巻線(Nf)の他端に順方向となるよう両者間に介挿さ
れた第２整流手段(D2)，前記二次巻線(Ns)に接続された
整流平滑手段(2〜5)、および、前記スイッチング素子
(Q)をオン／オフするドライブ手段(6)、を備えるＯＡ機
器用電源装置において、第１整流手段(D1)のマイナス出
力端から前記帰還巻線(Nf)の他端に順方向となるよう両
者間に介挿された第５整流手段(D5)；前記帰還巻線(Nf)
の一端と第１整流手段(D1)のマイナス出力間に直列に接
続された、インダクタ(L)，第４整流手段(D4)，大容量
の第３コンデンサ(C3)，第８整流手段(D8)及び大容量の
第２コンデンサ(C2)；第２コンデンサ(C2)のプラス側か
ら前記一次巻線(Np)の一端に順方向となるよう両者間に
介挿された第３整流手段(D3)；前記帰還巻線(Nf)の他端
から第３コンデンサ(C3)のプラス側に順方向となるよう
接続された第６整流手段(D6)；および、第１整流手段(D
1)のマイナス出力端から、第３コンデンサ(C3)と第８整
流手段(D8)の接続点に順方向となるよう両者間に介挿さ
れた第７整流手段(D7)；を備えることを特徴とする。

【００１４】なお、理解を容易にするためにカッコ内に
は、図面に示し後述する実施例の対応要素に付した記号
を、参考までに付記した。

【００１５】この第１態様によれば、スイッチング素子
(Q)がオン,オフ時に帰還巻線(Nf)に発生する起電力が、
トランス(T)の一次巻線(Np)へ帰還される。これに併せ
て、スイッチング素子(Q)がオンのときも、第２整流手
段(D2)，第５整流手段(D5)，チョーク(L)からなるフォ
ワード型整流平滑回路が、帰還巻線(Nf)から出力を取り
出して、オン時のエネルギーを、第４整流手段(D4)を介
して第３コンデンサ(C3)，第８整流手段(D8)，第２コン
デンサ(C2)からなる直列回路に充電する。この充電電力
は、該直列回路（C3,D8,C2)と、第３，第７整流手段(D
3,D7)とで構成された二段平滑回路から、トランス(T)の
一次巻線(Np)へ供給される。したがって、高出力の、よ
り信頼性の高い、しかも高力率，高効率電源を、コンパ
クトかつ低コストで提供できる。

【００１６】本発明の第２態様(図3)は、交流電源(1)を
整流する第１整流手段(D1)，その整流出力端間に接続さ
れた小容量の第１コンデンサ(C1)，第１整流手段(D1)の
プラス出力端に一端が接続された一次巻線(Np)及び帰還
巻線(Nf)ならびに二次巻線(Ns)を有するトランス(T)，
前記一次巻線(Np)の他端と第１整流手段(D1)のマイナス
出力端間に介挿されたスイッチング素子(Q)，第１整流
手段(D1)のマイナス出力端から前記帰還巻線(Nf)の他端
に順方向となるよう両者間に介挿された第２整流手段(D
2)，前記二次巻線(Ns)に接続された整流平滑手段(2〜
5)、および、前記スイッチング素子(Q)をオン／オフす
るドライブ手段(6)、を備えるＯＡ機器用電源装置にお
いて、前記帰還巻線(Nf)の一端と第１整流手段(D1)のマ
イナス出力間に直列に接続された、大容量の第３コンデ
ンサ(C3)，第８整流手段(D8)及び大容量の第２コンデン
サ(C2)；第２コンデンサ(C2)のプラス側から前記一次巻
線(Np)の一端に順方向となるよう両者間に介挿された第
３整流手段(D3)；および、第１整流手段(D1)のマイナス
出力端から、第３コンデンサ(C3)と第８整流手段(D8)の
接続点に順方向となるよう両者間に介挿された第７整流
手段(D8)；を備えることを特徴とする。

【００１７】これによれば、スイッチング素子(Q)がオ
フ時の帰還巻線(Nf)に発生する起電力を、トランス(T)
の一次巻線(Np)へ帰還する。これに併せて、入力電力
を、第３コンデンサ(C3)，第８整流手段(D8)及び第２コ
ンデンサ(C2)と、第３，第７整流手段(D3,D7)とで構成
された二段平滑回路から、トランス(T)の一次巻線(Np)
へ供給するので、しかも従来例に対してわずかの部品追
加で二段平滑回路とフライバック電力帰還回路を構成す
るので、高出力の、より信頼性の高い、しかも高力率，
高効率電源を、極めてコンパクト,低コストで提供でき
る。

