JPH09105733A - 抵抗変換装置 - Google Patents
抵抗変換装置Info
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- JPH09105733A JPH09105733A JP7290439A JP29043995A JPH09105733A JP H09105733 A JPH09105733 A JP H09105733A JP 7290439 A JP7290439 A JP 7290439A JP 29043995 A JP29043995 A JP 29043995A JP H09105733 A JPH09105733 A JP H09105733A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 温度補償を必要とする計測機器におけるセン
サプローブの温度補償用センサの抵抗と計器の基準抵抗
との整合を簡単にとることができ、電極のコストダウン
および互換性を達成する抵抗変換装置を提供する。 【解決手段】 端子Ｓ1,Ｄ1 に出力端子ＴO1，ＴO2が接
続される第１ＦＥＴ２ａと、これと同一パッケージ２内
にあり、第１ＦＥＴ２ａと同一の端子電圧を印加される
第２ＦＥＴ２ｂと、端子Ｓ1,Ｄ2 の電圧ＶS,ＶD および
電圧ＶI の値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６
と、この電圧ＶS,ＶD,ＶI の値によって両ＦＥＴ２ａ，
２ｂのドレン−ソース間の抵抗値を算出し、これが所望
の抵抗値となるように、ゲート信号の大きさを算出する
ＣＰＵ８と、これをアナログ値に変換して両ＦＥＴ２
ａ，２ｂに入力させるＤ／Ａ変換器９とを備えている。
サプローブの温度補償用センサの抵抗と計器の基準抵抗
との整合を簡単にとることができ、電極のコストダウン
および互換性を達成する抵抗変換装置を提供する。 【解決手段】 端子Ｓ1,Ｄ1 に出力端子ＴO1，ＴO2が接
続される第１ＦＥＴ２ａと、これと同一パッケージ２内
にあり、第１ＦＥＴ２ａと同一の端子電圧を印加される
第２ＦＥＴ２ｂと、端子Ｓ1,Ｄ2 の電圧ＶS,ＶD および
電圧ＶI の値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６
と、この電圧ＶS,ＶD,ＶI の値によって両ＦＥＴ２ａ，
２ｂのドレン−ソース間の抵抗値を算出し、これが所望
の抵抗値となるように、ゲート信号の大きさを算出する
ＣＰＵ８と、これをアナログ値に変換して両ＦＥＴ２
ａ，２ｂに入力させるＤ／Ａ変換器９とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は抵抗変換装置に係
り、特に、ｐＨ計やＤＯ計あるいは導電率計など温度補
償が必要な測定機器に有用な抵抗変換装置に関する。
り、特に、ｐＨ計やＤＯ計あるいは導電率計など温度補
償が必要な測定機器に有用な抵抗変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、ｐＨ計は、図２に示すように、
先端にセンサ部を形成したセンサプローブ２１と、この
センサプローブ２１からの信号を処理し、必要に応じて
その結果を適宜表示したり、メモリを行う計器２２（計
器本体ともいう）とからなる。そして、センサプローブ
２１は、その先端に、ガラス電極２１ａ、比較電極２１
ｂ、温度補償用センサＲT を備えており、センサプロー
ブ２１と計器２２とにおいて、ガラス電極２１ａ、比較
電極２１ｂ、温度補償用センサＲT のそれぞれの信号端
子Ｇ，Ｒ，Ｔ，Ｔが対応している。また、センサプロー
ブ２１と計器２２に設けられた信号端子Ｇ，Ｒ，Ｔ，Ｔ
は、信号線２３G ，２３R ，２３T ，２３T よりなる信
号ケーブル２３によって接続されている。
先端にセンサ部を形成したセンサプローブ２１と、この
センサプローブ２１からの信号を処理し、必要に応じて
その結果を適宜表示したり、メモリを行う計器２２（計
器本体ともいう）とからなる。そして、センサプローブ
２１は、その先端に、ガラス電極２１ａ、比較電極２１
ｂ、温度補償用センサＲT を備えており、センサプロー
ブ２１と計器２２とにおいて、ガラス電極２１ａ、比較
電極２１ｂ、温度補償用センサＲT のそれぞれの信号端
子Ｇ，Ｒ，Ｔ，Ｔが対応している。また、センサプロー
ブ２１と計器２２に設けられた信号端子Ｇ，Ｒ，Ｔ，Ｔ
は、信号線２３G ，２３R ，２３T ，２３T よりなる信
号ケーブル２３によって接続されている。
【０００３】また、計器２２内には、演算増幅器２４が
設けられ、この演算増幅器２４の出力端子とコモンとの
間に３つの抵抗Ｒ01，Ｒ02，Ｒ03が直列に接続されてい
