JPH09172778A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH09172778A JPH09172778A JP7327389A JP32738995A JPH09172778A JP H09172778 A JPH09172778 A JP H09172778A JP 7327389 A JP7327389 A JP 7327389A JP 32738995 A JP32738995 A JP 32738995A JP H09172778 A JPH09172778 A JP H09172778A
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源装置に
おいて昇圧コンバータの出力変動に起因する誤動作を防
止する。 【解決手段】 ＡＣ入力１に入力スイッチ１６を介して
接続される整流ダイオード２および制御回路１７からな
る昇圧コンバータと、この昇圧コンバータの後段に接続
される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８とを含む直流電源
装置において、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータ８の間に、シャントレギュレータ２０と、シャン
トレギュレータ２０の制御電圧を得るための分圧抵抗２
１，２２と、シャントレギュレータ２０によってオン／
オフされるフォトカプラ１９、抵抗１８からなる第１の
制御回路を設け、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏが
所定の値以上になった時に、フォトカプラ１９が遠隔制
御端子８ａを介してＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を
操作して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を起動する。
おいて昇圧コンバータの出力変動に起因する誤動作を防
止する。 【解決手段】 ＡＣ入力１に入力スイッチ１６を介して
接続される整流ダイオード２および制御回路１７からな
る昇圧コンバータと、この昇圧コンバータの後段に接続
される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８とを含む直流電源
装置において、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータ８の間に、シャントレギュレータ２０と、シャン
トレギュレータ２０の制御電圧を得るための分圧抵抗２
１，２２と、シャントレギュレータ２０によってオン／
オフされるフォトカプラ１９、抵抗１８からなる第１の
制御回路を設け、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏが
所定の値以上になった時に、フォトカプラ１９が遠隔制
御端子８ａを介してＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を
操作して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を起動する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源技術に関
し、特に、昇圧型ツーコンバータ方式により高調波規制
対策を行う直流電源装置等に適用して有効な技術に関す
る。
し、特に、昇圧型ツーコンバータ方式により高調波規制
対策を行う直流電源装置等に適用して有効な技術に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】直流電源装置における高調波規制に対応
するために、電源高調波の発生量を抑制する技術とし
て、チョークインプット型整流方式、電流注入方
式、Ｍａｇ−Ｓｗｉｔｃｈ方式によるワンコンバータ
方式、昇圧型ツーコンバータ方式、など多種ある。こ
れらの従来技術は、電子技術、１９９５年３月号（１９
９５Ｖｏｌ．３７Ｎｏ．３）Ｐ３６〜Ｐ４１，Ｐ９６〜
Ｐ９７、等の文献に示されているがそれぞれ一長一短あ
り、現在もっとも注目され実用化されているのが昇圧型
ツーコンバータ方式である。
するために、電源高調波の発生量を抑制する技術とし
て、チョークインプット型整流方式、電流注入方
式、Ｍａｇ−Ｓｗｉｔｃｈ方式によるワンコンバータ
方式、昇圧型ツーコンバータ方式、など多種ある。こ
れらの従来技術は、電子技術、１９９５年３月号（１９
９５Ｖｏｌ．３７Ｎｏ．３）Ｐ３６〜Ｐ４１，Ｐ９６〜
Ｐ９７、等の文献に示されているがそれぞれ一長一短あ
り、現在もっとも注目され実用化されているのが昇圧型
ツーコンバータ方式である。
【０００３】図８を用いて、この昇圧型ツーコンバータ
方式の回路例を説明する。図８は、スイッチングトラン
ジスタ５と、その周辺の制御回路１７および後段の絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を例示したものである。制御
回路１７には基準電流Ｉｒｅｆとして、入力の電圧波形
が加えられている。まず、この基準電流Ｉｒｅｆと抵抗
６によって検出されたドレイン電流Ｉｄが比較され、Ｉ
ｄがＩｒｅｆを越えるとコンパレータ１２の出力が反転
し、スイッチングトランジスタ５をＯＦＦさせる。これ
により、図１０に例示されるように、Ｉｄは基準となる
入力電圧に従って流れることとなる。
方式の回路例を説明する。図８は、スイッチングトラン
ジスタ５と、その周辺の制御回路１７および後段の絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を例示したものである。制御
回路１７には基準電流Ｉｒｅｆとして、入力の電圧波形
が加えられている。まず、この基準電流Ｉｒｅｆと抵抗
６によって検出されたドレイン電流Ｉｄが比較され、Ｉ
ｄがＩｒｅｆを越えるとコンパレータ１２の出力が反転
し、スイッチングトランジスタ５をＯＦＦさせる。これ
により、図１０に例示されるように、Ｉｄは基準となる
入力電圧に従って流れることとなる。
【０００４】この電流によってコイル３にエネルギーが
蓄えられる。スイッチングトランジスタ５がＯＦＦする
と同時にコイル３に逆起電力が発生し、極性が反転して
ダイオード４を通して出力へコイル３に蓄えられていた
エネルギーを放出しコンデンサ７によって平滑化され直
流になる。入力の脈流が上昇すれば、Ｉｒｅｆも上昇し
Ｉｄが大きな値になって（図１０参照）、コンパレータ
１２が反転するため、その分だけコイル３に蓄えられ出
力へ伝達されるエネルギー量も大きくなる。
蓄えられる。スイッチングトランジスタ５がＯＦＦする
と同時にコイル３に逆起電力が発生し、極性が反転して
ダイオード４を通して出力へコイル３に蓄えられていた
エネルギーを放出しコンデンサ７によって平滑化され直
流になる。入力の脈流が上昇すれば、Ｉｒｅｆも上昇し
Ｉｄが大きな値になって（図１０参照）、コンパレータ
１２が反転するため、その分だけコイル３に蓄えられ出
力へ伝達されるエネルギー量も大きくなる。
【０００５】以上のような動作の繰り返しで出力には直
流の電力が得られるが、入力側の電流はパルスであって