【００１８】本発明の第３態様(図4)は、交流電源(1)を
整流する第１整流手段(D1)，その整流出力端間に接続さ
れた小容量の第１コンデンサ(C1)，第１整流手段(D1)の
プラス出力端に一端が接続された一次巻線(Np)及び帰還
巻線(Nf)ならびに二次巻線(Ns)を有するトランス(T)，
前記一次巻線(Np)の他端と第１整流手段(D1)のマイナス
出力端間に介挿されたスイッチング素子(Q)，前記二次
巻線(Ns)に接続された整流平滑手段(2〜5)、および、前
記スイッチング素子(Q)をオン／オフするドライブ手段
(6)、を備えるＯＡ機器用電源装置において、前記帰還
巻線(Nf)の一端と第１整流手段(D1)のマイナス出力端に
接続された他端との間に接続された、第２整流手段(D2)
および第５整流手段(D5)を含むフォワード型整流回路(D
2,D5)；該フォワード型整流回路(D2,D5)の、第２整流手
段(D2)と第５整流手段(D5)との接続点と第１整流手段(D
1)のマイナス出力端との間に直列に接続された、インダ
クタ(L)，大容量の第３コンデンサ(C3)，第８整流手段
(C8)及び大容量の第２コンデンサ(C2)；第２コンデンサ
(C2)のプラス側から前記一次巻線(Np)の一端に順方向と
なるよう両者間に介挿された第３整流手段(D3)；およ
び、第１整流手段(D1)のマイナス出力端から、第３コン
デンサ(C3)と第８整流手段(D8)の接続点に順方向となる
よう両者間に介挿された第７整流手段(D7)；を備えるこ
とを特徴とする。

【００１９】これによれば、帰還巻線(Nf)に接続された
第５整流手段(D5)，第２整流手段(D2)およびチョーク
(L)からなるフォワード型整流回路が、スイッチング素
子(Q)がオンのときの帰還巻線(Nf)の起電力のみを一次
巻線(Np)に帰還する。これに併せて、第３コンデンサ(C
3)，第８整流手段(D8)及び第２コンデンサ(C2)と、第
３，第７整流手段(D3,D7)とで構成された二段平滑回路
を介して、入力電力の、トランス(T)の一次巻線(Np)へ
の供給も有効におこなわれる。しかも従来例に対してわ
ずかの部品追加で二段平滑回路とフォワード型電力帰還
回路を構成することができるので、より高出力の、より
信頼性の高い、しかも高力率，高効率電源を、極めてコ
ンパクト，低コストで提供できる。

【００２０】本発明の他の目的および特徴は、図面を参
照した以下の実施例の説明より明らかになろう。

【００２１】

【発明の実施の形態】

【００２２】

【実施例】

−第１実施例− 図１に第１実施例を示す。図５で示した従来例と同一又
は対応要素には同一符号を付けてあり、これらに関する
詳細説明は省略する。ダイオ−ドブリッジＤ１の直流出
力端のマイナス側から、トランスＴに巻かれた帰還巻線
Ｎｆ（の他端）に順方向となるように、ダイオ−ドＤ５
が、ダイオ−ドブリッジＤ１の出力（マイナス端）と帰
還巻線Ｎｆ（の他端）の間に介挿され、帰還巻線Ｎｆ
（の一端）とダイオ−ドブリッジＤ１の直流出力端のマ
イナス側との間に、インダクタＬ，ダイオ−ドＤ４，大
容量の第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８及び大容量
のコンデンサＣ２の直列回路が接続されている。コンデ
ンサＣ２のプラス端から、トランスＴの一次巻線Ｎｐ
（の一端）に順方向となるように、ダイオ−ドＤ３が、
コンデンサＣ２と一次巻線Ｎｐの間に介挿されている。

【００２３】帰還巻線Ｎｆ（の他端）から、コンデンサ
Ｃ３のプラス端に順方向となるように、ダイオ−ドＤ６
が、帰還巻線ＮｆとコンデンサＣ３との間に介挿されて
いる。また、ダイオ−ドブリッジＤ１のマイナス出力端
から、コンデンサＣ３とダイオ−ドＤとの接続点に順方
向となるように、ダイオ−ドＤ７が、ダイオ−ドブリッ
ジＤ１のマイナス出力端とコンデンサＣ３の間に、介挿
されている。