る。また、前記信号端子Ｒがコモンに、信号端子Ｇが演
算増幅器２４の非反転入力端子に接続されると共に、抵
抗Ｒ01と抵抗Ｒ02の間の点が演算増幅器２４の反転入力
端子に接続されている。そして、前記信号端子Ｔ，Ｔが
抵抗Ｒ01と抵抗Ｒ02との間の点および抵抗Ｒ02と抵抗Ｒ
02との間の点にそれぞれ接続されている。
設けられ、この演算増幅器２４の出力端子とコモンとの
間に３つの抵抗Ｒ01，Ｒ02，Ｒ03が直列に接続されてい
る。また、前記信号端子Ｒがコモンに、信号端子Ｇが演
算増幅器２４の非反転入力端子に接続されると共に、抵
抗Ｒ01と抵抗Ｒ02の間の点が演算増幅器２４の反転入力
端子に接続されている。そして、前記信号端子Ｔ，Ｔが
抵抗Ｒ01と抵抗Ｒ02との間の点および抵抗Ｒ02と抵抗Ｒ
02との間の点にそれぞれ接続されている。
【０００４】つまり、信号端子Ｔ，Ｔに接続されたサー
ミスタＲT の抵抗値（以下の説明において、サーミスタ
ＲT の抵抗値をＲT と表現する。また、他の各抵抗の抵
抗値についても同様に表現する）に伴って演算増幅器２
４の増幅率Ａ｛Ａ＝〔Ｒ01＋Ｒ02×ＲT ／（Ｒ02＋
ＲT ）＋Ｒ03〕／Ｒ01｝が変化するので、ガラス電極２
１ａからの信号をこの演算増幅器２４によって増幅して
計器２２内の内部回路に入力させることにより、測定信
号をサーミスタＲT によって温度補償できる。
ミスタＲT の抵抗値（以下の説明において、サーミスタ
ＲT の抵抗値をＲT と表現する。また、他の各抵抗の抵
抗値についても同様に表現する）に伴って演算増幅器２
４の増幅率Ａ｛Ａ＝〔Ｒ01＋Ｒ02×ＲT ／（Ｒ02＋
ＲT ）＋Ｒ03〕／Ｒ01｝が変化するので、ガラス電極２
１ａからの信号をこの演算増幅器２４によって増幅して
計器２２内の内部回路に入力させることにより、測定信
号をサーミスタＲT によって温度補償できる。
【０００５】ところで、温度補償用センサＲT は、一般
には、サーミスタを用いることが多いが、その抵抗は、
センサの構造、用途によりメーカーごとに異なってい
た。このため、センサプローブ２１と計器２２とを同一
機種のものをセットにして使用しなければならず、多様
な測定を必要とするユーザーにおいては、このような制
約のために、自由な選択が制限され、設備コストが増加
するなど不都合な面が多々あった。また、測定精度が低
下することを覚悟の上で、温度補償機能を無視して異な
る種類のセンサプローブ２１と計器２２とを組み合わせ
て使用することも考えられるが、温度補償機能が十分で
はないために、どうしても測定精度に欠けるといった問
題があった。
には、サーミスタを用いることが多いが、その抵抗は、
センサの構造、用途によりメーカーごとに異なってい
た。このため、センサプローブ２１と計器２２とを同一
機種のものをセットにして使用しなければならず、多様
な測定を必要とするユーザーにおいては、このような制
約のために、自由な選択が制限され、設備コストが増加
するなど不都合な面が多々あった。また、測定精度が低
下することを覚悟の上で、温度補償機能を無視して異な
る種類のセンサプローブ２１と計器２２とを組み合わせ
て使用することも考えられるが、温度補償機能が十分で
はないために、どうしても測定精度に欠けるといった問
題があった。
【０００６】そこで、センサプローブ２１に設けられた
温度補償用センサの抵抗値を変換するために、例えば、
図３〜５に示すような、抵抗変換装置が考えられる。図
３は、従来の抵抗変換装置の一例を示すものである。以
下の説明において、入力端子ＴI1，ＴI2は図２のセンサ
プローブ２１側の信号端子Ｔに接続され、出力端子
ＴO1，ＴO2は計器２２側の信号端子Ｔに接続される。つ
まり、以下の各説明の回路は、図２における信号ケーブ
ル２３の信号線２３T の位置に挿入されるものである。
温度補償用センサの抵抗値を変換するために、例えば、
図３〜５に示すような、抵抗変換装置が考えられる。図
３は、従来の抵抗変換装置の一例を示すものである。以
下の説明において、入力端子ＴI1，ＴI2は図２のセンサ
プローブ２１側の信号端子Ｔに接続され、出力端子
ＴO1，ＴO2は計器２２側の信号端子Ｔに接続される。つ
まり、以下の各説明の回路は、図２における信号ケーブ
ル２３の信号線２３T の位置に挿入されるものである。
【０００７】この図３において、３０は抵抗変換装置で
あり、この抵抗変換装置３０は入力端子ＴI1，ＴI2間に
接続されるサーミスタの抵抗値ＲT を電圧値ＶT に変換
する抵抗電圧変換器７と、出力端子ＴO1，ＴO2に両端が
接続される抵抗発生用の可変抵抗Ｒ31と、この可変抵抗
Ｒ31と同一の特性を持つモニター用の可変抵抗Ｒ31’
と、両可変抵抗Ｒ31，Ｒ31’を同時に動かすモータ３１
と、可変抵抗Ｒ31’と直列に接続されて電源ＶCCに接続