も各周期の電流の最大値が正弦曲線上にあるので、平均
値化すれば最終的には入力電圧波形に等しい正弦波とな
る。すなわち、原理的には１の力率が得られることにな
り、電源高調波を発生させずにすむ。実際的には、力率
0.９以上は容易に得ることができ、うまく設計され調整
を行えれば0.９９の力率も十分に可能である。
流の電力が得られるが、入力側の電流はパルスであって
も各周期の電流の最大値が正弦曲線上にあるので、平均
値化すれば最終的には入力電圧波形に等しい正弦波とな
る。すなわち、原理的には１の力率が得られることにな
り、電源高調波を発生させずにすむ。実際的には、力率
0.９以上は容易に得ることができ、うまく設計され調整
を行えれば0.９９の力率も十分に可能である。
【０００６】このように、コンデンサインプット型整流
方式と異なって、整流器のすぐ後ろに平滑用コンデンサ
を接続しないために、入力ラインにパルス状の電流が流
れることがなく高力率が得られ、電源高調波を抑制する
ことが可能である。
方式と異なって、整流器のすぐ後ろに平滑用コンデンサ
を接続しないために、入力ラインにパルス状の電流が流
れることがなく高力率が得られ、電源高調波を抑制する
ことが可能である。
【０００７】上記はそれ自体で安定化された出力を得る
ことが可能で、前記説明の基準電流値Ｉｒｅｆを変化さ
せると、スイッチングトランジスタ５の導通期間を変え
られるので、その結果、出力電圧を制御できることを示
している。
ことが可能で、前記説明の基準電流値Ｉｒｅｆを変化さ
せると、スイッチングトランジスタ５の導通期間を変え
られるので、その結果、出力電圧を制御できることを示
している。
【０００８】すなわち、何等かの要因で出力電圧が低下
したとすると、誤差増幅器１０によってＩｒｅｆを全体
に大きくしてやる。それによって、各周期のスイッチン
グトランジスタ５のＯＮ時間が長くなり、Ｉｄ値が上昇
し出力電圧を上昇させるように動作する。
したとすると、誤差増幅器１０によってＩｒｅｆを全体
に大きくしてやる。それによって、各周期のスイッチン
グトランジスタ５のＯＮ時間が長くなり、Ｉｄ値が上昇
し出力電圧を上昇させるように動作する。
【０００９】つまり、直流出力電圧Ｖｏの電圧精度は、
基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器１０の利得によって決定
されるわけである。その結果、後段に接続される絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータ８と組み合わせることにより、高
調波を抑制しかつ電源入力ＡＣ９０〜２６４Ｖというよ
うなワイドレンジ無切替え電源を構築できる。
基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器１０の利得によって決定
されるわけである。その結果、後段に接続される絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータ８と組み合わせることにより、高
調波を抑制しかつ電源入力ＡＣ９０〜２６４Ｖというよ
うなワイドレンジ無切替え電源を構築できる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の昇圧型ツー
コンバータ方式では電源入力が低い（ＡＣ９０〜１２７
Ｖの１００Ｖ系入力時）時に電源を投入すると、電源出
力Ｖｏ１がオーバーシュートし保護回路の過電圧検出に
よって断となるおそれがあった。
コンバータ方式では電源入力が低い（ＡＣ９０〜１２７
Ｖの１００Ｖ系入力時）時に電源を投入すると、電源出
力Ｖｏ１がオーバーシュートし保護回路の過電圧検出に
よって断となるおそれがあった。
【００１１】この現象を、図８、図９を用いて説明す
る。入力スイッチ１６をＯＮにするとＡＣ入力１が整流
ダイオード２に加わり全波整流された電圧（１２７Ｖｄ
ｃ〜１８０Ｖｄｃ）がＶｏに出力される。
る。入力スイッチ１６をＯＮにするとＡＣ入力１が整流
ダイオード２に加わり全波整流された電圧（１２７Ｖｄ
ｃ〜１８０Ｖｄｃ）がＶｏに出力される。
【００１２】昇圧コンバータがソフトスタート（スイッ
チングトランジスタ５のＯＮ／ＯＦＦのパルス幅が徐々
に変化）すると、図９のＶｏの波形のように、Ｖｏは設
定された電圧に一気に上昇する。
チングトランジスタ５のＯＮ／ＯＦＦのパルス幅が徐々
に変化）すると、図９のＶｏの波形のように、Ｖｏは設
定された電圧に一気に上昇する。
【００１３】設定されたＶｏは、ＡＣ入力１が高いＡＣ
２４０Ｖ＋６％＝ＡＣ２５4.４Ｖの整流電圧（３６０Ｖ
ｄｃ）より高くなっており一般には３８０Ｖｄｃ程度で
ある。
２４０Ｖ＋６％＝ＡＣ２５4.４Ｖの整流電圧（３６０Ｖ
ｄｃ）より高くなっており一般には３８０Ｖｄｃ程度で
ある。
【００１４】よって、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に
は図９のＶｏに示す急変電圧が印加されることになる。
通常３８０Ｖｄｃで動作するＤＣ−ＤＣコンバータは、
１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃ入力では制御範囲を逸脱し
てしまい定格電圧（例：＋５Ｖ）を出力できず（例：＋
２Ｖ〜＋３Ｖ等）制御パルスを最大限に開いた状態で動
作している。この時、Ｖｏが急激に高くなると、帰還系
の過渡応答遅れにより電源出力Ｖｏ１にオーバーシュト
現象を発生し、最悪の場合、電源出力Ｖｏ１が保護回路
の過電圧検出にかかり断となってしまう場合があった。
は図９のＶｏに示す急変電圧が印加されることになる。
通常３８０Ｖｄｃで動作するＤＣ−ＤＣコンバータは、
１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃ入力では制御範囲を逸脱し
てしまい定格電圧（例：＋５Ｖ）を出力できず（例：＋
２Ｖ〜＋３Ｖ等）制御パルスを最大限に開いた状態で動
作している。この時、Ｖｏが急激に高くなると、帰還系
の過渡応答遅れにより電源出力Ｖｏ１にオーバーシュト
現象を発生し、最悪の場合、電源出力Ｖｏ１が保護回路
の過電圧検出にかかり断となってしまう場合があった。
【００１５】本発明の目的は、第１および第２のコンバ
ータからなる直流電源装置において、第１のコンバータ
から第２のコンバータへの出力電圧の変動に起因する第
２のコンバータの誤動作を防止して、動作の信頼性を向
上させることにある。
ータからなる直流電源装置において、第１のコンバータ
から第２のコンバータへの出力電圧の変動に起因する第
２のコンバータの誤動作を防止して、動作の信頼性を向
上させることにある。
【００１６】本発明の他の目的は、誤動作を生じること
なく、第１および第２のコンバータの組み合わせによっ
て最適な高調波抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替
え電源を実現することが可能な直流電源技術を提供する
ことにある。
なく、第１および第２のコンバータの組み合わせによっ
て最適な高調波抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替
え電源を実現することが可能な直流電源技術を提供する
ことにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電力を直
流電力に変換する第１のコンバータと、この第１のコン
バータの出力を入力とし、直流電圧の変換を行う第２の
コンバータとを含む直流電源装置において、第１のコン
バータの直流出力電圧レベルを検出し、直流出力電圧レ
ベルが所定のレベルになった時に、第２のコンバータを
起動する第１の制御回路を備えたものである。
流電力に変換する第１のコンバータと、この第１のコン
バータの出力を入力とし、直流電圧の変換を行う第２の
コンバータとを含む直流電源装置において、第１のコン
バータの直流出力電圧レベルを検出し、直流出力電圧レ
ベルが所定のレベルになった時に、第２のコンバータを
起動する第１の制御回路を備えたものである。
【００１８】また、交流電力を直流電力に変換する第１
のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力と
し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直
流電源装置において、第１のコンバータの直流出力電圧
レベルを検出し、直流出力電圧レベルが所定のレベルに
なった時に、第１のコンバータを第２のコンバータに接
続する第２の制御回路を備えたものである。
のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力と
し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直
流電源装置において、第１のコンバータの直流出力電圧
レベルを検出し、直流出力電圧レベルが所定のレベルに
なった時に、第１のコンバータを第２のコンバータに接
続する第２の制御回路を備えたものである。
【００１９】また、交流電力を直流電力に変換する第１
のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力と
し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直
流電源装置において、第１のコンバータの起動から所定
の時間だけ遅れて第２のコンバータを起動する第３の制
御回路を備えたものである。
のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力と
し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直
流電源装置において、第１のコンバータの起動から所定
の時間だけ遅れて第２のコンバータを起動する第３の制
御回路を備えたものである。
【００２０】また、交流電力を直流電力に変換する第１
のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力と
し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直
流電源装置において、第１のコンバータの起動から所定
の時間だけ遅れて、第１のコンバータを第２のコンバー
タに接続する第４の制御回路を備えたものである。
のコンバータと、この第１のコンバータの出力を入力と
し、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直
流電源装置において、第１のコンバータの起動から所定
の時間だけ遅れて、第１のコンバータを第２のコンバー
タに接続する第４の制御回路を備えたものである。
【００２１】また、交流電源の交流電力を直流電力に変
換する第１のコンバータと、この第１のコンバータの出
力を入力とし、直流電圧の変換を行う第２のコンバータ
とを含む昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源装置にお
いて、交流電源に対して第１のコンバータと並列に接続
される倍電圧整流回路と、交流電源に対する倍電圧整流
回路の接続の有無を切り替える切替スイッチとを設け、
交流電源からの交流入力電圧が所定の値以下の時に切替
スイッチを閉じて倍電圧整流回路の出力を第２のコンバ
ータの直流入力に供給するようにしたものである。
換する第１のコンバータと、この第１のコンバータの出
力を入力とし、直流電圧の変換を行う第２のコンバータ
とを含む昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源装置にお
いて、交流電源に対して第１のコンバータと並列に接続
される倍電圧整流回路と、交流電源に対する倍電圧整流
回路の接続の有無を切り替える切替スイッチとを設け、
交流電源からの交流入力電圧が所定の値以下の時に切替
スイッチを閉じて倍電圧整流回路の出力を第２のコンバ
ータの直流入力に供給するようにしたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しながら詳細に説明する。
を参照しながら詳細に説明する。
【００２３】（実施の形態１）図１は本発明の第１の実
施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図
であり、図２は、その作用の一例を示す線図である。
施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図
であり、図２は、その作用の一例を示す線図である。
【００２４】本実施の形態の直流電源装置は、ＡＣ入力
１に入力スイッチ１６を介して接続される整流ダイオー
ド２、ＰＯＷＥＲ＿ＭＯＳ＿ＦＥＴ等で構成されるスイ
ッチングトランジスタ５およびその制御回路１７からな
る昇圧コンバータと、この昇圧コンバータの後段に接続
される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８とを含んでいる。
１に入力スイッチ１６を介して接続される整流ダイオー
ド２、ＰＯＷＥＲ＿ＭＯＳ＿ＦＥＴ等で構成されるスイ
ッチングトランジスタ５およびその制御回路１７からな
る昇圧コンバータと、この昇圧コンバータの後段に接続
される絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８とを含んでいる。
【００２５】また、制御回路１７において、３はコイ
ル、４はダイオード、７は、出力を平滑化するためのコ
ンデンサ、１０および１１は誤差増幅器、１２および１
３はコンパレータ、６，１４，１５は抵抗、９はスイッ
チングトランジスタ５の駆動信号を生成する発振器であ
る。
ル、４はダイオード、７は、出力を平滑化するためのコ
ンデンサ、１０および１１は誤差増幅器、１２および１
３はコンパレータ、６，１４，１５は抵抗、９はスイッ
チングトランジスタ５の駆動信号を生成する発振器であ
る。
【００２６】この場合、昇圧コンバータを構成する制御
回路１７と、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８との
間には、シャントレギュレータ２０と、昇圧コンバータ
の直流出力電圧Ｖｏからシャントレギュレータ２０の制
御電圧を得るための分圧抵抗２１、分圧抵抗２２と、シ
ャントレギュレータ２０によってオン／オフされるフォ
トカプラ１９、抵抗１８からなる第１の制御回路が設け
