JP3472907B2

JP3472907B2 - 焦電型赤外線検出装置

Info

Publication number: JP3472907B2
Application number: JP09104997A
Authority: JP
Inventors: 裕司高田; 慎司坂本; 光輝畑谷; 俊夫藤村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-04-09
Filing date: 1997-04-09
Publication date: 2003-12-02
Anticipated expiration: 2017-04-09
Also published as: JPH10281867A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、焦電素子を用い
て、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人
体の存在や移動の検知を行ったり、輻射エネルギー、室
温を検出することで放射温度計として働く、焦電型赤外
線検出装置の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１４は、この種の焦電型赤外線検出装
置に従来より用いられているＦＥＴを用いた電流電圧変
換回路を示している。この電流電圧変換回路は、ＦＥＴ
のゲートに焦電素子１と高抵抗Ｒｇを並列に接続し、Ｆ
ＥＴのソースとグランドに接続した出力抵抗Ｒｓより電
圧信号を取り出すようになっており、熱線を感知したと
き焦電素子１から出力される信号電流は高抵抗Ｒｇで電
圧に変換され、それをＦＥＴのゲートで受けてＦＥＴと
抵抗Ｒｓに電流を流すことによってＦＥＴのソース電圧
を変化させ、そのとき抵抗Ｒｓに加わる電圧を信号増幅
回路に出力する構成としている。

【０００３】ところで、このようなＦＥＴを用いた電流
電圧変換回路では、赤外線に対する感度を示す出力電圧
Ｖは数１によって求められる。

【０００４】

【数１】

【０００５】これを解析すると、赤外線Ｐの入射に対す
る出力電圧Ｖは、図１５に示すようなグラフとなる。こ
こに、輻射率：η、有効受光面積：Ａ、入力抵抗：Ｒ、
焦電係数：λ、熱拡散係数：Ｇ、熱時定数：τｔ、電気
時定数：τである。また、このようなＦＥＴを用いた電
流電圧変換回路では、発生するノイズも、数２によって
求められ、その解析結果は図１６に示すようなグラフに
なる。

【０００６】

【数２】

【０００７】ここに、ボルツマン定数：ｋ、絶対温度：
Ｔ、素子容量：Ｃｉ、素子誘電体損失：ｔａｎδ、ＦＥ
Ｔの電流性ノイズ：Ｉｎ、ＦＥＴの電圧性ノイズ：Ｅｎ
である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、赤外線検出
装置にとって重要なことは、単に焦電素子に於ける出力
信号Ｓが大きければ良いと言うことではなく、素子自身
から発生するノイズＮとの比、つまりＳ／Ｎ比が重要で
ある。それは、例えて言うならば、焦電素子を改良して
同一の赤外線入射パワーに対する出力信号が従来より２
倍大きくなっても、その定常出力ノイズが４倍に増えて
いたような場合には、検出分解能や検出精度は１／２に
なり、かえって赤外線の検出能力は低下したことにな
る。

【０００９】したがって、赤外線検出装置として、検出
能力をアップするためには、１）同一の赤外線入力に対して、出力信号Ｓをいかに大
きくできるか２）出力ノイズＮをいかに小さく抑えることができる
か、つまり、いかにして大きなＳ／Ｎ比を得るかが、焦電セ
ンサ、つまり赤外線検出装置の商品的価値を決定するこ
とになる。

【００１０】ここで、ＦＥＴを用いた従来の焦電素子を
解析して見ると、出力電圧Ｖは、数１に示したように、
輻射率η、有効受光面積Ａ、入力抵抗Ｒ、焦電係数λ、
熱拡散係数Ｇによって基本的感度が決まり、また熱時定
数τｔ、電気時定数τｅによってその周波数特性が決定
されている。したがって、これらの個々のパラメータを
最適に設定することで最大の信号出力が得られるように
設計が行われているが、実際には新しい素材の焦電素子
を開発し、焦電係数の改善や、その実装方法を開発して
熱拡散係数を改善することが主となっている。

