JPH09153423A - 高調波電流抑制器 - Google Patents
高調波電流抑制器Info
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- JPH09153423A JPH09153423A JP7337806A JP33780695A JPH09153423A JP H09153423 A JPH09153423 A JP H09153423A JP 7337806 A JP7337806 A JP 7337806A JP 33780695 A JP33780695 A JP 33780695A JP H09153423 A JPH09153423 A JP H09153423A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Power Conversion In General (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高調波電流の抑制能力が大きく、小型化，軽
量化を実現できる高調波電流抑制器を提供すること。 【解決手段】 一次巻線１０を、隣接する第１環状鉄芯
２と、第２環状鉄芯４とにまたがって巻回すると共に、
第２環状鉄芯４に二次巻線１１を巻回し、該二次巻線１
１に制御コンデンサ１２を短絡状に接続すると共に、第
１環状鉄芯２と、第２環状鉄芯４の夫々にエアーギャッ
プ３，５を設けて、該エアーギャップ３，５のギャップ
間隔を第２環状鉄芯４よりも第１環状鉄芯２のほうを大
きくした。
量化を実現できる高調波電流抑制器を提供すること。 【解決手段】 一次巻線１０を、隣接する第１環状鉄芯
２と、第２環状鉄芯４とにまたがって巻回すると共に、
第２環状鉄芯４に二次巻線１１を巻回し、該二次巻線１
１に制御コンデンサ１２を短絡状に接続すると共に、第
１環状鉄芯２と、第２環状鉄芯４の夫々にエアーギャッ
プ３，５を設けて、該エアーギャップ３，５のギャップ
間隔を第２環状鉄芯４よりも第１環状鉄芯２のほうを大
きくした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高調波電流の影響
を抑止するための高調波電流抑制器に関する。
を抑止するための高調波電流抑制器に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、都市部において高調波障害が原因
とみられるコンデンサ設備の爆発，焼損，停電等の事故
が多発している。この高調波は、産業用機器や、家庭用
電化製品等に内蔵されている整流器やサイリスタ等の半
導体が発生源となっており、この高調波電流が、送・配
電線を経由して発電機にまで逆流し、その電圧降下によ
り配電電圧を歪ませたり、高調波成分がノイズ成分とな
って機器に影響を与える等により、上述の種々の事故の
発生源となっている。この高調波で特に現在問題となっ
ているのは、第５高調波，第７高調波である。
とみられるコンデンサ設備の爆発，焼損，停電等の事故
が多発している。この高調波は、産業用機器や、家庭用
電化製品等に内蔵されている整流器やサイリスタ等の半
導体が発生源となっており、この高調波電流が、送・配
電線を経由して発電機にまで逆流し、その電圧降下によ
り配電電圧を歪ませたり、高調波成分がノイズ成分とな
って機器に影響を与える等により、上述の種々の事故の
発生源となっている。この高調波で特に現在問題となっ
ているのは、第５高調波，第７高調波である。
【０００３】図１２はこの高調波による波形歪を表わす
ものであり、基本波形成分Ａに、高調波成分Ｂが合成さ
れ、歪波形Ｃとなることがわかる。
ものであり、基本波形成分Ａに、高調波成分Ｂが合成さ
れ、歪波形Ｃとなることがわかる。
【０００４】この対策として、進相コンデンサにあって
は、該コンデンサに用いられる直列リアクトルのリアク
タンスを大きくして第５高調波の流入量を抑制するとい
った手段が講ぜられる。
は、該コンデンサに用いられる直列リアクトルのリアク
タンスを大きくして第５高調波の流入量を抑制するとい
った手段が講ぜられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の直列
リアクトルは、インバータ等が実用化される前の高調波
の量も少ない状況下において、専ら用いられてきたもの
であり、インバータやコンピュータの急速な普及に伴
い、高調波が著しく増加している状況下においては有効
に対応できず、進相コンデンサだけでなく、その対策用
の直列リアクトル自体にも加熱焼損が発生することとも
なっている。
リアクトルは、インバータ等が実用化される前の高調波
の量も少ない状況下において、専ら用いられてきたもの
であり、インバータやコンピュータの急速な普及に伴
い、高調波が著しく増加している状況下においては有効
に対応できず、進相コンデンサだけでなく、その対策用
の直列リアクトル自体にも加熱焼損が発生することとも
なっている。
【０００６】すなわち、よく用いられている６％直列リ
アクトルを使用したときの、第５調波におけるコンデン
サとリアクトルの合成インピーダンスは、基本周波数時
のコンデンサのリアクタンス値の１０％にしかならな
い。従って、この場合の直列リアクトルはコンデンサ回
路を電源からみて誘導性負荷にしたに過ぎず、コンデン
サ回路に流入してきた高調波電流抑制に対してはまった
く効果を持たないに等しい。
アクトルを使用したときの、第５調波におけるコンデン
サとリアクトルの合成インピーダンスは、基本周波数時
のコンデンサのリアクタンス値の１０％にしかならな
い。従って、この場合の直列リアクトルはコンデンサ回
路を電源からみて誘導性負荷にしたに過ぎず、コンデン
サ回路に流入してきた高調波電流抑制に対してはまった
く効果を持たないに等しい。
【０００７】さらには、１３％直列リアクトルを用いて
も、その合成インピーダンスは４５％になるだけであ
り、基本周波数時のコンデンサのリアクタンス値と同じ
値の合成インピーダンスを第５長波で持つには、２４％
リアクトルを使用しなければならない。そして１３％ま
たは２４％直列リアクトルを使用すれば、単にリアクト
ルのリアクタンスを大きくするにとどまらず、基本周波
数におけるリアクトルの電圧降下を生じると共に、コン
