JPH09148858A - 低周波増幅回路 - Google Patents
低周波増幅回路Info
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- JPH09148858A JPH09148858A JP7307757A JP30775795A JPH09148858A JP H09148858 A JPH09148858 A JP H09148858A JP 7307757 A JP7307757 A JP 7307757A JP 30775795 A JP30775795 A JP 30775795A JP H09148858 A JPH09148858 A JP H09148858A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】大きさ、コスト、特性が問題となる電解コンデ
ンサを使用せずに、セラミックやフィルムコンデンサに
よって実現できる小さな容量値を用いても、従来と同等
のゲイン・周波数特性を実現し得る低周波増幅回路を提
供する。 【解決手段】第１の差動入力端子に入力信号を印加さ
れ、第２の差動入力端子と出力端子の間に帰還抵抗Ｒｆ
を接続された演算増幅器ＩＣ１と、第１の差動入力端子
を出力端子に接続された演算増幅器ＩＣ２と、演算増幅
器ＩＣ２の第２の差動入力端子と定電位点の間に接続さ
れたコンデンサＣ１と、演算増幅器ＩＣ１の第２の差動
入力端子と演算増幅器ＩＣ２の出力端子の間に接続され
た第１の抵抗Ｒ１と、演算増幅器ＩＣ１の第２の差動入
力端子と演算増幅器ＩＣ２の第２の差動入力端子の間に
接続された第２の抵抗Ｒ２とを有する。
ンサを使用せずに、セラミックやフィルムコンデンサに
よって実現できる小さな容量値を用いても、従来と同等
のゲイン・周波数特性を実現し得る低周波増幅回路を提
供する。 【解決手段】第１の差動入力端子に入力信号を印加さ
れ、第２の差動入力端子と出力端子の間に帰還抵抗Ｒｆ
を接続された演算増幅器ＩＣ１と、第１の差動入力端子
を出力端子に接続された演算増幅器ＩＣ２と、演算増幅
器ＩＣ２の第２の差動入力端子と定電位点の間に接続さ
れたコンデンサＣ１と、演算増幅器ＩＣ１の第２の差動
入力端子と演算増幅器ＩＣ２の出力端子の間に接続され
た第１の抵抗Ｒ１と、演算増幅器ＩＣ１の第２の差動入
力端子と演算増幅器ＩＣ２の第２の差動入力端子の間に
接続された第２の抵抗Ｒ２とを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、非常に低周波の帯
域を高利得で増幅するのに適した低周波増幅回路に関す
るものであり、例えば、焦電センサーの出力信号を増幅
する回路などに利用されるものである。
域を高利得で増幅するのに適した低周波増幅回路に関す
るものであり、例えば、焦電センサーの出力信号を増幅
する回路などに利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】図８はごく一般的な人体検知センサーの
回路構成を示している。この人体検知センサーは、人体
から放出されている赤外線を感知して微小な電圧信号を
出力する焦電センサー３と、焦電センサーから出力され
る微小な電圧信号を増幅する低周波増幅回路４と、増幅
された信号が或るレベルを越えて変動すると人体検知信
号を出力するウィンドコンパレータ５とから構成されて
いる。人体の動きに伴う焦電センサー３からの出力電圧
の周波数成分は、約０．１〜１０Ｈｚの範囲に集中して
いる。この範囲よりも低い周波数領域は、例えばセンサ
ー周辺の気温の変化や、センサーが光学的に監視してい
るエリアの非常に緩慢な温度変化（太陽光などで暖めら
れた場合など）によるノイズ成分を多く含んでいる。ま
た、前記範囲よりも高い周波数領域は、もともと焦電素
子の赤外線入射パワーに対する高域の周波数特性が悪