【００１１】また、焦電素子に於けるノイズは１）入力抵抗雑音：Ｖｒ２）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ３）ＦＥＴ電流雑音：Ｖｉ４）ＦＥＴ電圧雑音：Ｖｎ５）温度雑音：Ｖｔで構成され、上記した数２に示すような式で求められ、
最終的には各ノイズの二乗平均でノイズ出力電圧ＶＮが
決定される。このノイズ出力電圧ＶＮは図１７に示さ
れ、Ｓ／Ｎ比は図１８に示されるが、代表的パラメータ
を分析すれば、支配的になっているのは、入力抵抗によ
る熱雑音である。この入力抵抗熱雑音は、抵抗値を更に
大きな値にすれば低減できることは解析より明らかであ
るが、温度雑音Ｖｔは通常桁違いに小さく、この例でも
グラフの範囲外に有り、表記されていない。しかしなが
ら、Ｒｇ＝１００ＧΩを越える値を採用するというの
は、焦電センサに於ける動作の安定性、つまり外来ノイ
ズ、ＦＥＴのバイアス電流変動、高抵抗自身の抵抗値変
化などを考慮するとほぼ限界に近い値になっており、従
って、これ以上のノイズの低減は殆ど困難な状況にあ
り、従来の焦電センサはそのノイズ特性に於いては、ほ
とんど限界に達していると言える。

【００１２】なお、ここでのＳ／Ｎ比の解析は、焦電素
子の最大のアプリケーションである人体検知に於ける検
出周波数が１Ｈｚ中心であることから、１Ｈｚ近傍に着
目して行っている。以上の事実を考慮すると、従来のＦ
ＥＴによる電流電圧変換回路を用いた場合のＳ／Ｎ比の
改善は、ノイズの低減はほとんど期待できず、出力信号
を増やす、例えば、焦電係数の改善、熱拡散係数の改善
などしか方法が残されていないが、現実には、種々の出
力特性の改善も限界に近づいており、素子や実装条件を
変えるだけでは２〜３倍といったＳ／Ｎ比の改善は望み
ようもないのが現状である。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、本発明者らの
鋭意検討の結果なされたもので、焦電素子が有する容量
のインピーダンスの周波数特性を電流電圧変換に用いる
ことを種々の観点から試験的に考察した結果、焦電型赤
外線検出装置のＳ／Ｎ比の向上に有益でかつ実現可能な
ことを知得して、本発明に到達したものである。

【００１４】すなわち、本発明者らは、焦電素子の素材
を変更する手法に依らずに、焦電素子そのものがコンデ
ンサとして有する容量を演算増幅器に帰還容量として付
加接続して電流電圧変換回路を構成し、この電流電圧変
換に対して入力換算ノイズを低減させる種々のシミュレ
ーション、設計を行うことによって、本発明として到達
したものである。

【００１５】したがって、請求項１において提案された
焦電型赤外線検出装置は、焦電素子を交流帰還容量とし
て用い、焦電素子からの出力電流を電圧信号に変換する
電流電圧変換回路を備えた焦電型赤外線検知装置におい
て、上記電流電圧変換回路は、第１の演算増幅器の出力
端子には、上記焦電素子の一端と直流帰還回路の入力端
子とを接続し、上記第1の演算増幅器の反転入力端子に
は、上記焦電素子の他端と入力抵抗の一端とを接続し、
さらに上記入力抵抗の他端と上記直流帰還回路の出力端
子とを接続して構成され、その変換インピーダンス特性
は、上記直流帰還回路によって定まるＤＣ帰還時定数に
対応する特定周波数よりも高い周波数側に、人体検知に
必要な周波数帯が設定されており、この周波数帯では、
上記交流帰還容量が逆数として作用する特性、つまり周
波数が高くなるにつれて、インピーダンスが低下する特
性を呈することを特徴とする。このような赤外線検出装
置は、焦電素子からの信号電流を、交流帰還回路のイン
ピーダンス特性を利用して信号電圧に変換しており、演
算増幅器には入力抵抗と直流帰還回路とを接続して、低
周波に対しても動作を安定にしている。また、請求項２
では、請求項１において、上記変換インピーダンス特性
は、上記特定周波数よりも周波数の低い側に現れる直流
帰還回路の周波数特性によって、上記特定周波数よりも
低い側が直流側に向かって降下する特性に設定して、直
流を含む低い周波数での安定化を図っている。