デンサは電圧が６％リアクトルよりも大きくなり、過熱
する。従って、これに耐え得る高価な進相コンデンサを
用いる必要がある。またリアクトルの鉄損（ヒステリシ
ス損、渦電流損）が大きくなり冷却が問題となる。
も、その合成インピーダンスは４５％になるだけであ
り、基本周波数時のコンデンサのリアクタンス値と同じ
値の合成インピーダンスを第５長波で持つには、２４％
リアクトルを使用しなければならない。そして１３％ま
たは２４％直列リアクトルを使用すれば、単にリアクト
ルのリアクタンスを大きくするにとどまらず、基本周波
数におけるリアクトルの電圧降下を生じると共に、コン
デンサは電圧が６％リアクトルよりも大きくなり、過熱
する。従って、これに耐え得る高価な進相コンデンサを
用いる必要がある。またリアクトルの鉄損（ヒステリシ
ス損、渦電流損）が大きくなり冷却が問題となる。
【０００８】このように直列リアクトルでは抑制能力が
低く、充分な抑止効果を挙げていない。そこで、従来で
は、直列リアクトルを用いるだけではなく、コンデンサ
回路を難燃化機器に統一したり、温度上昇検出用の保護
回路を設けたり、コンデンサの異常を検出する回路を設
けて回路を開放し停電等を防止したり、さらには高調波
チェッカーを用いて高調波レベルを監視する、等の対策
を合わせて講じる必要があった。
低く、充分な抑止効果を挙げていない。そこで、従来で
は、直列リアクトルを用いるだけではなく、コンデンサ
回路を難燃化機器に統一したり、温度上昇検出用の保護
回路を設けたり、コンデンサの異常を検出する回路を設
けて回路を開放し停電等を防止したり、さらには高調波
チェッカーを用いて高調波レベルを監視する、等の対策
を合わせて講じる必要があった。
【０００９】また、直列リアクトルは基本周波数の鉄損
があり、大寸法及び大重量となって高価であると共に、
例えば、第５高調波のリアクタンスが基本周波数のリア
クタンスの５倍にしかならず、かつ主磁路の鉄芯の断面
積は、基本周波数磁束と、高調波磁束の合計から決定し
なけらばならない等、設計が面倒であり、さらにはギャ
ップを有するので、騒音が変圧器よりも大きい等の問題
点もあった。
があり、大寸法及び大重量となって高価であると共に、
例えば、第５高調波のリアクタンスが基本周波数のリア
クタンスの５倍にしかならず、かつ主磁路の鉄芯の断面
積は、基本周波数磁束と、高調波磁束の合計から決定し
なけらばならない等、設計が面倒であり、さらにはギャ
ップを有するので、騒音が変圧器よりも大きい等の問題
点もあった。
【００１０】本発明は、高調波電流の抑制能力が大き
く、小型化，軽量化を実現できる高調波電流抑制器の提
供を目的とするものである。
く、小型化，軽量化を実現できる高調波電流抑制器の提
供を目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の第一手段は、一
次巻線を、隣接する第１環状磁路と、第２環状磁路とに
またがって巻回すると共に、第２環状磁路に二次巻線を
巻回し、該二次巻線に制御コンデンサを短絡状に接続す
ると共に、第１環状磁路と、第２環状磁路の夫々にエア
ーギャップを設けて、そのギャップ間隔を第２環状磁路
よりも第１環状磁路のエアーギャップのほうを大きくし
たことを特徴とする高調波電流抑制器である。この構成
にあって、第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に対
する磁束量の変化曲線が、制御コンデンサと、一次巻線
による並列共振周波数の近辺で、ほぼ一致させるように
したことを特徴とする高調波電流抑制器である。
次巻線を、隣接する第１環状磁路と、第２環状磁路とに
またがって巻回すると共に、第２環状磁路に二次巻線を
巻回し、該二次巻線に制御コンデンサを短絡状に接続す
ると共に、第１環状磁路と、第２環状磁路の夫々にエア
ーギャップを設けて、そのギャップ間隔を第２環状磁路
よりも第１環状磁路のエアーギャップのほうを大きくし
たことを特徴とする高調波電流抑制器である。この構成
にあって、第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に対
する磁束量の変化曲線が、制御コンデンサと、一次巻線
による並列共振周波数の近辺で、ほぼ一致させるように
したことを特徴とする高調波電流抑制器である。
【００１２】ここで、第１環状磁路と、第２環状磁路と
は分離構造としても良く、また、前記一次巻線が巻回さ
れる部分を共通磁路としても良い。
は分離構造としても良く、また、前記一次巻線が巻回さ
れる部分を共通磁路としても良い。
【００１３】すなわち、第１環状磁路と、第２環状磁路
とにあって、その磁気抵抗は、エアーギャップが大きい
ほど大きく、かつ夫々に巻回されたコイルにつながるイ
ンピーダンスが大きいほど小さい。そして、一次巻線に
電流を流すと、該コイルに発生した磁束は両方の鉄芯に
分流しようとするが、両鉄芯に磁気抵抗の差があれば、
磁気抵抗の小さい鉄芯に多く流れ、磁気抵抗の大きい鉄
芯に少なく流れることとなる。すなわち、上述の構成に
あっては、エアーギャップを第２環状磁路よりも第１環
状磁路を大きくしている。従って、このギャップ差にあ
っては第２環状磁路の方が電流が流れ易い。また、第２
環状磁路には二次巻線に制御コンデンサと短絡する二次
巻線が巻回されており、この制御コンデンサの容量リア
クタンス（Ｘc ＝１／２πｆＣ）または閉回路のインピ
ーダンスは、周波数によって変化し、周波数が高くなる
とインピーダンスが低くなる。すなわち、周波数により
第２環状磁路の磁気抵抗が変化することとなる。
とにあって、その磁気抵抗は、エアーギャップが大きい
ほど大きく、かつ夫々に巻回されたコイルにつながるイ
ンピーダンスが大きいほど小さい。そして、一次巻線に
電流を流すと、該コイルに発生した磁束は両方の鉄芯に
分流しようとするが、両鉄芯に磁気抵抗の差があれば、
磁気抵抗の小さい鉄芯に多く流れ、磁気抵抗の大きい鉄
芯に少なく流れることとなる。すなわち、上述の構成に
あっては、エアーギャップを第２環状磁路よりも第１環
状磁路を大きくしている。従って、このギャップ差にあ
っては第２環状磁路の方が電流が流れ易い。また、第２
環状磁路には二次巻線に制御コンデンサと短絡する二次
巻線が巻回されており、この制御コンデンサの容量リア
