JPH0897875A - 位相検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 位相検出の非線形性を取り除いたΣ−Δ変調
技術を用いた位相検出回路の構成法を明らかにし、これ
により大容量ＲＯＭや除算器さらにはＡＤＣも必要とせ
ずに、検出性能のよい位相検出回路を提供し、これによ
り移動体通信の移動器の小型化・軽量化・経済化・低消
費電力化を実現する。 【構成】 第１の位相情報検出部１０が入力された複素
ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分から第１の粗位相値Ｓ１
ｂと第１の微位相値Ｓ１ａとを出力し、第２の位相情報
検出部２０が、第１の位相情報検出部１０の分割された
複数の位相領域に対してπ／Ｎシフトした複数の位相領
域により第２の粗位相値Ｓ２ｂと第２の微位相値Ｓ２ａ
とを出力する。そして、位相合成部３０が各粗位相値と
微位相値とを加算し、該加算結果を平均化して、各粗位
相値と微位相値との加算出力による位相誤差を相殺した
検出位相値を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、通信機器の受信機にお
いて、角度変調された受信波形から変調情報を復元する
復調器に用いられる位相検出回路に関し、特に移動通信
の分野で多く用いられるＦＭ変調やπ／４シフトＤＱＰ
ＳＫ変調された受信波形から変調情報を復元するのに好
適な位相検出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、移動体通信における移動機では、
携帯電話機に見られるように小型化・軽量化・経済化・
低消費電力化による利便性の向上を追求することが一段
と重要となっている。

【０００３】このうちの小型化・軽量化・経済化を実現
するためには、従来のディスクリート部品を用いて構成
されたブロックをより多くＩＣ化／ＬＳＩ化することが
効果的である。

【０００４】しかし、この従来のディスクリート部品の
ＩＣ化／ＬＳＩ化は、一般に消費電力を増加させる傾向
にあり、消費電力を少なくする回路技術の開発が重要な
課題となっている。

【０００５】一方、移動体通信における通信方式は、従
来からキャリアをＦＭ変調して情報を伝送することが一
般的である。また、近年、電波の有効利用・通信の高品
質化を目指して、移動体通信のディジタル化が推進され
ており、変調方式としてπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調方
式が多くの移動体通信システムで採用されるに至ってい
る。

【０００６】周知のように、これらの変調方式に対する
受信機の中には、受信した信号を直交復調して生じる複
素ベースバンド信号（基準となるＩ軸とこれに直交する
Ｑ軸の成分からなる信号：以後、Ｉ軸成分の信号を「Ｉ
信号］、Ｑ軸成分の信号を「Ｑ信号」と呼称する）から
原変調信号を復調する受信方式を採用したものがある。

【０００７】この受信方式は、別の受信方式であるスー
パーヘテロダイン受信方式の受信機と比較した場合に、
キャリア周波数とローカル周波数とが等しいことから、
（ａ）イメージ抑圧用のフィルタが不要である。

【０００８】（ｂ）チャネル選択度は、ベースバンドの
ＩＣ内蔵のフィルタによって得ることができる。

【０００９】（ｃ）復調もベースバンドで行うため、こ
れもＩＣ内蔵化できる。

【００１０】等の利点を有しており、受信機の小型化・
軽量化・経済化を実現する方式として注目を集めてい
る。

【００１１】ここで、直交復調は受信周波数で直接行っ
てもよいし、中間周波数に落として行ってもよい。

【００１２】この種の受信／復調方式による従来の受信
機としては、次のようなものがある。すなわち、図１０
は、従来の直交復調方式を採用した受信機の構成を示す
図である。