く、信号自身がどんどん減衰していることと、電気的な
外来のノイズが多く含まれることから、Ｓ／Ｎ比が悪
い。以上のことから、誤動作を防止するために、低周波
増幅回路では、約０．１〜１０Ｈｚの範囲の周波数を選
択（フィルター）して増幅する必要がある。また、焦電
センサーからの出力電圧は、数１０μＶ〜程度のもので
あるので、コンパレータのしきい値である数１００ｍＶ
まで増幅するためには、約８０ｄＢの利得が必要とされ
る。
回路構成を示している。この人体検知センサーは、人体
から放出されている赤外線を感知して微小な電圧信号を
出力する焦電センサー３と、焦電センサーから出力され
る微小な電圧信号を増幅する低周波増幅回路４と、増幅
された信号が或るレベルを越えて変動すると人体検知信
号を出力するウィンドコンパレータ５とから構成されて
いる。人体の動きに伴う焦電センサー３からの出力電圧
の周波数成分は、約０．１〜１０Ｈｚの範囲に集中して
いる。この範囲よりも低い周波数領域は、例えばセンサ
ー周辺の気温の変化や、センサーが光学的に監視してい
るエリアの非常に緩慢な温度変化（太陽光などで暖めら
れた場合など）によるノイズ成分を多く含んでいる。ま
た、前記範囲よりも高い周波数領域は、もともと焦電素
子の赤外線入射パワーに対する高域の周波数特性が悪
く、信号自身がどんどん減衰していることと、電気的な
外来のノイズが多く含まれることから、Ｓ／Ｎ比が悪
い。以上のことから、誤動作を防止するために、低周波
増幅回路では、約０．１〜１０Ｈｚの範囲の周波数を選
択（フィルター）して増幅する必要がある。また、焦電
センサーからの出力電圧は、数１０μＶ〜程度のもので
あるので、コンパレータのしきい値である数１００ｍＶ
まで増幅するためには、約８０ｄＢの利得が必要とされ
る。
【０００３】以上の要求を満たす低周波増幅回路を、従
来は図８のような回路で達成していた。図中、ＩＣ３，
ＩＣ４はオペアンプ、Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒｓ１，Ｒｓ２
は抵抗、Ｃｓ１，Ｃｓ２は大容量（４７μＦ）のコンデ
ンサ、Ｃｆ１，Ｃｆ２は小容量（１０ｎＦ）のコンデン
サである。オペアンプＩＣ３の増幅率は、Ｒｆ１／Ｒｓ
１で決まり、カットオフ周波数は抵抗Ｒｓ１とコンデン
サＣｓ１の時定数で決まる。また、２段目のオペアンプ
ＩＣ４の増幅率は、Ｒｆ２／Ｒｓ２で決まり、カットオ
フ周波数は抵抗Ｒｓ２とコンデンサＣｓ２の時定数で決
まる。この例では、Ｒｆ１，Ｒｆ２を２ＭΩ、Ｒｓ１，
Ｒｓ２を２０ＫΩとしており、各段のオペアンプで約１
００倍の増幅率を得ることにより、全体として約１００
００倍の増幅率を得ている。
来は図８のような回路で達成していた。図中、ＩＣ３，
ＩＣ４はオペアンプ、Ｒｆ１，Ｒｆ２，Ｒｓ１，Ｒｓ２
は抵抗、Ｃｓ１，Ｃｓ２は大容量（４７μＦ）のコンデ
ンサ、Ｃｆ１，Ｃｆ２は小容量（１０ｎＦ）のコンデン
サである。オペアンプＩＣ３の増幅率は、Ｒｆ１／Ｒｓ
１で決まり、カットオフ周波数は抵抗Ｒｓ１とコンデン
サＣｓ１の時定数で決まる。また、２段目のオペアンプ
ＩＣ４の増幅率は、Ｒｆ２／Ｒｓ２で決まり、カットオ
フ周波数は抵抗Ｒｓ２とコンデンサＣｓ２の時定数で決
まる。この例では、Ｒｆ１，Ｒｆ２を２ＭΩ、Ｒｓ１，
Ｒｓ２を２０ＫΩとしており、各段のオペアンプで約１
００倍の増幅率を得ることにより、全体として約１００
００倍の増幅率を得ている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図８の
回路では、低周波（０．１Ｈｚ程度）をカットオフ周波
数とするため、大きな容量のコンデンサが必要である。
低域のカットオフ周波数を決定しているのが、ＲｓとＣ
ｓの積による時定数τｓであるため、アンプのゲインに