クタンス（Ｘc ＝１／２πｆＣ）または閉回路のインピ
ーダンスは、周波数によって変化し、周波数が高くなる
とインピーダンスが低くなる。すなわち、周波数により
第２環状磁路の磁気抵抗が変化することとなる。
【００１４】そこでこの作用を共振周波数との関係にお
いて整理する。一次巻線と二次巻線との関係についてみ
ると、図２Ａ，Ｂで示すような、等価回路となり、その
巻数比を１対１とすると、変圧器の励磁インダクタンス
とコンデンサの並列回路になる。そしてこの回路におけ
る合成インピーダンスは、周波数特性を持ち、図３のよ
うな波形となる。ここで、共振周波数付近では、インダ
クタンスと制御巻線に接続されている制御コンデンサの
キャパシタンスとは並列に接続されるため、ＬＣ並列共
振回路となり、共振周波数付近では大きなインピーダン
スを持つ。このときのインピーダンスＺは次式で求めら
れる。
いて整理する。一次巻線と二次巻線との関係についてみ
ると、図２Ａ，Ｂで示すような、等価回路となり、その
巻数比を１対１とすると、変圧器の励磁インダクタンス
とコンデンサの並列回路になる。そしてこの回路におけ
る合成インピーダンスは、周波数特性を持ち、図３のよ
うな波形となる。ここで、共振周波数付近では、インダ
クタンスと制御巻線に接続されている制御コンデンサの
キャパシタンスとは並列に接続されるため、ＬＣ並列共
振回路となり、共振周波数付近では大きなインピーダン
スを持つ。このときのインピーダンスＺは次式で求めら
れる。
【００１５】 Ｚ＝α／（８π2 ｆＮ2 Ｓ／（ｌg1＋ｌc ／μ）−１／２πｆＣ） ＋β・８π2 ｆＮ2 Ｓ／（ｌg1＋ｌc ／μ） 式（１） ここで Ｎ；一次巻線の巻数 Ｓ；鉄心の有効断面積［cm2 ］ μ；透磁率 （一定とする） ｌg1，ｌg2；第１環状磁路及び第２環状磁路のエアギャ
ップのギャップ間隔［cm］ ｌc ；環状磁路の磁路長［cm］ ここで、磁路長は周長
を言い、実際の製品にあっては、平均周長が用いられ
る。 尚、添え字は、１は第１環状磁路、２は第２環状磁路の
夫々の値を示す。またここで両環状磁路において、Ｓ，
ｌc ，μは等しいとする。
ップのギャップ間隔［cm］ ｌc ；環状磁路の磁路長［cm］ ここで、磁路長は周長
を言い、実際の製品にあっては、平均周長が用いられ
る。 尚、添え字は、１は第１環状磁路、２は第２環状磁路の
夫々の値を示す。またここで両環状磁路において、Ｓ，
ｌc ，μは等しいとする。
【００１６】このように、前記共振周波数で、大きなイ
ンピーダンスとなり、該共振周波数とほぼ等しい電流に
対しては、抑制作用を生じることとなるが、その両側で
は該回路構成自体においては、抑制作用を生じない。
ンピーダンスとなり、該共振周波数とほぼ等しい電流に
対しては、抑制作用を生じることとなるが、その両側で
は該回路構成自体においては、抑制作用を生じない。
【００１７】ところが、上述したように、磁束は、周波
数が低いときは第２環状磁路に、周波数が高くなったら
第１環状磁路に流れるため、共振周波数の前後におい
て、次のような作用を生じる。
数が低いときは第２環状磁路に、周波数が高くなったら
第１環状磁路に流れるため、共振周波数の前後におい
て、次のような作用を生じる。
【００１８】すなわち、一次巻線に流れる電流の周波数
が、前記共振周波数よりも小さい間は、制御コンデンサ
と二次巻線とが直列接続されてなる閉回路のインピーダ
ンスが大きく、流れる電流が小さい。またエアーギャッ
プが第２環状磁路よりも第１環状磁路が大きいため、第
２環状磁路の磁気抵抗が、第１環状磁路の磁気抵抗より
も小さくなって、一次巻線により発生する磁束は、第２
環状磁路に多く、第１環状磁路に少なく流れる傾向が発
生する。そしてこの一次巻線に流れる電流は、励磁電流
として費やされ、両一次巻線によって発生した磁束は、
主磁路を巡回する。
が、前記共振周波数よりも小さい間は、制御コンデンサ
と二次巻線とが直列接続されてなる閉回路のインピーダ
ンスが大きく、流れる電流が小さい。またエアーギャッ
プが第２環状磁路よりも第１環状磁路が大きいため、第
２環状磁路の磁気抵抗が、第１環状磁路の磁気抵抗より
も小さくなって、一次巻線により発生する磁束は、第２
環状磁路に多く、第１環状磁路に少なく流れる傾向が発
生する。そしてこの一次巻線に流れる電流は、励磁電流
として費やされ、両一次巻線によって発生した磁束は、
主磁路を巡回する。
【００１９】従って、この周波数に対しては、二次巻線
や、制御コンデンサに流れる電流は小さく相対的に無視
することができ、これがないものとして考えることがで
きて、このため第１環状磁路及び第２環状磁路と一次巻
線によって構成される通常のリアクトルとして動作する
と考えることができる。このときに一次巻線が持つ誘導
リアクタンスＸL は次の式により求められる。
や、制御コンデンサに流れる電流は小さく相対的に無視
することができ、これがないものとして考えることがで
きて、このため第１環状磁路及び第２環状磁路と一次巻
線によって構成される通常のリアクトルとして動作する
と考えることができる。このときに一次巻線が持つ誘導
リアクタンスＸL は次の式により求められる。
【００２０】 ＸL ＝８π2 ｆＮ2 Ｓ1 ／（ｌg1＋ｌc1／μ）＋８π2
ｆＮ2 Ｓ2 ／（ｌg2＋ｌc2／μ） ここでＳ＝Ｓ1 ＝Ｓ2 ，ｌc ＝ｌc1＝ｌc2 であり、ｌ
c ／μが充分に小さければ、式（１）は次の式に書き換
えられる。 Ｘ＝８π2 ｆＮ2 Ｓ（ｌg1＋ｌg2）／ｌg1・ｌg2 式（２）
ｆＮ2 Ｓ2 ／（ｌg2＋ｌc2／μ） ここでＳ＝Ｓ1 ＝Ｓ2 ，ｌc ＝ｌc1＝ｌc2 であり、ｌ
c ／μが充分に小さければ、式（１）は次の式に書き換
えられる。 Ｘ＝８π2 ｆＮ2 Ｓ（ｌg1＋ｌg2）／ｌg1・ｌg2 式（２）
【００２１】この共振周波数よりも小さい周波数は、高
調波電流抑制器に流れる基本周波数領域に相当する。そ
してこの式にあって、第１環状磁路及び第２環状磁路の
エアギャップのギャップ間隔ｌg1・ｌg2の設定により、
誘導リアクタンスＸL を小さくできる。設計上は、６％
リアクトルの特性に相当するように決定され、このため
基本周波数の電流は、大きく変化しない。
調波電流抑制器に流れる基本周波数領域に相当する。そ
してこの式にあって、第１環状磁路及び第２環状磁路の
エアギャップのギャップ間隔ｌg1・ｌg2の設定により、