られている。フォトカプラ１９は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８の遠隔制御端子８ａに接続されており、この
遠隔制御端子８ａを介してＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ
信号を入力することにより当該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ８の起動および起動停止を行う。
回路１７と、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８との
間には、シャントレギュレータ２０と、昇圧コンバータ
の直流出力電圧Ｖｏからシャントレギュレータ２０の制
御電圧を得るための分圧抵抗２１、分圧抵抗２２と、シ
ャントレギュレータ２０によってオン／オフされるフォ
トカプラ１９、抵抗１８からなる第１の制御回路が設け
られている。フォトカプラ１９は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８の遠隔制御端子８ａに接続されており、この
遠隔制御端子８ａを介してＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ
信号を入力することにより当該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ８の起動および起動停止を行う。
【００２７】以下、本実施の形態の直流電源装置の作用
の一例を説明する。
の一例を説明する。
【００２８】ＡＣ入力１が入力スイッチ１６をＯＮする
ことにより整流ダイオード２に印加されると、全波整流
された電圧が出力される。ＡＣ９０Ｖ〜１２７Ｖの１０
０Ｖ系入力時、昇圧コンバータからの直流出力電圧Ｖｏ
は、１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃである。次に昇圧コン
バータがソフトスタートすると基準電流Ｉｒｅｆとし
て、入力の電圧波形が加えられ、まず、この基準電流Ｉ
ｒｅｆと抵抗６によって検出された、スイッチングトラ
ンジスタ５のドレイン電流Ｉｄが比較され、ドレイン電
流Ｉｄが基準電流Ｉｒｅｆを越えるとコンパレータ１２
の出力が反転し、スイッチングトランジスタ５をＯＦＦ
させる。これにより、ドレイン電流Ｉｄは、図１０のよ
うに基準となる入力電圧に従って流れる。この電流によ
ってコイル３にエネルギーが蓄えられる。スイッチング
トランジスタ５がＯＦＦすると同時にコイル３には逆起
電力が発生し、極性が反転して、出力へコイル３に蓄え
られていた電力をダイオード４を通して放出する。この
電力はコンデンサ７によって平滑化され直流になる。
ことにより整流ダイオード２に印加されると、全波整流
された電圧が出力される。ＡＣ９０Ｖ〜１２７Ｖの１０
０Ｖ系入力時、昇圧コンバータからの直流出力電圧Ｖｏ
は、１２７Ｖｄｃ〜１８０Ｖｄｃである。次に昇圧コン
バータがソフトスタートすると基準電流Ｉｒｅｆとし
て、入力の電圧波形が加えられ、まず、この基準電流Ｉ
ｒｅｆと抵抗６によって検出された、スイッチングトラ
ンジスタ５のドレイン電流Ｉｄが比較され、ドレイン電
流Ｉｄが基準電流Ｉｒｅｆを越えるとコンパレータ１２
の出力が反転し、スイッチングトランジスタ５をＯＦＦ
させる。これにより、ドレイン電流Ｉｄは、図１０のよ
うに基準となる入力電圧に従って流れる。この電流によ
ってコイル３にエネルギーが蓄えられる。スイッチング
トランジスタ５がＯＦＦすると同時にコイル３には逆起
電力が発生し、極性が反転して、出力へコイル３に蓄え
られていた電力をダイオード４を通して放出する。この
電力はコンデンサ７によって平滑化され直流になる。
【００２９】ＡＣ入力１の脈流電圧が上昇すれば、基準
電流Ｉｒｅｆも上昇し、図１０に示されるように、ドレ
イン電流Ｉｄが大きな値になって、コンパレータ１２の
出力が反転するため、その分だけコイル３に蓄えられ出
力へ伝達されるエネルギー量も大きくなる。
電流Ｉｒｅｆも上昇し、図１０に示されるように、ドレ
イン電流Ｉｄが大きな値になって、コンパレータ１２の
出力が反転するため、その分だけコイル３に蓄えられ出
力へ伝達されるエネルギー量も大きくなる。
【００３０】以上のような動作の繰り返しで出力には直
流の電力が得られるが、入力側の電流はパルスであって
も各周期の電流の最大値が正弦曲線上にあるので、平均
値化すれば最終的には入力電圧波形に等しい正弦波とな
る。すなわち、原理的には１の力率が得られることにな
り、電源高調波の発生を抑制できる。昇圧コンバータが
ソフトスタートするとＶｏは、図２に例示されるよう
に、設定された電圧（３８０Ｖｄｃ）まで一気に上昇す
る。
流の電力が得られるが、入力側の電流はパルスであって
も各周期の電流の最大値が正弦曲線上にあるので、平均
値化すれば最終的には入力電圧波形に等しい正弦波とな
る。すなわち、原理的には１の力率が得られることにな
り、電源高調波の発生を抑制できる。昇圧コンバータが
ソフトスタートするとＶｏは、図２に例示されるよう
に、設定された電圧（３８０Ｖｄｃ）まで一気に上昇す
る。
【００３１】この時、本実施の形態では、第１の制御回
路において、直流出力電圧Ｖｏが、シャントレギュレー
タ２０と外付けの分圧抵抗２１，２２で設定される電圧
値になるまでフォトカプラ１９をＯＮさせないようにし
て、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を停止してお
く。
路において、直流出力電圧Ｖｏが、シャントレギュレー
タ２０と外付けの分圧抵抗２１，２２で設定される電圧
値になるまでフォトカプラ１９をＯＮさせないようにし
て、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を停止してお
く。
【００３２】そして、直流出力電圧Ｖｏが十分に高くな
ってからフォトカプラ１９をＯＮさせ、後段の絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ８の図示しないＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ
／ＯＦＦ信号回路の遠隔制御端子８ａにＯＮ信号を入れ
て起動し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８から、外部の
負荷に対して、電源出力Ｖｏ１を出力させる。このよう
に、本実施の形態では、第１の制御回路が、昇圧コンバ
ータの直流出力電圧Ｖｏが所定の値になるまで、後段の
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動を抑止するように
動作するため、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏが急
変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響さ
れることなく、図２の電源出力Ｖｏ１の波形に例示され
るように、正常に立ち上がる。
ってからフォトカプラ１９をＯＮさせ、後段の絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ８の図示しないＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ
／ＯＦＦ信号回路の遠隔制御端子８ａにＯＮ信号を入れ
て起動し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８から、外部の
負荷に対して、電源出力Ｖｏ１を出力させる。このよう
に、本実施の形態では、第１の制御回路が、昇圧コンバ
ータの直流出力電圧Ｖｏが所定の値になるまで、後段の
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動を抑止するように
動作するため、昇圧コンバータの直流出力電圧Ｖｏが急
変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響さ
れることなく、図２の電源出力Ｖｏ１の波形に例示され
るように、正常に立ち上がる。
【００３３】すなわち、直流出力電圧Ｖｏが急変しても
後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８では、電源出力Ｖ
ｏ１がオーバーシュートする等の不具合が発生すること
がなく、電源出力Ｖｏ１のオーバーシュートによって、
たとえば、保護回路の過電圧検出が作動し、絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ８が不時に断になる等の誤動作を未然
に防止することができる。
後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８では、電源出力Ｖ
ｏ１がオーバーシュートする等の不具合が発生すること
がなく、電源出力Ｖｏ１のオーバーシュートによって、
たとえば、保護回路の過電圧検出が作動し、絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ８が不時に断になる等の誤動作を未然
に防止することができる。
【００３４】換言すれば、昇圧コンバータにおける電圧
変動に起因する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の誤動作
を生じることなく、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８の組み合わせによって、最適な高調波抑制
を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現するこ
とが可能となる。
変動に起因する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の誤動作
を生じることなく、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８の組み合わせによって、最適な高調波抑制
を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現するこ
とが可能となる。
【００３５】（実施の形態２）図３は、本発明の第２の
実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路
図である。前述の第１の実施の形態では、遠隔制御端子
８ａのＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を使って後段の
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を制御したが、この第２
の実施の形態では、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８の接続の有無を直接的に制御する場合につ
いて説明する。
実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路
図である。前述の第１の実施の形態では、遠隔制御端子
８ａのＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を使って後段の
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８を制御したが、この第２
の実施の形態では、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８の接続の有無を直接的に制御する場合につ
いて説明する。
【００３６】すなわち、この第２の実施の形態の場合に
は、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の
接続経路には、フォトカプラ１９およびリレーコイル２
３によって開閉が制御されるリレー接点２４と、フォト
カプラ１９のオン／オフを制御するシャントレギュレー
タ２０、分圧抵抗２１，２２、抵抗１８等からなる第２
の制御回路が設けられている。
は、昇圧コンバータと絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の
接続経路には、フォトカプラ１９およびリレーコイル２
３によって開閉が制御されるリレー接点２４と、フォト
カプラ１９のオン／オフを制御するシャントレギュレー
タ２０、分圧抵抗２１，２２、抵抗１８等からなる第２
の制御回路が設けられている。
【００３７】そして、シャントレギュレータ２０および
分圧抵抗２１，２２によって直流出力電圧Ｖｏが所定の
値を越えた時に、フォトカプラ１９によりリレーコイル
２３に電流を流しリレー接点２４を閉じて、後段の絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に、昇圧コンバータの直流出
力電圧Ｖｏを印加して起動し電源出力Ｖｏ１を出力させ
る。このような構成とすることにより、前述の第１の実
施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段
の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８では、電源出力Ｖｏ１
がオーバーシュートする等の不具合が発生することがな
い。
分圧抵抗２１，２２によって直流出力電圧Ｖｏが所定の
値を越えた時に、フォトカプラ１９によりリレーコイル
２３に電流を流しリレー接点２４を閉じて、後段の絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に、昇圧コンバータの直流出
力電圧Ｖｏを印加して起動し電源出力Ｖｏ１を出力させ
る。このような構成とすることにより、前述の第１の実
施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後段
の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８では、電源出力Ｖｏ１
がオーバーシュートする等の不具合が発生することがな
い。
【００３８】また、前段の昇圧コンバータと後段の絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御
するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、遠隔制御