よって時定数が変化する。逆に、ゲインを高く設定する
ためには、Ｒｓを小さくする必要があるが、一定の時定
数を維持するためには、大きなＣｓを必要とする。以上
のことから、一段で高いゲインを得ようとすると、非常
に大きなコンデンサが必要となり、現実的でない。従っ
て一般的に多くの場合、図８に示すような二段増幅で、
各アンプで約４０ｄＢを増幅するように構成し、低域カ
ット用のコンデンサとしては、数１０μＦのものを用い
るという設計になっている。以上のような理由により、
従来の回路構成では必然的に大容量のコンデンサが必要
になり、その大きさやコストが問題となる。
回路では、低周波（０．１Ｈｚ程度）をカットオフ周波
数とするため、大きな容量のコンデンサが必要である。
低域のカットオフ周波数を決定しているのが、ＲｓとＣ
ｓの積による時定数τｓであるため、アンプのゲインに
よって時定数が変化する。逆に、ゲインを高く設定する
ためには、Ｒｓを小さくする必要があるが、一定の時定
数を維持するためには、大きなＣｓを必要とする。以上
のことから、一段で高いゲインを得ようとすると、非常
に大きなコンデンサが必要となり、現実的でない。従っ
て一般的に多くの場合、図８に示すような二段増幅で、
各アンプで約４０ｄＢを増幅するように構成し、低域カ
ット用のコンデンサとしては、数１０μＦのものを用い
るという設計になっている。以上のような理由により、
従来の回路構成では必然的に大容量のコンデンサが必要
になり、その大きさやコストが問題となる。
【０００５】従来、このような容量を持つコンデンサと
しては、アルミ若しくはタンタル電解コンデンサが用い
られるが、電解コンデンサはフィルムコンデンサやセラ
ミックコンデンサに比べて漏れ電流が大きく、また、安
定していない。従って回路の直流安定性に問題を起こ
し、センサーとしての温度特性や耐環境特性、長期信頼
性に悪影響を及ぼし、問題となっている。
しては、アルミ若しくはタンタル電解コンデンサが用い
られるが、電解コンデンサはフィルムコンデンサやセラ
ミックコンデンサに比べて漏れ電流が大きく、また、安
定していない。従って回路の直流安定性に問題を起こ
し、センサーとしての温度特性や耐環境特性、長期信頼
性に悪影響を及ぼし、問題となっている。
【０００６】本発明では、上述のような点に鑑みてなさ
れたものであり、その大きさ、コスト、特性が問題とな
っている電解コンデンサを使用せずに、セラミックやフ
ィルムコンデンサによって実現できる小さな容量値を用
いても、従来と同等のゲイン・周波数特性を実現し得る
低周波増幅回路を提供することを目的とするものであ
る。
れたものであり、その大きさ、コスト、特性が問題とな
っている電解コンデンサを使用せずに、セラミックやフ
ィルムコンデンサによって実現できる小さな容量値を用
いても、従来と同等のゲイン・周波数特性を実現し得る
低周波増幅回路を提供することを目的とするものであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の低周波増幅回路
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、第１の差動入力端子に入力信号を印加され、第
２の差動入力端子と出力端子の間に帰還抵抗Ｒｆを接続
された第１の演算増幅器ＩＣ１と、第１の差動入力端子
を出力端子に接続された第２の演算増幅器ＩＣ２と、第
２の演算増幅器ＩＣ２の第２の差動入力端子と定電位点
の間に接続されたコンデンサＣ１と、第１の演算増幅器
ＩＣ１の第２の差動入力端子と第２の演算増幅器ＩＣ２
の出力端子の間に接続された第１の抵抗Ｒ１と、第１の
演算増幅器ＩＣ１の第２の差動入力端子と第２の演算増
幅器ＩＣ２の第２の差動入力端子の間に接続された第２
の抵抗Ｒ２とを有することを特徴とするものである。