誘導リアクタンスＸL を小さくできる。設計上は、６％
リアクトルの特性に相当するように決定され、このため
基本周波数の電流は、大きく変化しない。
【００２２】一方、共振周波数より周波数が高くなる
と、制御コンデンサのリアクタンスが小さくなり、二次
巻線に流れる電流が大きくなって、第２環状磁路に大き
な磁気抵抗として作用する。しかし、第１環状磁路の磁
気抵抗は、そのエアーギャップのみにより規定されて変
化がない。このため、一次巻線により発生する磁束の殆
どが第１環状磁路に流れ、第２環状磁路に少なく流れ
て、制御コンデンサの影響が薄れ、あたかも一次巻線と
第１環状磁路だけで構成されるリアクトル動作になる。
この場合にあって、誘導リアクタンスＸL は次のように
表わされる。 ＸL ＝８π2 ｆＮ2 Ｓ／（ｌg1＋ｌc1／μ） 式（３）
と、制御コンデンサのリアクタンスが小さくなり、二次
巻線に流れる電流が大きくなって、第２環状磁路に大き
な磁気抵抗として作用する。しかし、第１環状磁路の磁
気抵抗は、そのエアーギャップのみにより規定されて変
化がない。このため、一次巻線により発生する磁束の殆
どが第１環状磁路に流れ、第２環状磁路に少なく流れ
て、制御コンデンサの影響が薄れ、あたかも一次巻線と
第１環状磁路だけで構成されるリアクトル動作になる。
この場合にあって、誘導リアクタンスＸL は次のように
表わされる。 ＸL ＝８π2 ｆＮ2 Ｓ／（ｌg1＋ｌc1／μ） 式（３）
【００２３】この共振周波数より高い周波数は、高調波
電流抑制器によって抑制しようとする高調波の周波数領
域に相当する。この式（３）を式（２）と比較すると、
式（２）はｌg1・ｌg2により、ギャップ間隔ｌg1・ｌg2
の設定により、分母を大きくすることができるのに比し
て、一方、式（３）は（ｌg1＋ｌc1／μ）であるため、
分母が大きくならず、大きな誘導リアクタンスＸL を生
じさせ得ることが可能となることが解る。またこの式か
ら明らかなように、周波数が高いほど、誘導リアクタン
スＸL が大きくなり、該高調波に対して大きな逆起電力
を発生することとなる。このため、共振周波数よりも周
波数が高くなると、第１環状磁路に磁束が流れて、制御
コンデンサのリアクタンス低下の影響が薄れ、該第１環
状磁路に磁束が流れることにより、一次巻線にリアクタ
ンスが現われ、このリアクタンスは誘導性であるため、
周波数が高くなると共に増加する。
電流抑制器によって抑制しようとする高調波の周波数領
域に相当する。この式（３）を式（２）と比較すると、
式（２）はｌg1・ｌg2により、ギャップ間隔ｌg1・ｌg2
の設定により、分母を大きくすることができるのに比し
て、一方、式（３）は（ｌg1＋ｌc1／μ）であるため、
分母が大きくならず、大きな誘導リアクタンスＸL を生
じさせ得ることが可能となることが解る。またこの式か
ら明らかなように、周波数が高いほど、誘導リアクタン
スＸL が大きくなり、該高調波に対して大きな逆起電力
を発生することとなる。このため、共振周波数よりも周
波数が高くなると、第１環状磁路に磁束が流れて、制御
コンデンサのリアクタンス低下の影響が薄れ、該第１環
状磁路に磁束が流れることにより、一次巻線にリアクタ
ンスが現われ、このリアクタンスは誘導性であるため、
周波数が高くなると共に増加する。
【００２４】図４は、上述の構成にあって、第１環状磁
路（Ａ）と、第２環状磁路（Ｂ）の周波数に対する磁束
量の変化曲線を示すものである。ここで、制御コンデン
サのキャパシタンスや、第１環状磁路及び第２環状磁路
のエアーギャップ，二次巻線の巻回数を夫々調整して、
第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に対する磁束量
の変化曲線が、制御コンデンサと、一次巻線による並列
共振周波数の近辺で、ほぼ一致させる（図４の交点を共
振周波数付近とする）ようにすることが望ましい。この
場合に、図３のインピーダンス波形線が補正され、図５
のインピーダンス波形線となる。このように、本発明の
構成にあっては、高調波に対して有効に抑止し得ること
が理解される。
路（Ａ）と、第２環状磁路（Ｂ）の周波数に対する磁束
量の変化曲線を示すものである。ここで、制御コンデン
サのキャパシタンスや、第１環状磁路及び第２環状磁路
のエアーギャップ，二次巻線の巻回数を夫々調整して、
第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に対する磁束量
の変化曲線が、制御コンデンサと、一次巻線による並列
共振周波数の近辺で、ほぼ一致させる（図４の交点を共
振周波数付近とする）ようにすることが望ましい。この
場合に、図３のインピーダンス波形線が補正され、図５
のインピーダンス波形線となる。このように、本発明の
構成にあっては、高調波に対して有効に抑止し得ること
が理解される。
【００２５】また第二手段は、一次巻線を、隣接する第
１環状磁路と、第２環状磁路とにまたがって巻回すると
共に、第２環状磁路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に
制御コンデンサを短絡状に接続すると共に、第１環状磁
路にも二次巻線を巻き、該二次巻線に抵抗を接続するよ
うにしたものである。
１環状磁路と、第２環状磁路とにまたがって巻回すると
共に、第２環状磁路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に
制御コンデンサを短絡状に接続すると共に、第１環状磁
路にも二次巻線を巻き、該二次巻線に抵抗を接続するよ
うにしたものである。
【００２６】この構成にあっては、抵抗は周波数特性を
持たない素子であるから、第１環状磁路の二次巻線と接
続する抵抗に対して、基本周波数領域である共振周波数
よりも低い周波数にあっては、制御コンデンサのリアク
タンスが小さく、周波数が大きくなると該リアクタンス
が大きくなるように設定することが可能となる。
持たない素子であるから、第１環状磁路の二次巻線と接
続する抵抗に対して、基本周波数領域である共振周波数
よりも低い周波数にあっては、制御コンデンサのリアク
タンスが小さく、周波数が大きくなると該リアクタンス
が大きくなるように設定することが可能となる。