【００２４】ダイオ−ドブリッジＤ１，小容量の第１コ
ンデンサＣ１，ダイオ−ドＤ２，第２コンデンサＣ２，
ダイオ−ドＤ３，トランスＴ，スイッチング素子Ｑ，直
流出力用の整流平滑回路（２〜５）および制御回路６
は、図５に示す従来例と同一である。

【００２５】従来例（図５）との違いの第１は、フライ
バック時のエネルギーのみならず、帰還巻線Ｎｆから、
スイッチング素子Ｑがオンのときも出力を取り出せるよ
うに、ダイオ−ドＤ２，Ｄ５およびチョークＬからなる
フォワード型整流平滑回路を付加して、オン時のエネル
ギーをダイオ−ドＤ４を介して第３コンデンサＣ３，ダ
イオ−ドＤ８，第２コンデンサＣ２からなる直列回路に
充電し、この充電された電力を次のスイッチング動作に
活用すべく、第２コンデンサＣ２の電力はダイオ−ドＤ
３を介して、また第３コンデンサＣ３の電力はダイオ−
ドＤ７を介して、一次巻線Ｎｐに電力を帰還させ、特性
改善をはかった点にある。

【００２６】従来例（図５）との高いの第２は、ダイオ
−ドブリッジＤ１の脈動出力電圧を、第３コンデンサＣ
３，ダイオ−ドＤ８および第２コンデンサＣ２で構成さ
れた二段平滑回路にて整流および平滑化し、脈動出力電
圧の波高値が高いとき充電し、脈動出力電圧が下降して
第３，第２コンデンサＣ３，Ｃ２それぞれの充電電圧を
下回るときに、ダイオ−ドＤ７を介して第３コンデンサ
Ｃ３から、また第２コンデンサＣ２からダイオ−ドＤ３
を介して、次のスイッチング動作のために、トランスＴ
の一次巻線Ｎｐに供給し、安定したスイッチング動作を
行えるようにした点である。

【００２７】ダイオ−ドＤ６は、フライバックエネルギ
ーをも、第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８および第
２コンデンサＣ２の直列回路に、充電して特性の改善を
はかろうとするための逆流阻止用である。

【００２８】スイッチング素子Ｑのオン時にトランスＴ
の二次巻線Ｎｓに発生した起電力は、整流平滑回路（２
〜５）で整流および平滑化されて、Ｖoutとして出力さ
れる。スイッチング素子Ｑのオン時のトランスＴの帰還
巻線Ｎｆに発生した起電力は、チョークＬに蓄えられる
とともに、ダイオ−ドＤ４，第３コンデンサＣ３，ダイ
オ−ドＤ８および第２コンデンサＣ２の直列回路、に充
電される。つまり、ダイオ−ドＤ５および帰還巻線Ｎｆ
のループで、第２，第３コンデンサＣ２，Ｃ３に充電さ
れる。

【００２９】スイッチング素子Ｑがオフすると、チョー
クＬに蓄えられていたエネルギーは、チョークＬ，ダイ
オ−ドＤ４，第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８およ
び第２コンデンサＣ２の直列回路、に充電される。つま
り、ダイオ−ドＤ２およびチョークＬのループで、第
２，第３コンデンサＣ２，Ｃ）に蓄えられる。

【００３０】さらに、帰還巻線Ｎｆに発生したフライバ
ックエネルギーは、ダイオ−ドＤ６，第３コンデンサＣ
３，ダイオ−ドＤ８および第２コンデンサＣ２の直列回
路、に充電される。つまり、ダイオ−ドＤ２および帰還
巻線Ｎｆのループで、第２，第３コンデンサＣ２，Ｃ３
に蓄えられる。さらに、ダイオ−ドブリッジＤ１の脈動
出力電圧を、第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８，第
２コンデンサＣ２で構成された二段平滑回路が整流およ
び平滑化し、この電力も、ダイオ−ドＤ７を介して第３
コンデンサＣ３から、また第２コンデンサＣ２からダイ
オ−ドＤ３を介して次のスイッチング動作のためにトラ
ンスＴの一次巻線Ｎｐに供給される。これらのふたつの
コンデンサＣ２，Ｃ３には、スイッチング素子Ｑのオ
ン，オフ時に、帰還巻線Ｎｆから取り出した電力が蓄え
られるので、これらの相乗効果により、交流波形の谷部
でのフライバックエネルギ−の高効率利用が実現する。