【００１３】まず図１０（ａ）において、端子１０１か
ら入力された受信信号は、直交復調器１０２に入力さ
れ、発信器１０３との乗算により複素ベースバンド信号
であるＩ信号ＳＩとＱ信号ＳＱに分離される。Ｉ信号Ｓ
ＩおよびＱ信号ＳＱは、それぞれロー・パス・フィルタ
１０４，１０５により不要信号が取り除かれた後、Ａ／
Ｄ変換器（ＡＤＣ）１０６，１０７でディジタル値に変
換される。ディジタル化されたＩ信号およびＱ信号のそ
れぞれは、読出専用メモリ（ＲＯＭ）１０８にアドレス
情報として入力される。ここで、ＲＯＭ１０８には、Ｉ
軸上のディジタル値およびＱ軸上のディジタル値をアド
レスとする複素ベースバンド信号の位相値θが書き込ま
れている。すなわち、 θ＝arc（tan（Ｑ／Ｉ）） の関係がＲＯＭ１０８に書き込まれている。

【００１４】従って、ディジタル化されたＩ信号および
Ｑ信号のディジタル値がＲＯＭ１０８に入力されると、
該ディジタル値をアドレスとして複素ベースバンド信号
の位相値、すなわち瞬時位相値が出力され、ＲＯＭ１０
８は、位相検出回路としての動作を行う。

【００１５】このＲＯＭ１０８から出力された位相値θ
は、差分位相生成回路１０９に入力され、一定時間間隔
Ｔの間の位相変化値Δθが出力される。すなわち、 Δθ＝θｎ−θｎ-1 で与えられる位相変化値が得られる。

【００１６】ここで、受信信号が周波数変調されたＦＭ
信号の場合、単位時間Ｔ当たりの位相変化は、角周波数
ωに近似できる。すなわち、 ω≒（Δθ／Ｔ） とする式に角周波数ωは近似される。従って、単位時間
Ｔを適切に選ぶことにより、差分位相生成回路１０８に
よりＦＭ復調信号を得ることができる。

【００１７】なお、一般に、移動体ＦＭ通信の送信時に
おいては、ＦＭ通信の特性から、音声情報信号をコンプ
レッサによりレベル圧縮した後、プリエンファシスをか
けてから変調することが行われる。したがって、移動体
ＦＭ通信の受信時においては、原変調音声情報を得るた
めに、差分位相生成回路１０９からの出力信号は、帯域
外雑音除去用フィルタ、ディエンファシス回路、エキス
パンダ回路などにより構成される変調情報再生回路１１
０に入力され、該変調情報再生回路１１０の出力により
原変調音声情報を得ることができる。

【００１８】一方、受信信号がπ／４シフトＤＱＰＳＫ
信号の場合は、単位時間Ｔを１シンボル時間に選ぶこと
により、差分位相生成回路１０９の出力に１シンボル毎
の位相変化値が得られる。これは、原変調信号が差分変
調され、１シンボル時間Ｔの間の相対位相差を伝送すべ
き位相情報としているためである。π／４シフトＤＱＰ
ＳＫ信号による１シンボル毎の位相変化値は、伝送され
た２ビットの情報により、±π／４および±３π／４の
４値に限定され、該４値のなかで、どの位相変化が生じ
たかを判定し、伝送された２ビットの情報が復元され
る。

【００１９】ところで、図１０（ａ）に示す従来の受信
機を構成する各ブロック１０１〜１１０は、１あるいは
２個程度のＩＣ／ＬＳＩで実現することが望ましい。

【００２０】しかし、位相検出回路の動作を行う構成と
して、ＲＯＭ１０８を用いているため、例えばＩ信号お
よびＱ信号のディジタル値がそれぞれ８ビット、出力さ
れる位相値の角度データが８ビットであるとすると、５
１２キロビットのＲＯＭが必要となり、ＬＳＩのチップ
面積の増大によるコストアップ、ＬＳＩ寸法の大型化に
よる機器の経済化・小型化への阻害要因となっている。
また、これを避けるためＩ信号およびＱ信号並びに位相
値のビット数を削減しようとすると復調器の性能が劣化
してしまうという不具合が生じる。