【００１６】このような電流電圧変換回路を備えた赤外
線検出回路によれば、従来のFETを用いた電流電圧変換
回路のように、熱雑音の要素として支配的であった高抵
抗を使用していないため、全体としての雑音成分が減少
し、赤外線検出装置として使用される周波数域では、S
／N比が著しく改善された。請求項３では、直流帰還回
路を更に具体化している。すなわち、請求項３は、上記
直流帰還回路は、その出力端子を上記入力抵抗の他端に
接続し、かつその非反転入力端子を上記第１の演算増幅
器の出力端子に接続した第２の演算増幅器を備え、この
第２の演算増幅器の反転入力端子と上記出力端子との間
にコンデンサを接続するとともに、その第２の演算増幅
器の反転入力端子に一端を接地した抵抗を接続して構成
された積分回路である。前述した解析から明らかなよう
に、焦電素子を固定した場合、演算増幅器を用いた電流
電圧変換回路では、ノイズ成分として、焦電素子の誘電
体損失による雑音成分が支配的であるが、演算増幅器も
電流雑音、電圧雑音成分を有する。特にこの２種類の雑
音成分では、電圧雑音が周波数に影響せずほぼ一定であ
り、電流雑音より小さいが、電流雑音は周波数に影響し
て変化する。したがって、請求項４では、電流雑音を抑
制するための条件として、電流雑音成分が誘電体損失に
よる雑音成分よりも小さくなるような入力インピーダン
スを有した第1の演算増幅器を用いることを提案してい
る。

【００１７】また、請求項５、６では、帰還容量を付加
した第1の演算増幅器の動作を安定化するために付加さ
れる直流帰還回路の具体的な構成を提案している。すな
わち、請求項５では、積分回路の非反転入力端子には、
上記第１の演算増幅器からの出力電圧を分圧する分圧回
路を更に接続した構成としたもの、請求項６では、分圧
回路を３つの抵抗をＴ型に接続した構成としたものをそ
れぞれ提案している。

【００１８】このような本発明は、焦電素子そのものが
従来と同様のチップであっても（素子電流Ｉｐの改善が
無くても）、電流電圧変換部に於ける出力電圧を大きく
したり、入力換算ノイズを低減することによって、従来
より高いＳ／Ｎ比を得るものである。なお、請求項６で
は、直流帰還回路を、帰還コンデンサを付加した演算増
幅器の出力端子と、その基準入力端子の各々に異なる抵
抗を接続することによって、電流電圧変換回路にバンド
パスフィルタ特性を持たせるとともに、異なる抵抗の温
度特性を同一に揃えることによって温度補償し、電流電
圧変換回路のインピーダンス特性にピーク値をなくして
温度変化によって帰還動作が不安定になるのを防止して
いる。

【００１９】

【実施の形態】［回路の実施例］図１に本発明の要部をなす電流電圧変換回路の基本構成
を示す。図に見るように、焦電素子１は、それ自体が演
算増幅器２の帰還容量Ｃｆとして、入、出力端子に接続
されており、演算増幅器２の出力端子と入力端子間に
は、更に直流帰還回路３を設け、入力抵抗Ｒｉによって
帰還している。ここに、ＣＦは交流帰還回路を構成して
いる。

【００２０】また、直流帰還回路３は、図２に示すよう
に、インピーダンス変換のための演算増幅器２とは異な
る別の演算増幅器３１にコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とを
付加させた積分回路で構成出来る。このような構成の電
流電圧変換回路によれば、焦電素子１から出力される電
流は、自らの素子容量Ｃｉのインピーダンスを用いて、
電流から電圧に変換される。