【００２７】また第三手段は、一次巻線を、隣接する第
１環状磁路と、第２環状磁路とにまたがって巻回すると
共に、第２環状磁路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に
制御コンデンサを短絡状に接続すると共に、第１環状磁
路にも二次巻線を巻き、該二次巻線にインダクターを接
続するようにしたものである。図１１は、その等価回路
を示す。
１環状磁路と、第２環状磁路とにまたがって巻回すると
共に、第２環状磁路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に
制御コンデンサを短絡状に接続すると共に、第１環状磁
路にも二次巻線を巻き、該二次巻線にインダクターを接
続するようにしたものである。図１１は、その等価回路
を示す。
【００２８】すなわち、制御コンデンサの容量リアクタ
ンスは、ＸC ＝１／２πｆＣであり、インダクターの誘
導リアクタンスは、ＸL ＝２πｆＬとなる。従って、周
波数が小さくなると、容量リアクタンスＸC は大きくな
って、第２環状磁路の磁気抵抗が小さくなり、第１環状
磁路の磁気抵抗は大きくなる。また、周波数が大きくな
ると、その逆の作用を生じる。従って、第１環状磁路
と、第２環状磁路の周波数に対する磁束量の変化曲線の
交点を、基本周波数と、高調波周波数の間となるように
設定すると、上述と同様に、高調波抑制作用を生じ得る
こととなる。
ンスは、ＸC ＝１／２πｆＣであり、インダクターの誘
導リアクタンスは、ＸL ＝２πｆＬとなる。従って、周
波数が小さくなると、容量リアクタンスＸC は大きくな
って、第２環状磁路の磁気抵抗が小さくなり、第１環状
磁路の磁気抵抗は大きくなる。また、周波数が大きくな
ると、その逆の作用を生じる。従って、第１環状磁路
と、第２環状磁路の周波数に対する磁束量の変化曲線の
交点を、基本周波数と、高調波周波数の間となるように
設定すると、上述と同様に、高調波抑制作用を生じ得る
こととなる。
【００２９】而して、各手段は、いずれも、高調波電流
に対して大きな抑止力を発揮することとなる。
に対して大きな抑止力を発揮することとなる。
【００３０】
【発明の実施の形態】図１は発明の第一実施例の高調波
電流抑制器１ａの一実施例を示す。ここで、この高調波
電流抑制器１ａはケイ素鋼板を略矩形環状に巻回してな
る同一構成の第一環状鉄芯２と第二環状鉄芯４を隣接上
に結合してなる。この環状鉄芯２，４は、夫々その隣接
磁路部にエアギャップ３，５を形成している。而して、
この第一環状鉄芯２により第一環状磁路を構成し、第二
環状鉄芯４により第二環状磁路を構成するようにしてい
る。
電流抑制器１ａの一実施例を示す。ここで、この高調波
電流抑制器１ａはケイ素鋼板を略矩形環状に巻回してな
る同一構成の第一環状鉄芯２と第二環状鉄芯４を隣接上
に結合してなる。この環状鉄芯２，４は、夫々その隣接
磁路部にエアギャップ３，５を形成している。而して、
この第一環状鉄芯２により第一環状磁路を構成し、第二
環状鉄芯４により第二環状磁路を構成するようにしてい
る。
【００３１】このエアギャップ３，５のエアギャップ間
隔は１ｍｍ〜５ｍｍの厚であり、エアギャップ３のギャ
ップ間隔ｌg1を、エアギャップ５のギャップ間隔ｌg2に
比して大きくしている。このエアギャップ３，５は、ベ
ークライト板，ガラス板等の絶縁材料が適用される。こ
こで第一環状鉄芯２，４は、例えば高さ200mm ，横幅12
0mm ，磁路の幅30mm，内側高さ160mm からなる。
隔は１ｍｍ〜５ｍｍの厚であり、エアギャップ３のギャ
ップ間隔ｌg1を、エアギャップ５のギャップ間隔ｌg2に
比して大きくしている。このエアギャップ３，５は、ベ
ークライト板，ガラス板等の絶縁材料が適用される。こ
こで第一環状鉄芯２，４は、例えば高さ200mm ，横幅12
0mm ，磁路の幅30mm，内側高さ160mm からなる。
【００３２】そして、前記第一環状鉄芯２，４の隣接磁
路にまたがって、一次巻線１０が巻回される。そしてさ
らに、第二環状鉄芯４の外側の磁路部に二次巻線１１が
夫々巻回している。この一次巻線１０は線径1.5 の銅線
を、二次巻線１１は線径0.4φの銅線を夫々用いてお
り、巻数を同じとしている。一方、二次巻線二次巻線１
１には制御コンデンサ１２を短絡的に接続して閉鎖回路
１３を形成している。
路にまたがって、一次巻線１０が巻回される。そしてさ
らに、第二環状鉄芯４の外側の磁路部に二次巻線１１が
夫々巻回している。この一次巻線１０は線径1.5 の銅線
を、二次巻線１１は線径0.4φの銅線を夫々用いてお
り、巻数を同じとしている。一方、二次巻線二次巻線１
１には制御コンデンサ１２を短絡的に接続して閉鎖回路
１３を形成している。
【００３３】かかる構成にあって、この高調波電流抑制
器１ａは、負荷と電源との間に介装され、一次巻線１０
に電流が流れる。そしてこの電流が、図１２で示したよ
うに基本周波数に高調波が重畳した波形の場合にあっ
て、次の作用を生じる。
器１ａは、負荷と電源との間に介装され、一次巻線１０
に電流が流れる。そしてこの電流が、図１２で示したよ
うに基本周波数に高調波が重畳した波形の場合にあっ
て、次の作用を生じる。
【００３４】＜基本周波数に対する作用＞周波数が、共
振周波数に比して低い基本周波数が流れた場合には、制
御コンデンサ１２は、インピーダンスが大きく、流れる
電流が小さい。そして一次巻線１０に流れる励磁電流に
よって発生した磁束は、エアギャップ５を巡回する。
振周波数に比して低い基本周波数が流れた場合には、制
御コンデンサ１２は、インピーダンスが大きく、流れる
電流が小さい。そして一次巻線１０に流れる励磁電流に
よって発生した磁束は、エアギャップ５を巡回する。
【００３５】従って、この周波数に対しては、二次巻線
１１や、制御コンデンサ１２に流れる電流は小さく相対
的に無視することができ、これがないものとして考える
ことができて、このため第一環状鉄芯２及び第二環状鉄
芯４と一次巻線１０によって構成される通常のリアクト
ルとして動作すると考えることができる。このときに一
次巻線１０が持つ誘導リアクタンスＸL は式（２）によ
り求められる。
１１や、制御コンデンサ１２に流れる電流は小さく相対
的に無視することができ、これがないものとして考える
ことができて、このため第一環状鉄芯２及び第二環状鉄