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、第１の差動入力端子に入力信号を印加され、第
２の差動入力端子と出力端子の間に帰還抵抗Ｒｆを接続
された第１の演算増幅器ＩＣ１と、第１の差動入力端子
を出力端子に接続された第２の演算増幅器ＩＣ２と、第
２の演算増幅器ＩＣ２の第２の差動入力端子と定電位点
の間に接続されたコンデンサＣ１と、第１の演算増幅器
ＩＣ１の第２の差動入力端子と第２の演算増幅器ＩＣ２
の出力端子の間に接続された第１の抵抗Ｒ１と、第１の
演算増幅器ＩＣ１の第２の差動入力端子と第２の演算増
幅器ＩＣ２の第２の差動入力端子の間に接続された第２
の抵抗Ｒ２とを有することを特徴とするものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の低周波増幅回路の
基本的な構成を示している。図中、ＩＣ１，ＩＣ２は演
算増幅器であり、その反転入力端子（−側入力端子）と
非反転入力端子（＋側入力端子）の入力インピーダンス
は極めて高く、実質的には入力電流は流れない。また、
出力端子には反転入力端子と非反転入力端子の入力を差
動増幅した電圧が出力され、その差動増幅の増幅率も極
めて高い。このため、反転入力端子と非反転入力端子の
電位差は実質的にゼロ（いわゆるイマジナリーショー
ト）となる。第１の演算増幅器ＩＣ１は入力端子に印加
された入力信号を低周波増幅して出力端子に出力する従
来アンプの増幅段を１段で構成している。また、第２の
演算増幅器ＩＣ２は本発明のポイントとなる演算増幅器
であり、その非反転入力端子に接続されたコンデンサＣ
１を見かけ上、増幅する作用を有する。今、第１の演算
増幅器ＩＣ１の反転入力端子（「Ａ」点とする）から第
２の演算増幅器ＩＣ２の出力を見たときの等価容量をＣ
０とした場合、 Ｃ０＝Ｃ１×Ｒ２／Ｒ１ … となる。なぜなら、演算増幅器ＩＣ２には直流帰還が掛
かっており、演算増幅器ＩＣ２の出力端子と非反転入力
端子は絶えず同電位（イマジナリーショート）となって
いる。したがって、「Ａ」点から抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れ
込む電流は、必ずその抵抗値の逆数の比になる。ところ
で、コンデンサＣ１の容量は、図２に示すように、電流
ｉを定電流で注入した場合、その時刻ｔにおける電圧Ｖ
は図３に示すようになり、次式で求まる。 Ｃ＝ｉ×ｔ／Ｖ …
基本的な構成を示している。図中、ＩＣ１，ＩＣ２は演
算増幅器であり、その反転入力端子（−側入力端子）と
非反転入力端子（＋側入力端子）の入力インピーダンス
は極めて高く、実質的には入力電流は流れない。また、
出力端子には反転入力端子と非反転入力端子の入力を差
動増幅した電圧が出力され、その差動増幅の増幅率も極
めて高い。このため、反転入力端子と非反転入力端子の
電位差は実質的にゼロ（いわゆるイマジナリーショー
ト）となる。第１の演算増幅器ＩＣ１は入力端子に印加
された入力信号を低周波増幅して出力端子に出力する従
来アンプの増幅段を１段で構成している。また、第２の
演算増幅器ＩＣ２は本発明のポイントとなる演算増幅器
であり、その非反転入力端子に接続されたコンデンサＣ
１を見かけ上、増幅する作用を有する。今、第１の演算
増幅器ＩＣ１の反転入力端子（「Ａ」点とする）から第
２の演算増幅器ＩＣ２の出力を見たときの等価容量をＣ
０とした場合、 Ｃ０＝Ｃ１×Ｒ２／Ｒ１ … となる。なぜなら、演算増幅器ＩＣ２には直流帰還が掛
かっており、演算増幅器ＩＣ２の出力端子と非反転入力
端子は絶えず同電位（イマジナリーショート）となって
いる。したがって、「Ａ」点から抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れ
込む電流は、必ずその抵抗値の逆数の比になる。ところ
で、コンデンサＣ１の容量は、図２に示すように、電流