【００３１】これらの結果、第１，第２及び第３コンデ
ンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄えられた電力が、トランスＴ
の一次巻線Ｎｐに供給される。この電圧は図２の（ｂ）
に示すような波形となり、従来例の図６の（ｂ）と比較
して、交流入力電圧波形の０ボルト近辺（位相０，１８
０度付近）の電圧が大幅に高くなり、ほぼ直流電圧とな
るものである。この結果スイッチング素子Ｑのスイッチ
ング波形を数ミリ秒単位で観察すると、図２の（ｃ）に
示すように、交流入力電圧波形の０ボルト近辺でも安定
したスイッチング動作が確認できる。このときのダイオ
−ドブリッジＤ１の出力電流は、図２の（ｄ）のよう
に、交流入力電流は図２の（ｅ）のように、いずれも交
流入力の半周期の広い範囲で安定して電流が流れ、ピー
ク電流も少ないことがうかがわれる。

【００３２】この結果、力率の向上がはかれる。第１コ
ンデンサＣ１は１０μＦ以下、第２，第３コンデンサＣ
２，Ｃ３は出力電力にもよるが数１００μＦ以下で十分
機能を満たし、従来例に対してダイオ−ドＤ４，Ｄ５，
Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８、第３コンデンサＣ３とチョークＬの
追加で、特性の改善がはかれるようになるものである。
さらに従来例と比較すると、トランスＴの一次巻線Ｎｐ
に印加される電圧の変化幅（ΔＶ）が小さくなる。

【００３３】このことは言い換えると、コンデンサイン
プット型整流平滑回路を配置した一般的なスイッチング
レギュレータに使用されるトランスの、一次二次巻き数
比と同程度まで、トランスＴの巻数比を小さくできるよ
うになるので、トランスＴのコンパクト化がはかれ、部
品の実装上も従来と同程度に抑えることが可能である。
図１に示す第１実施例で、１００Ｖ入力，２４０Ｗ
（２４Ｖ，１０Ａ）出力のスイッチングレギュレータを
構成し、入力電流実効値３．３０Ａ、ピーク値６．５
Ａ、変換効率８０％、力率０．９１と、従来例と比較し
て高出力化を行ってなおかつ、力率及び変換効率の改善
がはかれた。ちなみにこの電源で１００Ｖ入力，１２０
Ｗ（２４Ｖ，５Ａ）出力時のデータでは、入力電流実効
値１．５４Ａ、ピーク値３．５Ａ、変換効率８４％、力
率０．９３と、きわめて良好な結果を確認できた。

【００３４】このように高出力の、より信頼性の高い、
しかも高力率，高効率電源をコンパクトかつ低コストで
提供できる。

【００３５】−第２実施例− 図３に、本発明の第２実施例を示す。この第２実施例
は、図１に示す第１実施例に対して、帰還巻線Ｎｆに接
続していたフォワード型整流回路を削除して回路の簡素
化をはかり、チョークＬ，ダイオ−ドＤ４，Ｄ５，Ｄ６
を取り除いた回路構成で、第１実施例に近い効果が得ら
れるものである。

【００３６】スイッチング素子Ｑのオフ時のトランスＴ
の帰還巻線Ｎｆに発生したフライバックエネルギーは、
第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８および第２コンデ
ンサＣ２の直列回路、を充電する。すなわち、ダイオ−
ドＤ２，帰還巻線Ｎｆのループを介して、第２，第３コ
ンデンサＣ２，Ｃ３に蓄えられる。この充電された電力
を、次のスイッチング動作に利用するため、第２コンデ
ンサＣ２の電力はダイオ−ドＤ３を介して、また、第３
コンデンサＣ３の電力はダイオ−ドＤ７を介して、一次
巻線Ｎｐに帰還し、電力利用特性の改善をはかるもので
ある。