端子８ａや、ＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路等を
備えている必要がなく、多様な仕様の絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８に適用できるので汎用性が増す。
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御
するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、遠隔制御
端子８ａや、ＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路等を
備えている必要がなく、多様な仕様の絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８に適用できるので汎用性が増す。
【００３９】（実施の形態３）図４は、本発明の第３の
実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路
図である。前述の第１の実施の形態では、直流出力電圧
Ｖｏの値をシャントレギュレータ２０と外付けの分圧抵
抗２１，２２で設定される所定の電圧値に基づいて検出
したが、この第３の実施の形態では直流出力電圧Ｖｏの
出力経路にコンデンサ２６、抵抗２７、リレーコイル２
３、リレー接点２４、ツェナーダイオード２５等からな
る遅延回路（第３の制御回路）を設けたものである。
実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路
図である。前述の第１の実施の形態では、直流出力電圧
Ｖｏの値をシャントレギュレータ２０と外付けの分圧抵
抗２１，２２で設定される所定の電圧値に基づいて検出
したが、この第３の実施の形態では直流出力電圧Ｖｏの
出力経路にコンデンサ２６、抵抗２７、リレーコイル２
３、リレー接点２４、ツェナーダイオード２５等からな
る遅延回路（第３の制御回路）を設けたものである。
【００４０】抵抗２７によって直流出力電圧Ｖｏは、リ
レーコイル２３の感動電圧に降下されて印加されるが、
リレーコイル２３自体の抵抗とコンデンサ２６による位
相遅れによって、直流出力電圧Ｖｏが所定の値になって
から、リレーコイル２３の感動電圧に到達するまでに遅
延時間が生じるようにしたものである。
レーコイル２３の感動電圧に降下されて印加されるが、
リレーコイル２３自体の抵抗とコンデンサ２６による位
相遅れによって、直流出力電圧Ｖｏが所定の値になって
から、リレーコイル２３の感動電圧に到達するまでに遅
延時間が生じるようにしたものである。
【００４１】すなわち、昇圧コンバータがソフトスター
トし直流出力電圧Ｖｏが設定された電圧（３８０Ｖｄ
ｃ）まで一気に上昇した後、所定の時間だけ遅れてリレ
ー接点２４を閉じて、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ８の遠隔制御端子８ａにＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ
信号としてＯＮ信号を入力して起動し電源出力Ｖｏ１を
出力させる。
トし直流出力電圧Ｖｏが設定された電圧（３８０Ｖｄ
ｃ）まで一気に上昇した後、所定の時間だけ遅れてリレ
ー接点２４を閉じて、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ８の遠隔制御端子８ａにＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ
信号としてＯＮ信号を入力して起動し電源出力Ｖｏ１を
出力させる。
【００４２】このような構成とすることにより、前述の
第１の実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変し
ても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響される
ことはない。
第１の実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変し
ても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響される
ことはない。
【００４３】（実施の形態４）図５は、本発明の第４の
実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路
図である。前述の第３の実施の形態では、後段の絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動の有無を、遠隔制御端子
８ａのＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を使って制御し
たが、この第４の実施の形態では、リレー接点２４によ
って、直接的に、昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ−
ＤＣコンバータ８との接続の有無を制御するようにした
第４の制御回路を設けたものである。すなわち、このリ
レー接点２４を閉じることによって昇圧コンバータを後
段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に接続して直流出力
電圧Ｖｏを印加し、外部の図示しない負荷に対して電源
出力Ｖｏ１を出力させる。
実施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路
図である。前述の第３の実施の形態では、後段の絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータ８の起動の有無を、遠隔制御端子
８ａのＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号を使って制御し
たが、この第４の実施の形態では、リレー接点２４によ
って、直接的に、昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ−
ＤＣコンバータ８との接続の有無を制御するようにした
第４の制御回路を設けたものである。すなわち、このリ
レー接点２４を閉じることによって昇圧コンバータを後
段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８に接続して直流出力
電圧Ｖｏを印加し、外部の図示しない負荷に対して電源
出力Ｖｏ１を出力させる。
【００４４】このような構成とすることにより、第１の
実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後
段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響されることは
ない。
実施の形態と同様に、直流出力電圧Ｖｏが急変しても後
段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は影響されることは
ない。
【００４５】また、前段の昇圧コンバータと後段の絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御
するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、遠隔制御
端子８ａや、ＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路等を
備えている必要がなく、多様な仕様の絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８に汎用的に適用できるという利点がある。
型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の接続の有無を直接的に制御
するので、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、遠隔制御
端子８ａや、ＲＥＭＯＴＥ＿ＯＮ／ＯＦＦ信号回路等を
備えている必要がなく、多様な仕様の絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ８に汎用的に適用できるという利点がある。
【００４６】（実施の形態５）図６は本発明の第５の実
施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図
であり、図７は、その作用の一例を示す線図である。こ
の第５の実施の形態では、ダイオード２９、ダイオード
３０およびコンデンサ３１およびコンデンサ３２からな
る倍電圧整流回路を、切替スイッチ２８を介して、ＡＣ
入力１に昇圧コンバータと並列に接続した構成となって
いる。
施の形態である直流電源装置の構成の一例を示す回路図
であり、図７は、その作用の一例を示す線図である。こ
の第５の実施の形態では、ダイオード２９、ダイオード
３０およびコンデンサ３１およびコンデンサ３２からな
る倍電圧整流回路を、切替スイッチ２８を介して、ＡＣ
入力１に昇圧コンバータと並列に接続した構成となって
いる。
【００４７】そして、ＡＣ９０Ｖ〜１２７Ｖの１００Ｖ
系入力時には、まず、切替スイッチ２８を閉じておき、
入力スイッチ１６を閉じると同時に倍電圧整流された電
圧（２５４Ｖｄｃ〜３６０Ｖｄｃ）を直流出力電圧Ｖｏ
に出力して、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の制
御範囲内迄一気に電圧を印加する。この時の切替スイッ
チ２８、入力スイッチ１６の動作順序と直流出力電圧Ｖ
ｏ、電源出力Ｖｏ１の変化は図７に示す通りである。
系入力時には、まず、切替スイッチ２８を閉じておき、
入力スイッチ１６を閉じると同時に倍電圧整流された電
圧（２５４Ｖｄｃ〜３６０Ｖｄｃ）を直流出力電圧Ｖｏ
に出力して、後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８の制
御範囲内迄一気に電圧を印加する。この時の切替スイッ
チ２８、入力スイッチ１６の動作順序と直流出力電圧Ｖ
ｏ、電源出力Ｖｏ１の変化は図７に示す通りである。
【００４８】これにより、昇圧コンバータがソフトスタ
ートすると直流出力電圧Ｖｏは設定された電圧（３８０
Ｖｄｃ）に一気に上昇しても入力急変値が小さく、か
つ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は制御パルスを最大
限に開いた状態ではないので、その電源出力Ｖｏ１にオ
ーバーシュト現象を発生することがない。
ートすると直流出力電圧Ｖｏは設定された電圧（３８０
Ｖｄｃ）に一気に上昇しても入力急変値が小さく、か
つ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ８は制御パルスを最大
限に開いた状態ではないので、その電源出力Ｖｏ１にオ
ーバーシュト現象を発生することがない。
【００４９】以上説明したように、本発明の上述の各実
施の形態によれば、前段の昇圧コンバータ動作時に直流
出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータ８は影響されることがなく、最適な高調波抑制を
維持しつつ、かつ電源入力ＡＣ９０〜２６４Ｖというよ
うなワイドレンジ無切替え電源を構築できる。
施の形態によれば、前段の昇圧コンバータ動作時に直流
出力電圧Ｖｏが急変しても後段の絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータ８は影響されることがなく、最適な高調波抑制を
維持しつつ、かつ電源入力ＡＣ９０〜２６４Ｖというよ
うなワイドレンジ無切替え電源を構築できる。
【００５０】以上本発明者によってなされた発明を実施
の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施
の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施
の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００５１】たとえば、第１〜第４の制御回路は、前述
の各実施の形態に例示されたものに限らず、前段の昇圧
コンバータの電圧検出や、遅延動作によって、後段のコ
ンバータの起動を遅らせたり、接続の有無を制御できる
ものであれば、他の構成であってもよい。
の各実施の形態に例示されたものに限らず、前段の昇圧
コンバータの電圧検出や、遅延動作によって、後段のコ
ンバータの起動を遅らせたり、接続の有無を制御できる
ものであれば、他の構成であってもよい。
【００５２】
【発明の効果】本発明によれば、第１および第２のコン
バータからなる直流電源装置において、第１のコンバー
タから第２のコンバータへの出力電圧の変動に起因する
第２のコンバータの誤動作を防止して、動作の信頼性を
向上させることができる、という効果が得られる。
バータからなる直流電源装置において、第１のコンバー
タから第２のコンバータへの出力電圧の変動に起因する
第２のコンバータの誤動作を防止して、動作の信頼性を
向上させることができる、という効果が得られる。
【００５３】また、誤動作を生じることなく、第１およ
び第２のコンバータの組み合わせによって最適な高調波
抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現す
ることができる、という効果が得られる。
び第２のコンバータの組み合わせによって最適な高調波
抑制を維持しつつ、ワイドレンジ無切替え電源を実現す
ることができる、という効果が得られる。
【図１】本発明の第１の実施の形態である直流電源装置
の構成の一例を示す回路図である。
の構成の一例を示す回路図である。
【図２】その作用の一例を示す線図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態である直流電源装置
の構成の一例を示す回路図である。
の構成の一例を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態である直流電源装置
の構成の一例を示す回路図である。
の構成の一例を示す回路図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態である直流電源装置
の構成の一例を示す回路図である。