ｉを定電流で注入した場合、その時刻ｔにおける電圧Ｖ
は図３に示すようになり、次式で求まる。 Ｃ＝ｉ×ｔ／Ｖ …
【０００９】また、図１におけるコンデンサＣ１に流れ
込む電流Ｉｃ１は、「Ａ」点から流れ込む電流Ｉａを用
いて Ｉｃ１＝Ｉａ×Ｒ１／Ｒ２ … と表される故、「Ａ」点から見た等価容量Ｃ０は、 Ｃ０＝（Ｒ２×Ｉｃ１×ｔ）／（Ｒ１×Ｖ） … となり、右辺の（Ｉｃ１×ｔ）／ＶはＣ１を表している
ことから、式が求まる。従って「Ａ」点から見た等価
容量Ｃ０は容量Ｃ１のＲ２／Ｒ１倍になるわけである。
込む電流Ｉｃ１は、「Ａ」点から流れ込む電流Ｉａを用
いて Ｉｃ１＝Ｉａ×Ｒ１／Ｒ２ … と表される故、「Ａ」点から見た等価容量Ｃ０は、 Ｃ０＝（Ｒ２×Ｉｃ１×ｔ）／（Ｒ１×Ｖ） … となり、右辺の（Ｉｃ１×ｔ）／ＶはＣ１を表している
ことから、式が求まる。従って「Ａ」点から見た等価
容量Ｃ０は容量Ｃ１のＲ２／Ｒ１倍になるわけである。
【００１０】また、「Ａ」点から見た直流のインピーダ
ンスは、演算増幅器ＩＣ２の出力インピーダンスが非常
に小さいことから（無帰還出力抵抗の開放利得分の１）
Ｒ１に等しくなる。したがって、図１の回路は等価的に
図４の回路のように働くわけである。そこで、この回路
の基本的利得Ａｖは Ａｖ＝（Ｒｆ／Ｒ１）＋１ … で与えられ、高域の時定数τｈ、低域の時定数τｌは、
それぞれ τｈ＝Ｒｆ×Ｃｆ … τｌ＝Ｒ１×Ｃ０ … で求められることになる。
ンスは、演算増幅器ＩＣ２の出力インピーダンスが非常
に小さいことから（無帰還出力抵抗の開放利得分の１）
Ｒ１に等しくなる。したがって、図１の回路は等価的に
図４の回路のように働くわけである。そこで、この回路
の基本的利得Ａｖは Ａｖ＝（Ｒｆ／Ｒ１）＋１ … で与えられ、高域の時定数τｈ、低域の時定数τｌは、
それぞれ τｈ＝Ｒｆ×Ｃｆ … τｌ＝Ｒ１×Ｃ０ … で求められることになる。
【００１１】
【実施例】図５は本発明の第１の実施例を示している。
この図の回路において、図８の従来例の二段構成の増幅
回路の利得＝１０００１倍を達成するように設計を行っ
ている。まず、利得Ａｖは式で与えられ、Ｒｆ＝２Ｍ
Ωの場合、 Ｒ１＝２ＭΩ／（１０００１−１）＝２００Ω で求められる。また、低域の時定数を決定する容量Ｃ１
は Ｃ１＝（２０ＫΩ×４７μＦ）／（２００Ω×１００００） ＝０．４７μＦ で求められる。高域の時定数τｈによるＣｆは従来と同
様で、Ｃｆ＝１０ｎＦとしている。また、Ｒ２＝Ｒ３＝
２ＭΩとしている。以上の回路構成、回路定数を採るこ
とで、従来と同様の利得及びカットオフ周波数を一段増
幅で得ることが出来る。但し、周波数特性について、カ
ットオフ周波数は従来例の一段分と同様に設計できる
が、そのスロープについては一段構成であるため、６ｄ
Ｂ／ｏｃｔとなる。
この図の回路において、図８の従来例の二段構成の増幅
回路の利得＝１０００１倍を達成するように設計を行っ
ている。まず、利得Ａｖは式で与えられ、Ｒｆ＝２Ｍ
Ωの場合、 Ｒ１＝２ＭΩ／（１０００１−１）＝２００Ω で求められる。また、低域の時定数を決定する容量Ｃ１
は Ｃ１＝（２０ＫΩ×４７μＦ）／（２００Ω×１００００） ＝０．４７μＦ で求められる。高域の時定数τｈによるＣｆは従来と同
様で、Ｃｆ＝１０ｎＦとしている。また、Ｒ２＝Ｒ３＝
２ＭΩとしている。以上の回路構成、回路定数を採るこ
とで、従来と同様の利得及びカットオフ周波数を一段増
幅で得ることが出来る。但し、周波数特性について、カ
ットオフ周波数は従来例の一段分と同様に設計できる
が、そのスロープについては一段構成であるため、６ｄ
Ｂ／ｏｃｔとなる。
【００１２】また、本発明の第２の実施例を図６に示
す。各回路定数は図５の実施例と同様であるが、この実
施例では、２００Ωの抵抗Ｒ１が可変抵抗ＶＲ１となっ
ている。図において、Ｒ１（＝ＶＲ１）の変化に対する