【００３７】さらに、ダイオ−ドブリッジＤ１の脈動出
力電圧を、第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８および
第２コンデンサＣ２で構成された二段平滑回路にて平滑
化し、これにより第３コンデンサＣ３に充電された電力
はダイオ−ドＤ７を介して、また第２コンデンサＣ２の
電力はダイオ−ドＤ３を介して、次のスイッチング動作
のためにトランスＴの一次巻線Ｎｐに供給される。

【００３８】これらの結果、第１，第２及び第３コンデ
ンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄えられた電力が、トランスＴ
の一次巻線Ｎｐに供給される。

【００３９】このように従来例に対して、簡単な構成の
二段平滑回路を追加することにより、信頼性の高い、高
力率および高効率の、コンパクト，低コストの電源装置
を提供できる。

【００４０】−第３実施例− 図４に、本発明の第３実施例を示す。この第３実施例は
図１に示す第１実施例に対して、ダイオ−ドＤ４，Ｄ６
を削除して回路の簡単化をはかったものである。具体的
には、帰還巻線Ｎｆに接続されたダイオ−ドＤ５，ダイ
オ−ドＤ２およびチョークＬからなるフォワード型整流
回路で、スイッチング素子Ｑがオンのときの帰還巻線Ｎ
ｆの起電力のみを、一次巻線Ｎｐに帰還するものであ
る。

【００４１】第３実施例は、第１実施例のダイオ−ドＤ
４，Ｄ６を削除し、ダイオ−ドＤ５を帰還巻線Ｎｆの他
端側から一端側へ移動し、このような回路構成で第１実
施例に近い効果を得を得ようとするものである。

【００４２】スイッチング素子Ｑのオンのときにトラン
スＴの帰還巻線Ｎｆに発生した起電力は、ダイオ−ドＤ
５を介して、チョークＬに蓄えられるとともに、第３コ
ンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８および第２コンデンサＣ
２の直列回路、に充電される。つまり、第２，第３コン
デンサＣ２，Ｃ３に充電される。

【００４３】次に、このスイッチング素子Ｑがオフする
と、チョークＬに蓄えられていたエネルギーは、チョー
クＬ，第３コンデンサＣ３，ダイオ−ドＤ８および第２
コンデンサＣ２の直列回路、に充電される。つまり、ダ
イオ−ドＤ２，チョークＬのループで、第２，第３コン
デンサＣ２，Ｃ３に蓄えられる。

【００４４】この充電された電力を、次のスイッチング
動作に利用するため、第２コンデンサＣ２の電力はダイ
オ−ドＤ３を介して、また、第３コンデンサＣ３の電力
はダイオ−ドＤ７を介して、一次巻線Ｎｐに帰還する。
これにより電力消費特性が改善する。さらに、ダイオ−
ドブリッジＤ１の脈動出力電圧を、第３コンデンサＣ
３，ダイオ−ドＤ８および第２コンデンサＣ２で構成さ
れた二段平滑回路にて平滑化し、これにより第２および
第３コンデンサに充電されていた電力が、それぞれダイ
オ−ドＤ３およびダイオ−ドＤ７を介して、次のスイッ
チング動作のために、トランスＴの一次巻線Ｎｐに供給
される。

【００４５】これらの結果、第１，第２及び第３コンデ
ンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄えられた電力が、トランスＴ
の一次巻線Ｎｐに供給される。

【００４６】このように従来例に対して、簡単な構成の
二段平滑回路を追加することにより、信頼性の高い、高
力率，高効率の、コンパクト，低コストの電源装置を提
供できる。第２実施例と比較すると第３実施例は、フォ
ワード型整流回路で電力帰還をするので、より大きな電
力容量の電源装置に適している。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施例の電気回路図である。

【図２】 図１に示す電気回路各部の電圧，電流を示す
タイムチャ−ト（波形図）であり、（ａ）はダイオ−ド
ブリッジＤ１に印加される交流電圧を、（ｂ）はダイオ
−ドＤ３の出力電圧を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑよ
りトランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される電圧を、
（ｄ）はダイオ−ドブリッジＤ１の出力電流を、また、
（ｅ）はダイオ−ドブリッジＤ１の入力電流を、それぞ
れ示す。