【００２１】図３，図４は、直流帰還回路に、更に分圧
回路を接続した構成を示している。図１に対応する部分
には、同じ符号を付して説明を省略する。積分回路によ
って構成された直流帰還回路３は、演算増幅器２からの
出力電圧を分圧回路４によって分圧して入力させてい
る。図４の例では、Ｔ型に組まれた３つの入力抵抗Ｒ２
〜Ｒ４は、それぞれの他端を演算増幅器２の入力端子、
演算増幅器３１の出力端子、グランドに接続しており、
このようにして、３つの入力抵抗Ｒ２〜Ｒ４をＴ型に組
むことで、帰還回路の見かけ上のフィードバック利得を
減少させ、積分回路の持つフィードバック時定数を低域
へシフトさせ、実質的に時定数を大きくすることで、直
流帰還回路の部品の小型化を図っている。

【００２２】また、このような分圧回路は、図３に示し
たようなＴ型に構成する必要はなく、通常の２つの抵抗
を接続したものでもよい。しかし、直流帰還回路のオフ
セット等の性能を考慮すれば、Ｔ型の方がより利点があ
る。以上のような本発明によれば、焦電素子が有する素
子容量のインピーダンスを、帰還容量としてそのまま用
いて信号電流を電圧に変換しているため、図１４に示し
たような入力抵抗Ｒｇによって信号電流を電圧に変換し
ていた従来のＦＥＴバッファを用いた回路に比べて、出
力ノイズ電圧を支配していた抵抗の熱雑音が排除される
ため、ノイズ源を根本的になくすことが出来き、トータ
ルノイズの低減化が図れる。

【００２３】［シミュレーション結果の検討］以下では、積分回路で直流帰還回路を構成した図２に示
した回路についてのシミュレーション結果を説明する。
まず、信号出力となる出力電圧Ｖについて解析する。出
力電圧Ｖは、数３に示す変換インピーダンスＺと、焦電
素子の素子電流Ｉｐの積として求められ、焦電素子の変
換インピーダンス特性は図５に示すようになる。ここ
に、焦電素子の素子容量は、そのまま帰還容量となるの
で、Ｃｆ＝Ｃｉである。

【００２４】

【数３】

【００２５】この図５から分かることは、周波数に対し
て傾斜部分のインピーダンス特性はインピーダンスＺ＝
１／（ω・Ｃｆ）で与えられるので、周波数が低くなる
にしたがってその値は上昇していくが、直流帰還回路が
働いているため、帰還回路の時定数τｄｃによって決ま
る周波数から下は逆にインピーダンスは下降していく。
つまり、インピーダンスは、帰還回路時定数τｄｃによ
って定まる各速度ωｄｃでピークを持つようなカーブと
なる。

【００２６】ここに、帰還回路の時定数τｄｃ＝√（Ｒ
１・Ｃ１・Ｒｉ・Ｃｆ）＝１／ωｄｃである。また、焦電素子から出力される素子電流Ｉｐは、前述し
た解析で示したように熱時定数τｔをポールとするＨＰ
Ｆのような特性を示す。従って、出力電圧Ｖは、変換イ
ンピーダンスＺに素子電流Ｉｐをかけて、Ｖ＝Ｚ×Ｉｐ
として求められる。

【００２７】その結果、低減のカットオフ周波数がτｄ
ｃで、高域のカットオフ周波数がτｔで決定されるＢＰ
Ｆのような特性を示すことになる。次いで、ノイズ特性
の解析を行う。図６は各ノイズ電圧について解析した結
果を図６に示す。図６では焦電素子の温度雑音等や演算
増幅器の１／ｆノイズは、それほど影響がないため、支
配的となるパラメータを記述している。

【００２８】つまりノイズ出力電圧は、１）ｔａｎδ雑音：Ｖδ ２）ＯＰＡｍｐ電流雑音：Ｖｉ３）ＯＰＡｍｐ電圧雑音：Ｖｅ４）ＦＢ系統雑音：Ｎfb で構成され、数４に示すような式で求められる。