全体の利得変化について考察する。今、低域の時定数τ
ｌは、式と式より τｌ＝Ｒ１×（Ｒ２／Ｒ１）×Ｃ１＝Ｒ２×Ｃ１ …式 で求められる。つまり、全体の利得を左右する抵抗Ｒ１
には影響されないことが分かる。なぜなら、Ｒ１を２倍
しても、等価容量Ｃ０は１／２になるからである。この
ことはつまり、図６の実施例に示すように可変抵抗ＶＲ
１を用いて利得を変化させても、全体の周波数特性は変
化しないことを意味しており、この点は従来例には無い
大きなメリットである。なぜなら、従来の図８に示すよ
うな回路構成の場合は、利得を変えるためにＲｓ１を変
化させた場合、低域の時定数τｌが変化するため、時定
数を一定に保つようにコンデンサＣｓ１も同時に変えな
ければならなかったからである。つまり、利得を調整し
ようとして、抵抗Ｒｓ１を可変抵抗にしても、コンデン
サの値が固定であれば、利得と同時に周波数特性も変化
し、最適な調整が困難になっていた訳である。これに比
べると、本発明においては、周波数特性を変えずに利得
のみを純粋に調整できる。
す。各回路定数は図５の実施例と同様であるが、この実
施例では、２００Ωの抵抗Ｒ１が可変抵抗ＶＲ１となっ
ている。図において、Ｒ１（＝ＶＲ１）の変化に対する
全体の利得変化について考察する。今、低域の時定数τ
ｌは、式と式より τｌ＝Ｒ１×（Ｒ２／Ｒ１）×Ｃ１＝Ｒ２×Ｃ１ …式 で求められる。つまり、全体の利得を左右する抵抗Ｒ１
には影響されないことが分かる。なぜなら、Ｒ１を２倍
しても、等価容量Ｃ０は１／２になるからである。この
ことはつまり、図６の実施例に示すように可変抵抗ＶＲ
１を用いて利得を変化させても、全体の周波数特性は変
化しないことを意味しており、この点は従来例には無い
大きなメリットである。なぜなら、従来の図８に示すよ
うな回路構成の場合は、利得を変えるためにＲｓ１を変
化させた場合、低域の時定数τｌが変化するため、時定
数を一定に保つようにコンデンサＣｓ１も同時に変えな
ければならなかったからである。つまり、利得を調整し
ようとして、抵抗Ｒｓ１を可変抵抗にしても、コンデン
サの値が固定であれば、利得と同時に周波数特性も変化
し、最適な調整が困難になっていた訳である。これに比
べると、本発明においては、周波数特性を変えずに利得
のみを純粋に調整できる。
【００１３】図７は本発明の第３の実施例の回路図であ
る。本実施例では、人体検知センサーに本発明の低周波
増幅回路を用いた例を示している。焦電センサー３は図
９に示すように、人体Ｍからの赤外線を赤外レンズＬを
介して受光して、焦電素子１に生じる電気信号をＦＥＴ
２を介して出力するものである。Ｒｇは入力抵抗、Ｒｓ
は出力抵抗、Ｒ４は電源抵抗である。焦電センサー３の
出力は本発明の低周波増幅回路により増幅され、その増
幅された信号は、ウィンドコンパレータ５の電圧比較器
ＩＣ５，ＩＣ６により、しきい値と比較される。抵抗Ｒ
５〜Ｒ７は、電圧比較のためのしきい値を設定するため
の分圧抵抗である。また、抵抗Ｒ８は電圧比較器ＩＣ
５，ＩＣ６のオープンコレクタ出力をプルアップするた
めの出力抵抗である。人体Ｍの動きにより焦電センサー
３の出力が０．１〜１０Ｈｚの範囲で変動すると、その
周波数成分が選択的に増幅され、ウィンドコンパレータ
５の出力を反転させる。この人体検知センサーの感度を
調整するには、可変抵抗ＶＲ１を調節すればよいが、そ
の際、低周波増幅回路の周波数特性は変化しないので、
きわめて好都合である。
る。本実施例では、人体検知センサーに本発明の低周波
増幅回路を用いた例を示している。焦電センサー３は図
９に示すように、人体Ｍからの赤外線を赤外レンズＬを
介して受光して、焦電素子１に生じる電気信号をＦＥＴ
２を介して出力するものである。Ｒｇは入力抵抗、Ｒｓ
は出力抵抗、Ｒ４は電源抵抗である。焦電センサー３の
出力は本発明の低周波増幅回路により増幅され、その増