される抵抗ｒと、抵抗ｒと可変抵抗Ｒ31’との間の電圧
ＶM または前記抵抗電圧変換器７の出力電圧ＶT を時分
割してＡ／Ｄ変換器６に接続するアナログスイッチ５
と、このＡ／Ｄ変換器６によってデジタル変換された信
号を入力して前記モータ３１を制御するための制御信号
を計算するＣＰＵ８と、ＣＰＵ８からのデジタルの制御
信号をアナログ信号に変換するためのＤ／Ａ変換器９を
備えている。
あり、この抵抗変換装置３０は入力端子ＴI1，ＴI2間に
接続されるサーミスタの抵抗値ＲT を電圧値ＶT に変換
する抵抗電圧変換器７と、出力端子ＴO1，ＴO2に両端が
接続される抵抗発生用の可変抵抗Ｒ31と、この可変抵抗
Ｒ31と同一の特性を持つモニター用の可変抵抗Ｒ31’
と、両可変抵抗Ｒ31，Ｒ31’を同時に動かすモータ３１
と、可変抵抗Ｒ31’と直列に接続されて電源ＶCCに接続
される抵抗ｒと、抵抗ｒと可変抵抗Ｒ31’との間の電圧
ＶM または前記抵抗電圧変換器７の出力電圧ＶT を時分
割してＡ／Ｄ変換器６に接続するアナログスイッチ５
と、このＡ／Ｄ変換器６によってデジタル変換された信
号を入力して前記モータ３１を制御するための制御信号
を計算するＣＰＵ８と、ＣＰＵ８からのデジタルの制御
信号をアナログ信号に変換するためのＤ／Ａ変換器９を
備えている。
【０００８】前記抵抗変換装置３０を用いることによ
り、入力端子ＴI1，ＴI2間に接続されたサーミスタの抵
抗値ＲT に従ってモータ３１を駆動させて可変抵抗Ｒ31
を変化させ、出力端子ＴO1，ＴO2間の抵抗値Ｒ31をサー
ミスタの抵抗値ＲT に比例する大きさに変化させること
ができる。そして、可変抵抗Ｒ31と同じ特性の可変抵抗
Ｒ31’をモニター用として用いているので、出力端子Ｔ
O1，ＴO2間の抵抗値Ｒ31を正確に制御できるようにして
いる。
り、入力端子ＴI1，ＴI2間に接続されたサーミスタの抵
抗値ＲT に従ってモータ３１を駆動させて可変抵抗Ｒ31
を変化させ、出力端子ＴO1，ＴO2間の抵抗値Ｒ31をサー
ミスタの抵抗値ＲT に比例する大きさに変化させること
ができる。そして、可変抵抗Ｒ31と同じ特性の可変抵抗
Ｒ31’をモニター用として用いているので、出力端子Ｔ
O1，ＴO2間の抵抗値Ｒ31を正確に制御できるようにして
いる。
【０００９】前記出力端子ＴO1，ＴO2間の抵抗値の発生
方法については、図４に示すように、直列に接続された
幾つかの抵抗Ｒ41〜Ｒ43の各々に短絡用のアナログスイ
ッチ（またはリレー）４１〜４３を設けて、このスイッ
チ４１〜４３の動作によってＴO1，ＴO2間の抵抗値を段
階的に変化させる方法がある。
方法については、図４に示すように、直列に接続された
幾つかの抵抗Ｒ41〜Ｒ43の各々に短絡用のアナログスイ
ッチ（またはリレー）４１〜４３を設けて、このスイッ
チ４１〜４３の動作によってＴO1，ＴO2間の抵抗値を段
階的に変化させる方法がある。
【００１０】または、図５に示すように、異なる抵抗値
を有する抵抗Ｒ51，Ｒ52をアナログスイッチ５０によっ
て周期的に切り換えることにより、ＴO1，ＴO2間の抵抗
値を疑似的に変化させる方法もある。
を有する抵抗Ｒ51，Ｒ52をアナログスイッチ５０によっ
て周期的に切り換えることにより、ＴO1，ＴO2間の抵抗
値を疑似的に変化させる方法もある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記図３〜
図５に示した抵抗変換装置では、以下のような問題があ
る。すなわち、図３に示すものでは、可変抵抗Ｒ31，Ｒ
31’を機械的に操作しているので、抵抗値の発生回路お
よび装置が煩雑になり、コスト高に繋がるだけでなく、
応答性が悪く、故障しやすいという欠点がある。
図５に示した抵抗変換装置では、以下のような問題があ
る。すなわち、図３に示すものでは、可変抵抗Ｒ31，Ｒ
31’を機械的に操作しているので、抵抗値の発生回路お
よび装置が煩雑になり、コスト高に繋がるだけでなく、
応答性が悪く、故障しやすいという欠点がある。
【００１２】また、図４に示すものでは、出力端子
ＴO1，ＴO2間の抵抗値に連続性がなく、抵抗値範囲が限
定されるという欠点がある。
ＴO1，ＴO2間の抵抗値に連続性がなく、抵抗値範囲が限
定されるという欠点がある。
【００１３】そして、図５に示すものでは、抵抗値に揺
れが生じて、高精度の測定に利用することは不可能であ
る。また、これに加えて、抵抗Ｒ51，Ｒ52よりも大きな
抵抗値を得る場合など、出力端子ＴO1，ＴO2間の抵抗値
の可変範囲を増やすためにはスイッチ５０がオープンに
なる状態を作る必要があり、入力にオープンの状態をき
らう装置には使用できないという問題がある。
れが生じて、高精度の測定に利用することは不可能であ