【００２９】

【数４】

【００３０】図７は代表的パラメータを用いて、各々の
ノイズ出力電圧を実際に計算してシミュレーションした
結果を、図８はＳ／Ｎ比をシミュレーションした結果を
グラフで示している。各ノイズ特性から分かるようにコ
ンデンサの誘電体損失＝ｔａｎδによるノイズＶδが支
配的となっており（但し、１Ｈｚ近傍に於いて）、図８
では、そのトータルノイズをＮｖ、信号出力をＳｖとし
て示している。したがって、Ｓ／Ｎ比はＳｖ／Ｎｖで求
められる。

【００３１】また、従来のＦＥＴバッファを用いたもの
との比較を行うため、ＦＥＴバッファを用いた電流電圧
変換回路についても、本発明と同様な条件でシミュレー
ションを行った。図１７，図１８はそれぞれ、図７、図
８に対応したグラフである。ここでは、焦電素子の素子
熱基準電流を本発明の場合と同様に０．１ｆＡとし、他
の回路条件も同じにした。

【００３２】両者の分析の結果、Ｓ／Ｎ比のグラフは次
のようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝１．２［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝１．５［μＶ］ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．３（但し、１Ｈｚ）これに対して、従来のＦＥＴバッファを用いた方式によ
るＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝２．４［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝１．４［μＶ］Ｓ／Ｎ＝０．５８（但し、１Ｈｚ）という計算結果とな
った。

【００３３】以上のシミュレーション結果から、本発明
では、１Ｈｚの近傍においては、従来のＦＥＴバッファ
を用いた場合に比べて、２倍ほどのＳ／Ｎ比改善が行わ
れていることが分かる。これを定性的に分析すれば、従
来のノイズ成分として支配的であった抵抗Ｒｇによる熱
雑音がなくなることで全体としてローノイズ化が図れた
ものと思われる。なお、図７、図８のシミュレーション
結果では、変換インピーダンスがＦＥＴバッファを用い
たものよりも上がったためノイズの絶対値は下がってい
ないが、その分、信号出力電圧Ｓｖも上昇しているの
で、結果としてＳ／Ｎ比は向上している。

【００３４】また、本発明者らが行ったノイズ解析によ
れば、演算増幅器の帰還容量が小さいほどより高いＳ／
Ｎ比が得られる事も分かっている。従って、シミュレー
ションの例では、帰還容量を１０ｐＦより小さい値とす
ることで、従来の方式に対して更に高いＳ／Ｎ比の改善
を行うことも可能である。具体的に計算すると、図９、
図１０に示したようになり、本発明によるＳ／Ｎ比は、Ｎｖ(out)＝１．９［μＶ／√Ｈｚ］Ｓｖ(out)＝３．０［μＶ］ゆえに、Ｓ／Ｎ＝１．６（但し、１Ｈｚ）つまり、従来のＦＥＴバッファを用いたものに比べて、
３倍ほどのＳ／Ｎ比の改善が行われている（但し、１Ｈ
ｚ）。

【００３５】また、本発明者らによって確認されたノイ
ズ解析の結果から、本発明において高いＳ／Ｎ比を得る
ためにはＩ／Ｖ変換のために用いる演算増幅器の電流雑
音は小さい方が良く、従って、入力バイアス電流の小さ
なタイプ、つまり入力インピーダンスが高いタイプが望
まれる。このような条件の演算増幅器は、一般的には入
力段にＦＥＴを用いたタイプを使用すればよい。

【００３６】ついで、請求項７において提案した電流電
圧変換回路について説明する。図１１は、この回路の実
施例を示しており、直流帰還回路は、帰還コンデンサＣ
１を接続した演算増幅器３２の出力端子と、焦電素子１
を、そのまま帰還容量Ｃｆとして付加した演算増幅器３
２の反転入力端子は、グランドに接続された基準電圧Ｖ
ｒに抵抗Ｒ１を介して接続されている。また、演算増幅
器２の出力端子は、そのまま演算増幅器３２の非反転入
力端子に接続されている。