芯４と一次巻線１０によって構成される通常のリアクト
ルとして動作すると考えることができる。このときに一
次巻線１０が持つ誘導リアクタンスＸL は式（２）によ
り求められる。
【００３６】そしてこの式（２）にあって、ギャップ間
隔ｌg1・ｌg2の設定により、小さな誘導リアクタンスＸ
L とすることができる。このため、エアギャップ３，５
のエアギャップ間隔を所定長さに設定することにより、
例えば、６％直列リアクトルと同じ作用を生じさせるこ
とが可能となり、進相コンデンサ１５（図８参照）に接
続して、該進相コンデンサ１５の保護作用を生じさせる
ことができる。すなわち、リアクトルの電圧降下は進相
コンデンサ１５に対しては回路電圧に加算されて加わる
ので、低廉な進相コンデンサ１５を適用するためには、
なるべく低い電圧が望ましい。そこで、基本周波数時の
リアクタンスを進相コンデンサ１５の基本周波リアクタ
ンスの６％程度に設定することにより、６％直列リアク
トルと同等となり、低廉な進相コンデンサ１５の適用が
可能となる。
隔ｌg1・ｌg2の設定により、小さな誘導リアクタンスＸ
L とすることができる。このため、エアギャップ３，５
のエアギャップ間隔を所定長さに設定することにより、
例えば、６％直列リアクトルと同じ作用を生じさせるこ
とが可能となり、進相コンデンサ１５（図８参照）に接
続して、該進相コンデンサ１５の保護作用を生じさせる
ことができる。すなわち、リアクトルの電圧降下は進相
コンデンサ１５に対しては回路電圧に加算されて加わる
ので、低廉な進相コンデンサ１５を適用するためには、
なるべく低い電圧が望ましい。そこで、基本周波数時の
リアクタンスを進相コンデンサ１５の基本周波リアクタ
ンスの６％程度に設定することにより、６％直列リアク
トルと同等となり、低廉な進相コンデンサ１５の適用が
可能となる。
【００３７】＜高調波に対する作用＞共振周波数より周
波数が高い高調波に対しては、制御コンデンサ１２の容
量リアクタンスＸC が小さくなり、二次巻線１１に流れ
る電流が大きくなり、第二環状鉄芯４に大きな磁気抵抗
として作用する。一方、第一環状鉄芯２の磁気抵抗は、
エアギャップ３のエアーギャップ間隔のみにより規定さ
れて変化がない。このため、一次巻線１０により発生す
る磁束の殆どが第一環状鉄芯２に流れ、第二環状鉄芯４
に少なく流れて、制御コンデンサ１２の影響が薄れ、あ
たかも一次巻線１０と第一環状鉄芯２だけで構成される
リアクトル動作になる。この場合にあって、誘導リアク
タンスＸL は、式（３）のように表わされる。
波数が高い高調波に対しては、制御コンデンサ１２の容
量リアクタンスＸC が小さくなり、二次巻線１１に流れ
る電流が大きくなり、第二環状鉄芯４に大きな磁気抵抗
として作用する。一方、第一環状鉄芯２の磁気抵抗は、
エアギャップ３のエアーギャップ間隔のみにより規定さ
れて変化がない。このため、一次巻線１０により発生す
る磁束の殆どが第一環状鉄芯２に流れ、第二環状鉄芯４
に少なく流れて、制御コンデンサ１２の影響が薄れ、あ
たかも一次巻線１０と第一環状鉄芯２だけで構成される
リアクトル動作になる。この場合にあって、誘導リアク
タンスＸL は、式（３）のように表わされる。
【００３８】そしてこの式から明らかなように、周波数
が高いほど、誘導リアクタンスＸが大きくなり、該高調
波に対して大きな逆起電力を発生することとなる。この
ように、共振周波数よりも周波数が高くなると、第一環
状鉄芯２に磁束が流れて、１２のリアクタンス低下の影
響が薄れ、該第一環状鉄芯２に磁束が流れることによ
り、一次巻線１０にリアクタンスが現われ、このリアク
タンスは誘導性であるため、周波数が高くなると共に増
加し、有効に高調波に対して抑止力を発揮することとな
る。
が高いほど、誘導リアクタンスＸが大きくなり、該高調
波に対して大きな逆起電力を発生することとなる。この
ように、共振周波数よりも周波数が高くなると、第一環
状鉄芯２に磁束が流れて、１２のリアクタンス低下の影
響が薄れ、該第一環状鉄芯２に磁束が流れることによ
り、一次巻線１０にリアクタンスが現われ、このリアク
タンスは誘導性であるため、周波数が高くなると共に増
加し、有効に高調波に対して抑止力を発揮することとな
る。
【００３９】図６は、各種の高調波に対するリアクトル
無しの場合Ａ、６％直列リアクトルを用いた場合Ｂ、上
記実施例を適用した場合Ｃの、夫々の電流波形を比較し
たものである。
無しの場合Ａ、６％直列リアクトルを用いた場合Ｂ、上
記実施例を適用した場合Ｃの、夫々の電流波形を比較し
たものである。
【００４０】次に図７は、上述のように、基本周波の電
流に対しては６％直列リアクトルと同じ効果を、高調波
に対しては１２％直列リアクトルと同じ効果を夫々生ず
るように、計算上設定したエアギャップ間隔ｌg1，ｌg2
を備える実施例をリアクトルとして用いて、図８で示す
進相コンデンサ１５に使用した試験回路に適用した場合
の、リアクトルがない場合及び６％直列リアクトルを適
用した場合と比較したものである。ここで、次数は、１
は基本周波数を示し、３以降は高調波を示し、例えば３
は第３長波、５は第５長波を示す。
流に対しては６％直列リアクトルと同じ効果を、高調波
に対しては１２％直列リアクトルと同じ効果を夫々生ず
るように、計算上設定したエアギャップ間隔ｌg1，ｌg2
を備える実施例をリアクトルとして用いて、図８で示す
進相コンデンサ１５に使用した試験回路に適用した場合
の、リアクトルがない場合及び６％直列リアクトルを適
用した場合と比較したものである。ここで、次数は、１
は基本周波数を示し、３以降は高調波を示し、例えば３
は第３長波、５は第５長波を示す。
【００４１】この図８から明らかなように、特に勢力が
大きく、大きな問題となる第５長波，第７長波に対し
て、本発明の高調波電流抑制器１ａはこれを低電流に抑
制し、該高調波を遮断し得ることが確認された。
大きく、大きな問題となる第５長波，第７長波に対し
て、本発明の高調波電流抑制器１ａはこれを低電流に抑
制し、該高調波を遮断し得ることが確認された。
【００４２】図９は、第二実施例の高調波電流抑制器１
ｂを示す。この高調波電流抑制器１ｂは第一実施例の高
調波電流抑制器１ａとは異なり、エアギャップ３，５を
設けないで、第一環状鉄芯２に二次巻線２１を巻回する