る。また、これに加えて、抵抗Ｒ51，Ｒ52よりも大きな
抵抗値を得る場合など、出力端子ＴO1，ＴO2間の抵抗値
の可変範囲を増やすためにはスイッチ５０がオープンに
なる状態を作る必要があり、入力にオープンの状態をき
らう装置には使用できないという問題がある。
【００１４】上述のような問題は、ｐＨ計のみならず、
ＤＯ計や導電率計などの測定に際し温度補償を必要とす
る計測機器において一般に生じているところである。ま
た、異なる機種のセンサプローブ２１と計器２２とを組
み合わせて使用する場合のみならず、同機種のセンサプ
ローブ２１と計器２２とを組み合わせて使用する場合に
おいても、特殊な用途においては仕様ごとに変更するこ
とも稀に生じる。
ＤＯ計や導電率計などの測定に際し温度補償を必要とす
る計測機器において一般に生じているところである。ま
た、異なる機種のセンサプローブ２１と計器２２とを組
み合わせて使用する場合のみならず、同機種のセンサプ
ローブ２１と計器２２とを組み合わせて使用する場合に
おいても、特殊な用途においては仕様ごとに変更するこ
とも稀に生じる。
【００１５】この発明は、上述の事柄に留意してなされ
たもので、温度補償を必要とする計測機器におけるセン
サプローブの温度補償用センサの抵抗と計器の基準抵抗
との整合を簡単にとることができ、電極のコストダウン
および互換性を達成する抵抗変換装置を提供することを
目的としている。
たもので、温度補償を必要とする計測機器におけるセン
サプローブの温度補償用センサの抵抗と計器の基準抵抗
との整合を簡単にとることができ、電極のコストダウン
および互換性を達成する抵抗変換装置を提供することを
目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の抵抗変換装置は、出力端子間に出力側回路
を接続される第１トランジスタと、この第１トランジス
タと同一パッケージ内にあり前記出力端子間に印加され
る電圧と同一の電圧を出力端子間に印加される第２トラ
ンジスタと、前記出力端子にかけられる電圧値および第
２トランジスタに流れる電流値をデジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、入力部に接続された入力抵抗の抵抗
値を電圧に変換する抵抗電圧変換回路と、この電圧値お
よび電流値によって両トランジスタの出力端子間の抵抗
値を算出し、前記抵抗電圧変換回路の出力電圧に従って
所望の抵抗値となるように、両トランジスタを制御する
信号の大きさを算出するＣＰＵと、この制御信号をアナ
ログ値に変換して両トランジスタに入力させるＤ／Ａ変
換器とを備えている。
め、本発明の抵抗変換装置は、出力端子間に出力側回路
を接続される第１トランジスタと、この第１トランジス
タと同一パッケージ内にあり前記出力端子間に印加され
る電圧と同一の電圧を出力端子間に印加される第２トラ
ンジスタと、前記出力端子にかけられる電圧値および第
２トランジスタに流れる電流値をデジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、入力部に接続された入力抵抗の抵抗
値を電圧に変換する抵抗電圧変換回路と、この電圧値お
よび電流値によって両トランジスタの出力端子間の抵抗
値を算出し、前記抵抗電圧変換回路の出力電圧に従って
所望の抵抗値となるように、両トランジスタを制御する
信号の大きさを算出するＣＰＵと、この制御信号をアナ
ログ値に変換して両トランジスタに入力させるＤ／Ａ変
換器とを備えている。
【００１７】また、前記Ａ／Ｄ変換器を一つ設けて、前
記電圧値および電流値を時分割してデジタル変換するた
めのアナログスイッチを備えてもよい。このアナログス
イッチを設けることにより、比較的高価なＡ／Ｄ変換器
の数を少なくすることができ、回路の構成をシンプルに
することができる。
記電圧値および電流値を時分割してデジタル変換するた
めのアナログスイッチを備えてもよい。このアナログス
イッチを設けることにより、比較的高価なＡ／Ｄ変換器
の数を少なくすることができ、回路の構成をシンプルに
することができる。
【００１８】さらに、前記トランジスタがＦＥＴである
場合には、ドレン−ソース間の電位は正逆いずれであっ
てもよく、抵抗変換装置の汎用性が増す。
場合には、ドレン−ソース間の電位は正逆いずれであっ
てもよく、抵抗変換装置の汎用性が増す。
【００１９】
【発明の実施の形態】図１は本発明の一例を示す回路図
である。この図において、図２，３と同一の符号が付さ
れた部材については、これらの図と同一または同等の部
材であるので、その詳細な説明を省略する。また、以下
の説明の回路は、図２における信号ケーブル２３の信号
線２３T の位置に挿入されるものである。
である。この図において、図２，３と同一の符号が付さ