の構成の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態である直流電源装置
の構成の一例を示す回路図である。
の構成の一例を示す回路図である。
【図７】その作用の一例を示す線図である。
【図８】従来の昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源の
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
【図９】従来の昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源の
作用の一例を示す線図である。
作用の一例を示す線図である。
【図１０】従来の昇圧型ツーコンバータ方式の直流電源
の作用の一例を示す線図である。
の作用の一例を示す線図である。
１…ＡＣ入力（交流電力）、２…整流ダイオード（第１
のコンバータ）、３…コイル、４…ダイオード、５…ス
イッチングトランジスタ（第１のコンバータ）、６…抵
抗、７…コンデンサ、８…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
（第２のコンバータ）、８ａ…遠隔制御端子、９…発振
器、１０，１１…誤差増幅器、１２，１３…コンパレー
タ、１４…抵抗、１５…抵抗、１６…入力スイッチ、１
７…制御回路（第１のコンバータ）、１８…抵抗、１９
…フォトカプラ、２０…シャントレギュレータ、２１，
２２…分圧抵抗、２３…リレーコイル、２４…リレー接
点、２５…ツェナーダイオード、２６…コンデンサ、２
７…抵抗、２８…切替スイッチ、２９…ダイオード、３
０…ダイオード、３１，３２…コンデンサ、Ｖｏ…直流
出力電圧、Ｖｏ１…電源出力。
のコンバータ）、３…コイル、４…ダイオード、５…ス
イッチングトランジスタ（第１のコンバータ）、６…抵
抗、７…コンデンサ、８…絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
（第２のコンバータ）、８ａ…遠隔制御端子、９…発振
器、１０，１１…誤差増幅器、１２，１３…コンパレー
タ、１４…抵抗、１５…抵抗、１６…入力スイッチ、１
７…制御回路（第１のコンバータ）、１８…抵抗、１９
…フォトカプラ、２０…シャントレギュレータ、２１，
２２…分圧抵抗、２３…リレーコイル、２４…リレー接
点、２５…ツェナーダイオード、２６…コンデンサ、２
７…抵抗、２８…切替スイッチ、２９…ダイオード、３
０…ダイオード、３１，３２…コンデンサ、Ｖｏ…直流
出力電圧、Ｖｏ１…電源出力。
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電力を直流電力に変換する第１のコ
ンバータと、この第１のコンバータの出力を入力とし、
直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直流電
源装置であって、 前記第１のコンバータの直流出力電圧レベルを検出し、
前記直流出力電圧レベルが所定のレベルになった時に、
前記第２のコンバータを起動する第１の制御回路を備え
たことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】 交流電力を直流電力に変換する第１のコ
ンバータと、この第１のコンバータの出力を入力とし、
直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直流電
源装置であって、 前記第１のコンバータの直流出力電圧レベルを検出し、
前記直流出力電圧レベルが所定のレベルになった時に、
前記第１のコンバータを前記第２のコンバータに接続す
る第２の制御回路を備えたことを特徴とする直流電源装
置。 - 【請求項３】 交流電力を直流電力に変換する第１のコ
ンバータと、この第１のコンバータの出力を入力とし、
直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直流電
源装置であって、 前記第１のコンバータの起動から所定の時間だけ遅れて
前記第２のコンバータを起動する第３の制御回路を備え
たことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項４】 交流電力を直流電力に変換する第１のコ
ンバータと、この第１のコンバータの出力を入力とし、
直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを含む直流電
源装置であって、 前記第１のコンバータの起動から所定の時間だけ遅れ
て、前記第１のコンバータを前記第２のコンバータに接
続する第４の制御回路を備えたことを特徴とする直流電
源装置。 - 【請求項５】 交流電源の交流電力を直流電力に変換す
る第１のコンバータと、この第１のコンバータの出力を
入力とし、直流電圧の変換を行う第２のコンバータとを
含む直流電源装置であって、 前記交流電源に対して前記第１のコンバータと並列に接
続される倍電圧整流回路と、前記交流電源に対する前記
倍電圧整流回路の接続の有無を切り替える切替スイッチ
とを設け、 前記交流電源からの交流入力電圧が所定の値以下の時に
前記切替スイッチを閉じて前記倍電圧整流回路の出力を
前記第２のコンバータの直流入力に供給するようにした
ことを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32738995A JP3307814B2 (ja) | 1995-12-15 | 1995-12-15 | 直流電源装置 |
| US08/766,777 US5886885A (en) | 1995-12-15 | 1996-12-13 | DC power unit and information processing apparatus with the DC power unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32738995A JP3307814B2 (ja) | 1995-12-15 | 1995-12-15 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09172778A true JPH09172778A (ja) | 1997-06-30 |
| JP3307814B2 JP3307814B2 (ja) | 2002-07-24 |
Family
ID=18198612
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32738995A Expired - Fee Related JP3307814B2 (ja) | 1995-12-15 | 1995-12-15 | 直流電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5886885A (ja) |
| JP (1) | JP3307814B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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