【図３】 本発明の第２実施例の電気回路図である。

【図４】 本発明の第３実施例の電気回路図である。

【図５】 従来の１つの電源装置の電気回路図である。

【図６】 図５に示す電気回路各部の電圧，電流を示す
タイムチャ−ト（波形図）であり、（ａ）はダイオ−ド
ブリッジＤ１に印加される交流電圧を、（ｂ）はダイオ
−ドＤ３の出力電圧を、（ｃ）はスイッチング素子Ｑよ
りトランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される電圧を、
（ｄ）はダイオ−ドブリッジＤ１の出力電流を、また、
（ｅ）はダイオ−ドブリッジＤ１の入力電流を、それぞ
れ示す。

【符号の説明】

１：交流電源

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流する第１整流手段，その整
   流出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ，第１
   整流手段のプラス出力端に一端が接続された一次巻線及
   び帰還巻線ならびに二次巻線を有するトランス，前記一
   次巻線の他端と第１整流手段のマイナス出力端間に介挿
   されたスイッチング素子，第１整流手段のマイナス出力
   端から前記帰還巻線の他端に順方向となるよう両者間に
   介挿された第２整流手段，前記二次巻線に接続された整
   流平滑手段、および、前記スイッチング素子をオン／オ
   フするドライブ手段、を備えるＯＡ機器用電源装置にお
   いて、 第１整流手段のマイナス出力端から前記帰還巻線の他端
   に順方向となるよう両者間に介挿された第５整流手段；
   前記帰還巻線の一端と第１整流手段のマイナス出力間に
   直列に接続された、インダクタ，第４整流手段，大容量
   の第３コンデンサ，第８整流手段及び大容量の第２コン
   デンサ；第２コンデンサのプラス側から前記一次巻線の
   一端に順方向となるよう両者間に介挿された第３整流手
   段；前記帰還巻線の他端から第３コンデンサのプラス側
   に順方向となるよう接続された第６整流手段；および、 第１整流手段のマイナス出力端から、第３コンデンサと
   第８整流手段の接続点に順方向となるよう両者間に介挿
   された第７整流手段；を備えることを特徴とするＯＡ機
   器用電源装置。
2. 【請求項２】交流電源を整流する第１整流手段，その整
   流出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ，第１
   整流手段のプラス出力端に一端が接続された一次巻線及
   び帰還巻線ならびに二次巻線を有するトランス，前記一
   次巻線の他端と第１整流手段のマイナス出力端間に介挿
   されたスイッチング素子，第１整流手段のマイナス出力
   端から前記帰還巻線の他端に順方向となるよう両者間に
   介挿された第２整流手段，前記二次巻線に接続された整
   流平滑手段、および、前記スイッチング素子をオン／オ
   フするドライブ手段、を備えるＯＡ機器用電源装置にお
   いて、 前記帰還巻線の一端と第１整流手段のマイナス出力間に
   直列に接続された、大容量の第３コンデンサ，第８整流
   手段及び大容量の第２コンデンサ；第２コンデンサのプ
   ラス側から前記一次巻線の一端に順方向となるよう両者
   間に介挿された第３整流手段；および、 第１整流手段のマイナス出力端から、第３コンデンサと
   第８整流手段の接続点に順方向となるよう両者間に介挿
   された第７整流手段；を備えることを特徴とするＯＡ機
   器用電源装置。
3. 【請求項３】交流電源を整流する第１整流手段，その整
   流出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ，第１
   整流手段のプラス出力端に一端が接続された一次巻線及
   び帰還巻線ならびに二次巻線を有するトランス，前記一
   次巻線の他端と第１整流手段のマイナス出力端間に介挿
   されたスイッチング素子，前記二次巻線に接続された整
   流平滑手段、および、前記スイッチング素子をオン／オ
   フするドライブ手段、を備えるＯＡ機器用電源装置にお
   いて、 前記帰還巻線の一端と第１整流手段のマイナス出力端に
   接続された他端との間に接続された、第２整流手段およ
   び第５整流手段を含むフォワード型整流回路；該フォワ
   ード型整流回路の、第２整流手段と第５整流手段との接
   続点と第１整流手段のマイナス出力端との間に直列に接
   続された、インダクタ，大容量の第３コンデンサ，第８
   整流手段及び大容量の第２コンデンサ；第２コンデンサ
   のプラス側から前記一次巻線の一端に順方向となるよう
   両者間に介挿された第３整流手段；および、 第１整流手段のマイナス出力端から、第３コンデンサと
   第８整流手段の接続点に順方向となるよう両者間に介挿
   された第７整流手段；を備えることを特徴とするＯＡ機
   器用電源装置。