れた部材については、これらの図と同一または同等の部
材であるので、その詳細な説明を省略する。また、以下
の説明の回路は、図２における信号ケーブル２３の信号
線２３T の位置に挿入されるものである。
【００２０】図１において、２ａおよび２ｂは同一パッ
ケージ２内にある第１ＦＥＴおよび第２ＦＥＴであり、
出力端子ＴO1，ＴO2間に抵抗値を発生するのは第１ＦＥ
Ｔ２ａである。したがって、この出力端子ＴO1およびＴ
O2がそれぞれ第１ＦＥＴ２ａのドレン端子Ｄ1 およびソ
ース端子Ｓ1 に接続される。また、第２ＦＥＴ２ｂは第
１ＦＥＴ２ｂと同一パッケージ２に設けられているの
で、その特性は第１ＦＥＴ２ａと同じであり、温度条件
等も同一であるから、この第２ＦＥＴ２ｂを第１ＦＥＴ
が発生する抵抗値のモニター用として機能する。
ケージ２内にある第１ＦＥＴおよび第２ＦＥＴであり、
出力端子ＴO1，ＴO2間に抵抗値を発生するのは第１ＦＥ
Ｔ２ａである。したがって、この出力端子ＴO1およびＴ
O2がそれぞれ第１ＦＥＴ２ａのドレン端子Ｄ1 およびソ
ース端子Ｓ1 に接続される。また、第２ＦＥＴ２ｂは第
１ＦＥＴ２ｂと同一パッケージ２に設けられているの
で、その特性は第１ＦＥＴ２ａと同じであり、温度条件
等も同一であるから、この第２ＦＥＴ２ｂを第１ＦＥＴ
が発生する抵抗値のモニター用として機能する。
【００２１】第１ＦＥＴ２ａのドレン端子Ｄ1 およびソ
ース端子Ｓ1 に接続されている演算増幅器３，４はいず
れも負帰還されている。したがって、このように接続さ
れた演算増幅器３，４はその反転入力端子３ｂ，４ｂに
入力される電圧が非反転入力端子３ａ，４ａに入力され
る電圧と同一になるように出力端子３ｃおよび４ｃの電
圧を調整する。
ース端子Ｓ1 に接続されている演算増幅器３，４はいず
れも負帰還されている。したがって、このように接続さ
れた演算増幅器３，４はその反転入力端子３ｂ，４ｂに
入力される電圧が非反転入力端子３ａ，４ａに入力され
る電圧と同一になるように出力端子３ｃおよび４ｃの電
圧を調整する。
【００２２】つまり、前記演算増幅器３においては、そ
の出力端子３ｃを反転入力端子３ｂに直接属しているの
で、演算増幅器３の入力側の回路（出力端子ＴO1に直接
接続される回路）からほとんど電流を流すことなく、第
１ＦＥＴ２ａのドレン端子Ｄ1 にかけられた電圧ＶD を
第２ＦＥＴ２ｂのドレン端子Ｄ2 にかけることができ
る。
の出力端子３ｃを反転入力端子３ｂに直接属しているの
で、演算増幅器３の入力側の回路（出力端子ＴO1に直接
接続される回路）からほとんど電流を流すことなく、第
１ＦＥＴ２ａのドレン端子Ｄ1 にかけられた電圧ＶD を
第２ＦＥＴ２ｂのドレン端子Ｄ2 にかけることができ
る。
【００２３】また、前記演算増幅器４においては、その
入力側の回路からほとんど電流を流すことなく、第１Ｆ
ＥＴ２ａのソース端子Ｓ1 にかけられた電圧ＶS を第２
ＦＥＴ２ｂのソース端子Ｓ2 にかけることができる。そ
して、出力電圧ＶI および電圧ＶS を測定することによ
り、抵抗ＲF に流れる電流ＩD を以下の式（１）によっ
て計算し、測定することができる。つまり、Ａ／Ｄ変換
器９によって電圧ＶI，ＶS の値をデジタル信号に変換
し、ＣＰＵ８に入力し、式（１）を演算するという意味
で、請求項１に記載しているように、Ａ／Ｄ変換器９は
第２トランジスタに流れる電流ＩD の値をデジタル信号
に変換している。 ＩD ＝（ＶS −ＶI ）／ＲF …（１）
入力側の回路からほとんど電流を流すことなく、第１Ｆ
ＥＴ２ａのソース端子Ｓ1 にかけられた電圧ＶS を第２
ＦＥＴ２ｂのソース端子Ｓ2 にかけることができる。そ
して、出力電圧ＶI および電圧ＶS を測定することによ
り、抵抗ＲF に流れる電流ＩD を以下の式（１）によっ
て計算し、測定することができる。つまり、Ａ／Ｄ変換
器９によって電圧ＶI，ＶS の値をデジタル信号に変換
し、ＣＰＵ８に入力し、式（１）を演算するという意味
で、請求項１に記載しているように、Ａ／Ｄ変換器９は
第２トランジスタに流れる電流ＩD の値をデジタル信号
に変換している。 ＩD ＝（ＶS −ＶI ）／ＲF …（１）
【００２４】これに加えて、ドレン電圧ＶD を測定する
ことにより、モニター用の第２ＦＥＴ２ｂのソース端子
Ｓ2 とドレン端子Ｄ2 の間の抵抗値ＲDSを以下の式
（２）によって計算し、測定することが可能となる。 ＲDS＝（ＶD −ＶS ）／ＩD …（２）
ことにより、モニター用の第２ＦＥＴ２ｂのソース端子
Ｓ2 とドレン端子Ｄ2 の間の抵抗値ＲDSを以下の式
（２）によって計算し、測定することが可能となる。 ＲDS＝（ＶD −ＶS ）／ＩD …（２）
【００２５】また、前記式（１）を式（２）に代入する