【００３７】なお、この回路では、演算増幅器２と３２
には基準電圧Ｖｒを与えることによって、演算増幅器が
片電源駆動方式である場合にも、動作点をＶｒに上げる
ことによって、入力信号が正、負のいずれに対しても出
力信号が得られるようにしている。この場合Ｖｒは、０
＜Ｖｒ＜ＶDD（ここに、ＶDDは演算増幅器の駆動電源）
の範囲に設定されるが、Ｖｒ＝ＶDD／２に設定すれば、
正、負いずれの入力信号対しても最大の動作範囲を得る
ことが可能となる。

【００３８】このような直流帰還回路は、バンドパスフ
ィルタとして働き、この時のインピーダンスＺ（ｓ）は
数５で表わされる。ここに、Ｃｆ＝Ｃｉである。

【００３９】

【数５】

【００４０】ここで、２次のバンドパスフィルタの標準
形は、数６で表わされるから、数５，数６の２つの式よ
り、数７が求められる。

【００４１】

【数６】

【００４２】

【数７】

【００４３】すなわち、この回路の変換インピーダンス
の周波数特性は、バンドパスフィルタの役割を果たすこ
とが分かる。ここで、ω0は中心周波数でＱは一般に選
択度と呼ばれるものである。このような電流電圧変換回
路には、ノイズ成分の一つとしてＲｉによる熱雑音が支
配的であり、これを抑えるためにはＲｉの値を１Ｔ（テ
ラ）Ω程度以上の高抵抗にしなければならないが、この
ような高抵抗は温度特性が大きいため、温度変化により
Ｒｉの値が大きく変動することになる。ところが、抵抗
値が大きくなると、変換インピーダンスの周波数特性に
ピークが表れ、回路が不安定な状態になる。

【００４４】前述の請求項７は、このような問題点を解
決するもので、温度が変化しても変換インピーダンスの
周波数特性にピークが生じない、すなわち回路の安定性
が温度変化に対して強い構成にしている。この電流電圧
変換回路では、直流帰還回路部のバンドパスフィルタを
形成することとなる抵抗Ｒ１とＲｉに同じ温度特性を持
つもの（温度変化に対する抵抗値変化の度合が同じも
の）を選択しており、そのため温度変化によりＲｉの値
が大きく変動しても、同じようにＲ１の値も変動するた
め、温度補償がなされ、結果としてＱは変動しない。し
たがって、変換インピーダンスの周波数特性にピークが
生じないことになる。

【００４５】図１２は、この電流電圧変換回路における
変換インピーダンスの周波数特性をシミュレーションし
た結果を示している。素子容量Ｃｉはそのまま帰還容量
Ｃｆとなるので、回路定数は、Ｃｉ＝Ｃｆ＝１２ｐＦ，
Ｒｉ＝１ＴΩ，Ｒ１＝２．４ＧΩ，Ｃ１＝１０ｎＦとし
ている。（Ａ）は抵抗Ｒｉ，Ｒ１を１倍にした場合、
（Ｂ）は５倍にした場合、（Ｃ）は１０倍にした時のシ
ュミレーショ結果を示している。

【００４６】図１３は、抵抗ＲｉとＲ１の温度特性を揃
えない場合のインピーダンスの周波数特性を表わしてい
る。回路定数は図１２の場合と同じであるが、抵抗Ｒｉ
のみを１倍（Ａ）、５倍（Ｂ）、１０倍（Ｃ）した時の
結果を示している。これらの結果からわかるように、図
１３では、抵抗が大きくなれば変換インピーダンスの周
波数特性にピークが鋭くなっていくのに対して、図１２
では、鋭いピークはなく、グラフの形に変動がなくなっ
ていることがわかる。

【００４７】このような電流電圧変換回路によれば、温
度変化により回路中の高抵抗器の値が大きく変動して
も、回路のＱ値は変わらないので回路が不安定になるこ
とがない、すなわち、温度変化に対する回路の安定性を
向上することができる。