【００２１】そこで、このＲＯＭ１０８に伴う不具合に
着目して改良した受信機が考えられた。すなわち、図１
０（ｂ）は、図１０（ａ）を改良した従来の受信機であ
り、この受信機は、予め、ｄ＝（Ｑ／Ｉ）なる値ｄを割
算器１１１を用いて計算し、この値ｄをＲＯＭ１１２の
アドレスとして与え、ＲＯＭ１１２からＲＯＭ１０８の
出力と同様な位相値を出力させるものであり、図１０
（ａ）のＲＯＭ１０８を、対応する位相検出器１１３と
したものである。この場合、値ｄを１０ビットとする
と、ＲＯＭ１１２は８キロビットで済み、大幅な記憶容
量の削減が可能となる。なお、その他の構成については
説明の便宜上同一構成要素に対しては同一符号を付して
いる。

【００２２】ところで、この除算器１１１による除算の
方式としては、逆数ＲＯＭ方式、対数計算方式、減算シ
フト方式、収束型除算方式の４種類が知られているが、
現在のところ、精度よく、かつ高速に除算結果を得るた
めの有効な手法がないのが実状であり（丸田力男、西谷
隆男著「シグナルプロセッサとその応用」昭晃堂、３８
〜４１頁参照）、このため、除算にかかる回路部分の制
約がこの種の位相検出回路を実現するための大きな障害
となっていた。

【００２３】さらに、直交復調器の出力は、アナログ信
号であるのに対し、除算器１１１、ＲＯＭ１１２は、デ
ィジタル回路であるから、図１０（ａ）と同様に位相検
出回路の前段にＡＤＣ１０６，１０７が必要であり、こ
のＡＤＣ１０６，１０７が受信機の回路規模や消費電力
を大きくする要因のひとつとなっていた。

【００２４】これに対し、上述した従来の受信機の不具
合を解決するための位相検出回路として、次のようなも
のが提案されている（特願平５−１１３１６２号「位相
検出回路及びこれに用いる位相検出方式」におけるΣ−
Δ変調技術を用いた位相検出回路を参照）。

【００２５】図１１は、Σ−Δ変調技術を用いて従来の
受信機の不具合を解決した位相検出回路の構成を示す図
である。

【００２６】図１１において、この位相検出回路は、入
力されたＩ信号ＳＩおよびＱ信号ＳＱからなる複素ベー
スバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジアン（Ｎは４
以上の整数）づつに等分割した複数の位相領域のうちの
どの領域に属するかを検出し、該検出結果を粗位相値と
して出力する位相領域検出回路１１１と、前記複素ベー
スバンド信号の位相の該位相の増加あるいは減少方向を
示す指示信号ＳＳに応じて＋π／Ｎラジアンまたは−π
／Ｎラジアン回転させ、これを前記位相領域検出回路１
１１により検出された位相領域を２等分する中心軸に直
交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相の増
加方向を正とする直線に投影した値を出力する回転投影
回路１１２と、回転投影回路１１２の出力を積分する積
分回路１１３と、積分回路１１３の出力を２値量子化
し、微位相値として出力する量子化回路１１４と、量子
化回路１１４の出力を遅延させ、指示信号ＳＳとして出
力する遅延回路１１５と、位相領域検出回路１１１の粗
位相値出力と量子化回路１１４の微位相値出力とを合成
する位相値合成回路１１６と、位相合成回路１１６の出
力をろ波するフィルタ回路１１７とから構成されてい
る。

【００２７】次に、図１１に示す位相検出回路の動作を
図１２に示すＩ，Ｑの直交座標を用いて説明する。

【００２８】まず、２π／Ｎラジアンづつに等分割され
た位相領域の１つ（直線Ｌ1と直線Ｌ2とにより挟まれた
位相領域Ｅ１）に入力された複素ベースバンド信号ベク
トルｖinが入っている場合を考える。ここで、この位相
領域Ｅ１を２等分する中心軸の直線Ｌ3とＩ軸との角を
粗位相値θcとし、複素ベースバンド信号ベクトルｖin
と直線Ｌ3との角を微位相値θfとする。従って、入力さ
れた複素ベースバンド信号ベクトルｖinとＩ軸との角が
該複素ベースバンド信号ベクトルｖinの全位相値θであ
り、この全位相値θは、次式で表せる。すなわち、 θ＝θc＋θf である。