と共に、該二次巻線２１に抵抗２２を短絡的に接続して
なる閉鎖回路２０ａを付装したものである。
ｂを示す。この高調波電流抑制器１ｂは第一実施例の高
調波電流抑制器１ａとは異なり、エアギャップ３，５を
設けないで、第一環状鉄芯２に二次巻線２１を巻回する
と共に、該二次巻線２１に抵抗２２を短絡的に接続して
なる閉鎖回路２０ａを付装したものである。
【００４３】この構成にあっては、抵抗２２は周波数特
性を持たない素子であるから、第一環状鉄芯２の二次巻
線２１と接続する抵抗２２に対して、基本周波数領域に
あっては、制御コンデンサのリアクタンスが小さく、高
調波との周波数が大きくなると該リアクタンスが大きく
なるように設定することが可能となる。
性を持たない素子であるから、第一環状鉄芯２の二次巻
線２１と接続する抵抗２２に対して、基本周波数領域に
あっては、制御コンデンサのリアクタンスが小さく、高
調波との周波数が大きくなると該リアクタンスが大きく
なるように設定することが可能となる。
【００４４】また図１０は、第三実施例の高調波電流抑
制器１ｃを示す。この高調波電流抑制器１ｃは、エアギ
ャップ３，５を設けないで、第一環状鉄芯２に、二次巻
線２１を巻回すると共に、該二次巻線２１にはインダク
ター２３を短絡的に接続してなる閉鎖回路２０ｂを付装
したものである。
制器１ｃを示す。この高調波電流抑制器１ｃは、エアギ
ャップ３，５を設けないで、第一環状鉄芯２に、二次巻
線２１を巻回すると共に、該二次巻線２１にはインダク
ター２３を短絡的に接続してなる閉鎖回路２０ｂを付装
したものである。
【００４５】すなわち、制御コンデンサ１２の容量リア
クタンスは、ＸC ＝１／２πｆＣであり、インダクター
２３の誘導リアクタンスは、ＸL ＝２πｆＬとなる。従
って、周波数が小さくなると、容量リアクタンスＸC は
大きくなって、第二環状鉄芯４の磁気抵抗が小さくな
り、第一環状鉄芯２の磁気抵抗は大きくなる。また、周
波数が大きくなると、その逆の作用を生じる。従って、
第一環状鉄芯２（第１環状磁路）と、第二環状鉄芯４
（第２環状磁路）の周波数に対する磁束量の変化曲線の
交点を、基本周波数と、高調波周波数の間となるように
設定すると、上述と同様に、高調波抑制作用を生じ得る
こととなる。図１１は、その等価回路を示す。
クタンスは、ＸC ＝１／２πｆＣであり、インダクター
２３の誘導リアクタンスは、ＸL ＝２πｆＬとなる。従
って、周波数が小さくなると、容量リアクタンスＸC は
大きくなって、第二環状鉄芯４の磁気抵抗が小さくな
り、第一環状鉄芯２の磁気抵抗は大きくなる。また、周
波数が大きくなると、その逆の作用を生じる。従って、
第一環状鉄芯２（第１環状磁路）と、第二環状鉄芯４
（第２環状磁路）の周波数に対する磁束量の変化曲線の
交点を、基本周波数と、高調波周波数の間となるように
設定すると、上述と同様に、高調波抑制作用を生じ得る
こととなる。図１１は、その等価回路を示す。
【００４６】
【発明の効果】本発明は、一次巻線を、隣接する第１環
状磁路と、第２環状磁路とにまたがって巻回すると共
に、第２環状磁路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に制
御コンデンサを短絡状に接続すると共に、第１環状磁路
と、第２環状磁路の夫々にエアーギャップを設けて、該
エアーギャップのギャップ間隔を第２環状磁路よりも第
１環状磁路を大きくしたり、第１環状磁路にも二次巻線
を巻き、該二次巻線に抵抗を短絡状に接続したり、さら
には、第１環状磁路にも二次巻線を巻き、該二次巻線に
インダクターを短絡状に接続する等の手段を講じたもの
であり、基本周波数に対しては、誘導リアクタンスＸL
を小さくでき、高調波では誘導リアクタンスＸL を大き
くすることができ、高調波電流のみを有効に低減するこ
とができる。またこの関係を利用して、例えば、基本周
波数では６％直列リアクトルと同程度のリアクタンスを
持ち、高調波に対しては１２％直列リアクトルと同程度
のリアクタンス値に自動的に切り替わって高調波を抑制
できるようにする等、単一の構成により、既存のリアク
トルの問題点を解決しながら、その効用をそのまま維持
し得る設定も可能となる。しかも、低廉で小型化でき、
半導体を使用しないので、高圧回路への適用も可能とな
る等の優れた効果がある。
状磁路と、第２環状磁路とにまたがって巻回すると共
に、第２環状磁路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に制
御コンデンサを短絡状に接続すると共に、第１環状磁路
と、第２環状磁路の夫々にエアーギャップを設けて、該
エアーギャップのギャップ間隔を第２環状磁路よりも第
１環状磁路を大きくしたり、第１環状磁路にも二次巻線
を巻き、該二次巻線に抵抗を短絡状に接続したり、さら
には、第１環状磁路にも二次巻線を巻き、該二次巻線に
インダクターを短絡状に接続する等の手段を講じたもの
であり、基本周波数に対しては、誘導リアクタンスＸL
を小さくでき、高調波では誘導リアクタンスＸL を大き
くすることができ、高調波電流のみを有効に低減するこ
とができる。またこの関係を利用して、例えば、基本周
波数では６％直列リアクトルと同程度のリアクタンスを
持ち、高調波に対しては１２％直列リアクトルと同程度
のリアクタンス値に自動的に切り替わって高調波を抑制
できるようにする等、単一の構成により、既存のリアク
トルの問題点を解決しながら、その効用をそのまま維持
し得る設定も可能となる。しかも、低廉で小型化でき、
半導体を使用しないので、高圧回路への適用も可能とな
る等の優れた効果がある。
【図１】本発明の高調波電流抑制器１ａを示す概念図で
ある。
ある。
【図２】一次巻線と二次巻線とで構成される等価回路図
である。
である。
【図３】上記等価回路図における周波数とインピーダン
スとの関係を示すグラフである。
スとの関係を示すグラフである。
【図４】第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に対す
る磁束量の変化曲線を示すグラフである。
る磁束量の変化曲線を示すグラフである。
【図５】本発明における周波数とインピーダンスとの関
係を示すグラフである。
係を示すグラフである。
【図６】本発明と従来構成との特性を示す電流波形図で
ある。
ある。