ことにより、以下の式（３）が得られる。 ＲDS＝ＲF （ＶD −ＶS ）／（ＶS −ＶI ） …（３）
ことにより、以下の式（３）が得られる。 ＲDS＝ＲF （ＶD −ＶS ）／（ＶS −ＶI ） …（３）
【００２６】すでに詳述したように、第２ＦＥＴ２ｂは
第１ＦＥＴ２ａと同一の特性を有しており、演算増幅器
３，４によって第２ＦＥＴ２ｂは第１ＦＥＴ２ａと同様
の電圧をソース端子Ｓ2 とドレン端子Ｄ2 との間にかけ
られている。また、両ＦＥＴ２ａ，２ｂのゲート入力端
子Ｇ1 ，Ｇ2 はいずれもＤ／Ａ変換器９に接続されてお
り、両ＦＥＴ２ａ，２ｂは同一の制御信号ＶG によって
制御される。したがって、一般にＦＥＴはドレン−ソー
ス間に印加する電圧によってＯＮ抵抗が変化するが、両
ＦＥＴ２ａ，２ｂのソース端子Ｓ1 ，Ｓ2 、ドレン端子
Ｄ1 ，Ｄ2 、ゲート入力端子Ｇ1 ，Ｇ2 のいずれにも同
一の電圧をかけるようにしているので、上述の式（３）
によって計算される第２ＦＥＴ２ｂのソース端子Ｓ2 と
ドレン端子Ｄ2 間の抵抗値ＲDSは第１ＦＥＴ２ａのソー
ス端子Ｓ1 とドレン端子Ｄ1 の間に発生する抵抗値と同
一である。
第１ＦＥＴ２ａと同一の特性を有しており、演算増幅器
３，４によって第２ＦＥＴ２ｂは第１ＦＥＴ２ａと同様
の電圧をソース端子Ｓ2 とドレン端子Ｄ2 との間にかけ
られている。また、両ＦＥＴ２ａ，２ｂのゲート入力端
子Ｇ1 ，Ｇ2 はいずれもＤ／Ａ変換器９に接続されてお
り、両ＦＥＴ２ａ，２ｂは同一の制御信号ＶG によって
制御される。したがって、一般にＦＥＴはドレン−ソー
ス間に印加する電圧によってＯＮ抵抗が変化するが、両
ＦＥＴ２ａ，２ｂのソース端子Ｓ1 ，Ｓ2 、ドレン端子
Ｄ1 ，Ｄ2 、ゲート入力端子Ｇ1 ，Ｇ2 のいずれにも同
一の電圧をかけるようにしているので、上述の式（３）
によって計算される第２ＦＥＴ２ｂのソース端子Ｓ2 と
ドレン端子Ｄ2 間の抵抗値ＲDSは第１ＦＥＴ２ａのソー
ス端子Ｓ1 とドレン端子Ｄ1 の間に発生する抵抗値と同
一である。
【００２７】前記抵抗電圧変換器７の内部回路は、例え
ば、一方の入力端子ＴI2はコモンに、他方の入力端子Ｔ
I1は抵抗ＲI を介して電源Ｖccに接続している。この場
合、サーミスタの抵抗値ＲT は、この抵抗電圧変換器７
の出力電圧ＶT を含む以下の式（４）によって計算でき
る。なお、この抵抗電圧変換器７としてブリッジ回路を
用いるなど種々に変更可能であり、この場合には以下の
式（４）を変更すればよい。 ＲT ＝ＶT ＲI ／（ＶCC−ＶT ） …（４）
ば、一方の入力端子ＴI2はコモンに、他方の入力端子Ｔ
I1は抵抗ＲI を介して電源Ｖccに接続している。この場
合、サーミスタの抵抗値ＲT は、この抵抗電圧変換器７
の出力電圧ＶT を含む以下の式（４）によって計算でき
る。なお、この抵抗電圧変換器７としてブリッジ回路を
用いるなど種々に変更可能であり、この場合には以下の
式（４）を変更すればよい。 ＲT ＝ＶT ＲI ／（ＶCC−ＶT ） …（４）
【００２８】そして、ＣＰＵ８は、上述の式（３）にし
たがってドレン電圧ＶD ，ソース電圧ＶS ，前記演算増
幅器４の出力電圧ＶI によって第１ＦＥＴ２ａのソース
端子Ｓ2 とドレン端子Ｄ2 の間に発生する抵抗値ＲDSを
計算し、この抵抗値ＲDSが上述の式（４）によって計算
されたサーミスタの抵抗値ＲT に比例すると共に、計器
２の温度補償に適切な値となるように、両ＦＥＴ２ａ，
２ｂに出力されるゲート電圧ＶG を調整する。
たがってドレン電圧ＶD ，ソース電圧ＶS ，前記演算増
幅器４の出力電圧ＶI によって第１ＦＥＴ２ａのソース
端子Ｓ2 とドレン端子Ｄ2 の間に発生する抵抗値ＲDSを
計算し、この抵抗値ＲDSが上述の式（４）によって計算
されたサーミスタの抵抗値ＲT に比例すると共に、計器
２の温度補償に適切な値となるように、両ＦＥＴ２ａ，
２ｂに出力されるゲート電圧ＶG を調整する。
【００２９】なお、上記の例では温度補償用センサの一
例としてサーミスタを挙げて説明しているので、抵抗値
ＲDSがサーミスタの抵抗値ＲT に比例するようにＦＥＴ
２ａ，２ｂのゲート電圧ＶG を調整しているのである
が、温度補償用センサの種類によっては抵抗値ＲDSがサ
ーミスタの抵抗値ＲT によって反比例したり、特異な変
化をする場合においても対応できるので、あらゆる種類
のセンサプローブの温度補償用センサの抵抗と計器の基
準抵抗との整合性を取ることを極めて容易にできる。し
たがって、安価な温度補償用センサを用いることがで
き、ｐＨ計やＤＯ計あるいは導電率計などのセンサプロ
ーブの製作コストを抑えることができる。
例としてサーミスタを挙げて説明しているので、抵抗値
ＲDSがサーミスタの抵抗値ＲT に比例するようにＦＥＴ