【００４８】

【発明の効果】請求項１〜６において提案した本発明に
よれば、以下のような効果が得られる。（１）ＦＥＴを用いた従来の電流電圧変換回路に比べ
て、Ｓ／Ｎ比が著しく改善出来る。

【００４９】また、ＦＥＴを用いた従来品に対して、高
抵抗などの外付け部品を使用せず、半導体素子を用いて
回路構成できるため、焦電素子、レンズの小型化も可能
となり、検出器も小型化できる。（２）帰還容量に焦電素子をそのまま使用するので、別
にコンデンサを必要とせず、部品が削減でき、小型ロー
コスト化が図れる。ノイズ分析から分かるように、ロー
ノイズ化を図るためには、誘電体損失の小さいコンデン
サが必要とされ、値段も高価で形状も大きくなってしま
うが、焦電素子であれば、誘電体損失が小さく、そのも
のが有効に利用できる。（３）本発明は、インピーダンス変換回路であるため、
信号電圧は素子電流と変換インピーダンスとの積によっ
て定まるが、ノイズ電圧は演算増幅器の電圧利得による
影響を受ける。したがって、電流変換回路の電圧利得が
１倍以上である場合には、ノイズ電圧も増幅されること
になるが、本発明の回路構成では、電圧ゲインが１倍の
バッファとなるので、ノイズ電圧が増幅されることがな
い。したがって、この点からもローノイズ化が図れ、高
いＳ／Ｎ比が得られる。（４）出力電圧の低域の時定数を、回路素子でコントロ
ールできる。

【００５０】ＦＥＴを用いた従来品は、並列抵抗×素子
容量で決まる電気時定数で決定されていたが、本発明で
は焦電素子をそのまま帰還回路として付加した演算増幅
器に更に直流帰還回路を付加接続する構成なので、回路
素子を選択することによって、出力電圧の低減の時定数
を調整できる。特に、請求項７において提案した本発明
によれば、上記した効果に加えて、電流電圧変換回路の
温度環境が変化した場合にも、変換インピーダンス特性
にピーク値を生じないので、温度変化に対して安定した
焦電型赤外線検出装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本回路の構成を示す図である。