【図７】本発明と従来構成との特性を示す表である。
【図８】試験回路図である。
【図９】第二実施例の高調波電流抑制器１ｂを示す概念
図である。
図である。
【図１０】第三実施例の高調波電流抑制器１ｃを示す概
念図である。
念図である。
【図１１】高調波電流抑制器１ｃの等価回路図である。
【図１２】歪波形Ｃの成り立ちを示す波形図である。
１ａ，１ｂ，１ｃ 高調波電流抑制器 ２ 第一環状鉄芯 ３ エアギャップ ４ 第二環状鉄芯 ５ エアギャップ １０ 一次巻線 １１ 二次巻線 １２ 制御コンデンサ ２１ 二次巻線 ２２ 抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年３月８日
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の高調波電流抑制器１ａを示す概念図で
ある。
ある。
【図２】一次巻線と二次巻線とで構成される等価回路図
である。
である。
【図３】上記等価回路図における周波数とインピーダン
スとの関係を示すグラフである。
スとの関係を示すグラフである。
【図４】第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に対す
る磁束量の変化曲線を示すグラフである。
る磁束量の変化曲線を示すグラフである。
【図５】本発明における周波数とインピーダンスとの関
係を示すグラフである。
係を示すグラフである。
【図６】本発明と従来構成との特性を示す電流波形図で
ある。
ある。
【図７】本発明と従来構成との特性を示す図表である。
【図８】試験回路図である。
【図９】第二実施例の高調波電流抑制器１ｂを示す概念
図である。
図である。
【図１０】第三実施例の高調波電流抑制器１ｃを示す概
念図である。
念図である。
【図１１】高調波電流抑制器１ｃの等価回路図である。
【図１２】歪波形Ｃの成り立ちを示す波形図である。
【符号の説明】 １ａ，１ｂ，１ｃ 高調波電流抑制器 ２ 第一環状鉄芯 ３ エアギャップ ４ 第二環状鉄芯 ５ エアギャップ １０ 一次巻線 １１ 二次巻線 １２ 制御コンデンサ ２１ 二次巻線 ２２ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｈ０２Ｊ 3/01 Ｈ０２Ｊ 3/01 Ａ
Claims (4)
- 【請求項１】一次巻線を、隣接する第１環状磁路と、第
２環状磁路とにまたがって巻回すると共に、第２環状磁
路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に制御コンデンサを
短絡状に接続すると共に、第１環状磁路と、第２環状磁
路の夫々にエアーギャップを設けて、そのギャップ間隔
を第２環状磁路よりも第１環状磁路のエアーギャップの
ほうを大きくしたことを特徴とする高調波電流抑制器。 - 【請求項２】一次巻線を、隣接する第１環状磁路と、第
２環状磁路とにまたがって巻回すると共に、第２環状磁
路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に制御コンデンサを
短絡状に接続すると共に、第１環状磁路にも二次巻線を
巻き、該二次巻線に抵抗を短絡状に接続したことを特徴
とする高調波電流抑制器。 - 【請求項３】一次巻線を、隣接する第１環状磁路と、第
２環状磁路とにまたがって巻回すると共に、第２環状磁
路に二次巻線を巻回し、該二次巻線に制御コンデンサを
短絡状に接続すると共に、第１環状磁路にも二次巻線を
巻き、該二次巻線にインダクターを短絡状に接続したこ
とを特徴とする高調波電流抑制器。 - 【請求項４】第１環状磁路と、第２環状磁路の周波数に
対する磁束量の変化曲線を、制御コンデンサと、一次巻
線による並列共振周波数の近辺で、ほぼ一致させるよう
にしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３記載の高
調波電流抑制器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7337806A JPH09153423A (ja) | 1995-12-01 | 1995-12-01 | 高調波電流抑制器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7337806A JPH09153423A (ja) | 1995-12-01 | 1995-12-01 | 高調波電流抑制器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09153423A true JPH09153423A (ja) | 1997-06-10 |
Family
ID=18312152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7337806A Ceased JPH09153423A (ja) | 1995-12-01 | 1995-12-01 | 高調波電流抑制器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09153423A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006319176A (ja) * | 2005-05-13 | 2006-11-24 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 複合リアクトル |
| JP2012029425A (ja) * | 2010-07-22 | 2012-02-09 | Ns Electronics Co Ltd | 高調波電流抑制装置および高調波電流抑制による省エネシステム |
| JP2012079918A (ja) * | 2010-10-01 | 2012-04-19 | Showa Aircraft Ind Co Ltd | チョークコイル |
-
1995
- 1995-12-01 JP JP7337806A patent/JPH09153423A/ja not_active Ceased
Cited By (3)
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