２ａ，２ｂのゲート電圧ＶG を調整しているのである
が、温度補償用センサの種類によっては抵抗値ＲDSがサ
ーミスタの抵抗値ＲT によって反比例したり、特異な変
化をする場合においても対応できるので、あらゆる種類
のセンサプローブの温度補償用センサの抵抗と計器の基
準抵抗との整合性を取ることを極めて容易にできる。し
たがって、安価な温度補償用センサを用いることがで
き、ｐＨ計やＤＯ計あるいは導電率計などのセンサプロ
ーブの製作コストを抑えることができる。
【００３０】また、本例では、第１，第２のトランジス
タの一例としてＦＥＴを用いているので、出力端子
ＴO1，ＴO2にかけられる電圧の極性を全く考える必要が
なく、抵抗変換装置１の汎用性が増しているが、本発明
はこれに限られるものではない。
タの一例としてＦＥＴを用いているので、出力端子
ＴO1，ＴO2にかけられる電圧の極性を全く考える必要が
なく、抵抗変換装置１の汎用性が増しているが、本発明
はこれに限られるものではない。
【００３１】さらに、本例では、Ａ／Ｄ変換器６の前段
にアナログスイッチ５を設けて、このアナログスイッチ
５の切換えによってドレン電圧ＶD ，ソース電圧ＶS ，
前記演算増幅器４の出力電圧ＶI および抵抗電圧変換回
路７の出力電圧ＶT を時分割してＣＰＵ８に入力させる
ことにより回路の簡素化と製作コストの低減を図ってい
るが、本発明はこれに限られるものではなく、それぞれ
の入力に対して、別々のＡ／Ｄ変換器を設けるようにし
てもよいことは言うまでもない。
にアナログスイッチ５を設けて、このアナログスイッチ
５の切換えによってドレン電圧ＶD ，ソース電圧ＶS ，
前記演算増幅器４の出力電圧ＶI および抵抗電圧変換回
路７の出力電圧ＶT を時分割してＣＰＵ８に入力させる
ことにより回路の簡素化と製作コストの低減を図ってい
るが、本発明はこれに限られるものではなく、それぞれ
の入力に対して、別々のＡ／Ｄ変換器を設けるようにし
てもよいことは言うまでもない。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
同一のパッケージ内にある２つのトランジスタのうち、
第１のトランジスタで出力端子間の抵抗値を発生し、第
２のトランジスタで第１のトランジスタの抵抗値をモニ
ターすることにより、従来のように、可変抵抗を機械的
に操作する構造を設ける必要がなく、全てが電気的に制
御できるため、抵抗値の発生回路を小型化できると共
に、応答性が早く、故障しにくく、しかも、抵抗変換装
置の製造コストを引き下げることもできる。
同一のパッケージ内にある２つのトランジスタのうち、
第１のトランジスタで出力端子間の抵抗値を発生し、第
２のトランジスタで第１のトランジスタの抵抗値をモニ
ターすることにより、従来のように、可変抵抗を機械的
に操作する構造を設ける必要がなく、全てが電気的に制
御できるため、抵抗値の発生回路を小型化できると共
に、応答性が早く、故障しにくく、しかも、抵抗変換装
置の製造コストを引き下げることもできる。
【００３３】また、出力端子間の抵抗値をアナログ的に
変化させることができ、抵抗値範囲が広がると共に、従
来のように出力端子間をオープンにする必要もなく、入
力インピーダンスの高い回路に対しても接続可能であ
る。
変化させることができ、抵抗値範囲が広がると共に、従
来のように出力端子間をオープンにする必要もなく、入
力インピーダンスの高い回路に対しても接続可能であ
る。
【００３４】つまり、本発明の抵抗変換装置はｐＨ計の
みならず、ＤＯ計や導電率計などの測定に際し温度補償
を必要とする計測機器において用いることができ、本発
明の抵抗変換装置をプローブと計測機器との間に挿入す
ることにより、あらゆる機種のセンサプローブと計器と
を組み合わせて使用することができる。また、特殊な用
途で測定するために、本発明の抵抗変換装置をプローブ
と計測機器との間に挿入してもよい。
みならず、ＤＯ計や導電率計などの測定に際し温度補償
を必要とする計測機器において用いることができ、本発
明の抵抗変換装置をプローブと計測機器との間に挿入す
ることにより、あらゆる機種のセンサプローブと計器と
を組み合わせて使用することができる。また、特殊な用
途で測定するために、本発明の抵抗変換装置をプローブ
と計測機器との間に挿入してもよい。
【００３５】また、前記Ａ／Ｄ変換器の前段に電圧値お
よび電流値を時分割してデジタル変換するためのアナロ
グスイッチを備えたことにより、比較的高価なＡ／Ｄ変
換器の数を少なくすることができ、回路の構成をよりシ
ンプルにすると共に、抵抗変換装置の製作コストを削減
できる。
よび電流値を時分割してデジタル変換するためのアナロ
グスイッチを備えたことにより、比較的高価なＡ／Ｄ変
換器の数を少なくすることができ、回路の構成をよりシ