幅された信号は、ウィンドコンパレータ５の電圧比較器
ＩＣ５，ＩＣ６により、しきい値と比較される。抵抗Ｒ
５〜Ｒ７は、電圧比較のためのしきい値を設定するため
の分圧抵抗である。また、抵抗Ｒ８は電圧比較器ＩＣ
５，ＩＣ６のオープンコレクタ出力をプルアップするた
めの出力抵抗である。人体Ｍの動きにより焦電センサー
３の出力が０．１〜１０Ｈｚの範囲で変動すると、その
周波数成分が選択的に増幅され、ウィンドコンパレータ
５の出力を反転させる。この人体検知センサーの感度を
調整するには、可変抵抗ＶＲ１を調節すればよいが、そ
の際、低周波増幅回路の周波数特性は変化しないので、
きわめて好都合である。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、次のような効果が得ら
れる。 （ａ）低周波増幅回路の低域時定数を決定するコンデン
サを、従来の百分の１〜１万分の１の容量を用いて実現
できる。したがって、電解コンデンサを使用しなくて
も、セラミック、フィルムコンデンサ等で低周波増幅回
路を構成できる。これにより、小型化、低コスト化が可
能となる。また、セラミック、フィルムコンデンサ等を
用いれば、電解コンデンサで問題となっている漏れ電流
が遙かに少なくなり、回路の直流安定性、センサーとし
て用いた場合の温度特性や耐環境特性、長期信頼性が良
好となる。 （ｂ）通常の小型部品では得にくい大きさのコンデンサ
が実現できるため、一段で大きな利得の低周波増幅回路
が実現できる。したがって、全体回路をＩＣ化する場合
には、外付け部品の多さや、ピン数の多さが問題となる
ので、特に有効である。また、周辺部品の省部品化によ
り、小型化、低コスト化が可能となる。 （ｃ）低周波増幅回路の持つ周波数特性を全く変化させ
ずに、一つの抵抗値を変化させるだけで、増幅器の利得
を制御することができる。したがって、利得を調整する
のに、抵抗とコンデンサの組み合わせを変えていた従来
例に比べると、調整を簡便に、かつ正確に敏速に行え
る。
れる。 （ａ）低周波増幅回路の低域時定数を決定するコンデン
サを、従来の百分の１〜１万分の１の容量を用いて実現
できる。したがって、電解コンデンサを使用しなくて
も、セラミック、フィルムコンデンサ等で低周波増幅回
路を構成できる。これにより、小型化、低コスト化が可
能となる。また、セラミック、フィルムコンデンサ等を
用いれば、電解コンデンサで問題となっている漏れ電流
が遙かに少なくなり、回路の直流安定性、センサーとし
て用いた場合の温度特性や耐環境特性、長期信頼性が良
好となる。 （ｂ）通常の小型部品では得にくい大きさのコンデンサ
が実現できるため、一段で大きな利得の低周波増幅回路
が実現できる。したがって、全体回路をＩＣ化する場合
には、外付け部品の多さや、ピン数の多さが問題となる
ので、特に有効である。また、周辺部品の省部品化によ
り、小型化、低コスト化が可能となる。 （ｃ）低周波増幅回路の持つ周波数特性を全く変化させ
ずに、一つの抵抗値を変化させるだけで、増幅器の利得
を制御することができる。したがって、利得を調整する
のに、抵抗とコンデンサの組み合わせを変えていた従来
例に比べると、調整を簡便に、かつ正確に敏速に行え
る。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の動作説明のためのコンデンサの充電回
路図である。
路図である。
【図３】本発明の動作説明のためのコンデンサの充電特
性図である。
性図である。
【図４】図１に示す回路の動作説明のための等価回路図
である。
である。
【図５】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図６】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図７】本発明の第３の実施例の回路図である。