【図２】直流帰還回路を積分回路で構成した例を示す本
発明の基本回路図である。

【図３】直流帰還回路に分圧回路を付加した本発明の基
本回路図である。

【図４】図３を更に具体的に示した本発明の基本回路図
である。

【図５】本発明による出力電圧の周波数特性を示す図で
ある。

【図６】本発明によるノイズ出力電圧の周波数特性を示
す図である。

【図７】本発明によるノイズ出力電圧のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。

【図８】本発明によるＳ／Ｎ比のシミュレーション結果
を示すグラフである。

【図９】本発明によるノイズ出力電圧のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。

【図１０】本発明によるＳ／Ｎ比のシミュレーション結
果を示すグラフである。

【図１１】請求項７において提案された電流電圧変換回
路の一実施図である。

【図１２】図１１に示した電流電圧変換回路の出力電圧
のシミュレーション結果を示すグラフである。

【図１３】抵抗の温度特性を揃えない場合の電流電圧変
換回路の出力電圧のシミュレーション結果を示すグラフ
である。

【図１４】ＦＥＴバッファを用いた従来の電流電圧変換
回路の一例を示す図である。

【図１５】従来の電流電圧変換回路の出力電圧特性図で
ある。

【図１６】従来の電流電圧変換回路のノイズ出力電圧特
性図である。

【図１７】従来の電流電圧変換回路の各ノイズ出力電圧
のシミュレーション結果を示すグラフである。

【図１８】従来の電流電圧変換回路のＳ／Ｎ比のシミュ
レーション結果を示すグラフである。

【符号の説明】

１・・・焦電素子２・・・演算増幅器３・・・直流帰還回路３１，３２・・・直流帰還のための演算増幅器４・・・分圧回路Ｃｆ・・・帰還容量（交流帰還回路）Ｃｉ・・・焦電素子の素子容量Ｒｉ，Ｒ１〜Ｒ４・・・抵抗Ｃ１・・・コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者藤村俊夫大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開昭61−204524（ＪＰ，Ａ) 特開平８−5454（ＪＰ，Ａ) 特開平６−347333（ＪＰ，Ａ) 特開平１−286513（ＪＰ，Ａ) 特開平10−281866（ＪＰ，Ａ) 特開平10−339666（ＪＰ，Ａ) 実開昭63−181840（ＪＰ，Ｕ) 松下電工技報，日本，松下電工株式会社マーケッティング部，1998年９月，Ｎｏ．64，ｐ．52〜58 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01J 1/02 G01J 1/42 - 1/46 G01J 5/02 G01J 5/12 - 5/14 G01V 9/04 G01K 7/00 G08B 13/189 - 13/191 H01H 35/00 H01L 27/14 H01L 31/00 - 31/02 H01L 31/00 - 31/10 H01L 37/00 - 37/02 H03F 3/08 H01H 11/00 - 11/54 H04N 5/30 - 5/335

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】焦電素子を交流帰還容量として用い、焦電
素子からの出力電流を電圧信号に変換する電流電圧変換
回路を備えた焦電型赤外線検知装置において、上記電流電圧変換回路は、第１の演算増幅器の出力端子には、上記焦電素子の一端
と直流帰還回路の入力端子とを接続し、上記第1の演算増幅器の反転入力端子には、上記焦電素
子の他端と入力抵抗の一端とを接続し、さらに上記入力抵抗の他端と上記直流帰還回路の出力端
子とを接続して構成され、上記電流電圧変換回路の変換インピーダンス特性は、上記直流帰還回路によって定まるＤＣ帰還時定数に対応
する特定周波数よりも高い周波数側に、人体検知に必要
な周波数帯が設定されており、その周波数帯では、上記交流帰還容量が逆数として作用
する特性、つまり周波数が高くなるにつれて、インピー
ダンスが低下する特性を呈することを特徴とする、焦電
型赤外線検出装置。
【請求項２】請求項1において、上記変換インピーダンス特性は、上記特定周波数よりも
周波数の低い側に現れる直流帰還回路の周波数特性によ
って、上記特定周波数よりも低い側が直流側に向かって
降下する特性に設定されている、焦電型赤外線検出装
置。
【請求項３】請求項１または２において、上記直流帰還回路は、その出力端子を上記入力抵抗の他端に接続し、かつその
非反転入力端子を上記第１の演算増幅器の出力端子に接
続した第２の演算増幅器を備え、この第２の演算増幅器の反転入力端子と上記出力端子と
の間にコンデンサを接続するとともに、その第２の演算
増幅器の反転入力端子に一端を接地した抵抗を接続して
構成された積分回路である、焦電型赤外線検出装置。
【請求項４】請求項１〜３のいずれかにおいて、上記第１の演算増幅器は、その電流雑音成分が上記焦電
素子の誘電体損失によって生じる雑音成分よりも小さく
なる程度に十分大きい入力インピーダンスを有したもの
である、焦電型赤外線検出装置。
【請求項５】請求項３において、上記積分回路を構成する上記第２の演算増幅器の上記非
反転入力端子には、上記第１の演算増幅器からの出力電
圧を分圧する分圧回路を更に接続した構成としている、
焦電型赤外線検出装置。
【請求項６】請求項５において、上記分圧回路は、３つの抵抗をＴ型に接続した構成とし
ている、焦電型赤外線検出装置。
【請求項７】請求項３〜６のいずれかにおいて、上記電流電圧変換回路は、上記第１の演算増幅器の反転入力端子に一端を接続した
入力抵抗と、請求項３に記載された上記積分回路を構成
する上記第２の演算増幅器の反転入力端子に接続した上
記抵抗とを異なる抵抗値に設定して、バンドパスフィル
タ特性を持たせており、かつ、上記入力抵抗と上記抵抗とは、抵抗の対温度抵抗
値特性を同一に揃えた構成としている焦電型赤外線検出
装置。