ンプルにすると共に、抵抗変換装置の製作コストを削減
できる。
【００３６】さらに、前記トランジスタがＦＥＴである
場合には、ドレン−ソース間の電位は正逆いずれであっ
てもよく、抵抗変換装置の汎用性がさらに増す。
場合には、ドレン−ソース間の電位は正逆いずれであっ
てもよく、抵抗変換装置の汎用性がさらに増す。
【図１】本発明の抵抗変換装置の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図２】抵抗変換装置を接続する装置の一例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】従来の抵抗変換装置の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】従来の抵抗変換装置の抵抗値発生部の異なる例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図５】従来の抵抗変換装置の抵抗値発生部のさらに異
なる例を示す回路図である。
なる例を示す回路図である。
１…抵抗変換装置、２…パッケージ、２ａ…第１トラン
ジスタ、２ｂ…第２トランジスタ、５…アナログスイッ
チ、６…Ａ／Ｄ変換器、７…抵抗電圧変換器、８…ＣＰ
Ｕ、９…Ｄ／Ａ変換器。
ジスタ、２ｂ…第２トランジスタ、５…アナログスイッ
チ、６…Ａ／Ｄ変換器、７…抵抗電圧変換器、８…ＣＰ
Ｕ、９…Ｄ／Ａ変換器。
Claims (3)
- 【請求項１】 出力端子間に出力側回路を接続される第
１トランジスタと、この第１トランジスタと同一パッケ
ージ内にあり前記出力端子間に印加される電圧と同一の
電圧を出力端子間に印加される第２トランジスタと、前
記出力端子にかけられる電圧値および第２トランジスタ
に流れる電流値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、入力部に接続された入力抵抗の抵抗値を電圧に変換
する抵抗電圧変換回路と、この電圧値および電流値によ
って両トランジスタの出力端子間の抵抗値を算出し、前
記抵抗電圧変換回路の出力電圧に従って所望の抵抗値と
なるように、両トランジスタを制御する信号の大きさを
算出するＣＰＵと、この制御信号をアナログ値に変換し
て両トランジスタに入力させるＤ／Ａ変換器とを備えた
抵抗変換装置。 - 【請求項２】 前記Ａ／Ｄ変換器を一つ設けて、前記電
圧値および電流値を時分割してデジタル変換するための
アナログスイッチを備えた請求項１に記載の抵抗変換装
置。 - 【請求項３】 前記トランジスタがＦＥＴである請求項
１または２に記載の抵抗変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7290439A JPH09105733A (ja) | 1995-10-12 | 1995-10-12 | 抵抗変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7290439A JPH09105733A (ja) | 1995-10-12 | 1995-10-12 | 抵抗変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09105733A true JPH09105733A (ja) | 1997-04-22 |
Family
ID=17756053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7290439A Pending JPH09105733A (ja) | 1995-10-12 | 1995-10-12 | 抵抗変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09105733A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002214220A (ja) * | 2001-01-23 | 2002-07-31 | Fis Kk | 水質チェッカ回路 |
-
1995
- 1995-10-12 JP JP7290439A patent/JPH09105733A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002214220A (ja) * | 2001-01-23 | 2002-07-31 | Fis Kk | 水質チェッカ回路 |
| JP4658342B2 (ja) * | 2001-01-23 | 2011-03-23 | エフアイエス株式会社 | 水質チェッカ回路 |
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