【図８】従来の低周波増幅回路を用いた人体検知センサ
ーの回路図である。
ーの回路図である。
【図９】従来の低周波増幅回路を用いた人体検知センサ
ーの使用状態を示す図である。
ーの使用状態を示す図である。
ＩＣ１ オペアンプ ＩＣ２ オペアンプ Ｒ１ 第１の抵抗 Ｒ２ 第２の抵抗 Ｒｆ 帰還抵抗 Ｃ１ コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 第１の差動入力端子に入力信号を印加
され、第２の差動入力端子と出力端子の間に帰還抵抗を
接続された第１の演算増幅器と、 第１の差動入力端子を出力端子に接続された第２の演算
増幅器と、 第２の演算増幅器の第２の差動入力端子と定電位点の間
に接続されたコンデンサと、 第１の演算増幅器の第２の差動入力端子と第２の演算増
幅器の出力端子の間に接続された第１の抵抗と、 第１の演算増幅器の第２の差動入力端子と第２の演算増
幅器の第２の差動入力端子の間に接続された第２の抵抗
とを有することを特徴とする低周波増幅回路。 - 【請求項２】 第１の抵抗を可変抵抗器としたことを
特徴とする請求項１記載の低周波増幅回路。 - 【請求項３】 第１の演算増幅器の第１の差動入力端
子に印加される入力信号は焦電センサーの出力信号であ
ることを特徴とする請求項１又は２に記載の低周波増幅
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30775795A JP3389764B2 (ja) | 1995-11-27 | 1995-11-27 | 低周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30775795A JP3389764B2 (ja) | 1995-11-27 | 1995-11-27 | 低周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09148858A true JPH09148858A (ja) | 1997-06-06 |
| JP3389764B2 JP3389764B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=17972915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30775795A Expired - Fee Related JP3389764B2 (ja) | 1995-11-27 | 1995-11-27 | 低周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3389764B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110044492A (zh) * | 2019-05-24 | 2019-07-23 | 哈工大机器人（山东）智能装备研究院 | 用于图像处理系统的差分运算放大电路和图像处理系统 |
-
1995
- 1995-11-27 JP JP30775795A patent/JP3389764B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110044492A (zh) * | 2019-05-24 | 2019-07-23 | 哈工大机器人（山东）智能装备研究院 | 用于图像处理系统的差分运算放大电路和图像处理系统 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3389764B2 (ja) | 2003-03-24 |
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