【００２９】また、直線Ｌ3と直交し、かつその交点を
原点とし位相領域Ｅ１の位相の増加方向を正とする直線
を直線Ｌ4とする。

【００３０】さらに、図１２においては、遅延回路１１
５から出力される指示信号としての２値信号である”
０”または”１”に応じて、＋π／Ｎラジアン回転させ
たベクトルをｖ1、−π／Ｎラジアン回転させたベクト
ルをｖ2としている。

【００３１】このベクトルｖ1およびｖ2を直線Ｌ4の方
向を考慮して直線Ｌ4に投影した値はそれぞれ、 +｜ｖin｜cos(π/2-π/N-θf) および -｜ｖin｜cos(π/2-π/N+θf) となる。従って、これら２つの直線Ｌ4に投影した値
が、遅延回路１１５から出力される２値信号の”０”ま
たは”１”に応じて積分回路１１３に入力される。

【００３２】ここで、積分回路１１３の入力において
は、遅延回路を含むフィードバック動作の働きにより、
平均値がゼロに近づくようになる。

【００３３】すなわち、単位時間あたりに、+｜ｖin｜c
os(π/2-π/N-θf)の値が入力される回数をｍ回とし、-
｜ｖin｜cos(π/2-π/N+θf)の値が入力される回数をｎ
回とすると、積分回路１１３に入力される平均値は、 ｎ｜ｖin｜cos(π/2-π/N-θf)-ｍ｜ｖin｜cos(π/2-π
/N+θf)=0 に近づく。従って、 ｍ/ｎ=cos(π/2-π/N-θf)/cos(π/2-π/N+θf) の関係を有することになる。

【００３４】また、量子化回路１１４の出力である２値
信号の”１”，”０”をそれぞれ＋１、−１の整数値に
対応させるとすると、その平均値Ｄaveは、低域フィル
タをかけることに相当し、平均値Ｄaveは、次式で表せ
る。すなわち、 Ｄave=(ｍ-ｎ)/(ｍ+ｎ) ={cos(π/2-π/N-θf)-cos(π/2-π/N+θf)}/ {cos(π/2-π/N-θf)+cos(π/2-π/N+θf)} =tanθf/tan(π/N) となる。但し、-π/N≦θf≦+π/Nである。

【００３５】ここで、微位相値θfの近似値として、平
均値Ｄaveを用いる。従って、全位相値θに相当する位
相検出回路の検出出力θ’は、 θ’=θc’+Ｄave として近似的に表せる。なお、全位相値θ’および粗位
相値θc’は、角度（ラジアン）をπ／Ｎで正規化した
ものである。

【００３６】このようにπ／Ｎで正規化された全位相値
θ’は、π／Ｎで正規化された粗位相値θc’と平均値
Ｄaveとの加算した値として表すことができ、結果的に
全位相値θが、粗位相値θcと微位相値θfを示す平均値
Ｄaveとの加算により近似的に表現されることになる。

【００３７】そして、図１１に示す位相検出回路は、平
均値Ｄaveを用いて工学的に近似された全位相値θを出
力することにより、回路規模および消費電力を削減する
ことができる。

【００３８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した図１
１に示すΣ−Δ変調技術を用いた従来の位相検出回路の
位相検出出力は、工学的な近似式を用いることから非線
形性の入出力特性を有し、これにより、ＦＭ復調時にお
いては、復調波形歪率を大きくし、π／４シフトＤＱＰ
ＳＫ復調時においては、ビット誤り率の劣化を招くとい
う問題点があった。

【００３９】例えば、図１３は、図１１の位相検出回路
において、分割領域の分割数Ｎ＝４としてＩ軸とＱ軸と
で４分割された位相領域を設定した場合における入力位
相θに対する正規化されて出力される全位相値θ’との
入出力特性を示す図である。

【００４０】図１３において、破線の直線ＬＬ１は理想
の入出力特性を示し、実線の曲線ＬＬ２は、位相領域を
分割数Ｎ＝４で分割した場合における実際の入出力特性
を示している。

【００４１】これにより、図１１の位相検出回路から出
力される全位相値θ’は、正規化された理想の入出力特
性に近似していることがわかる。

【００４２】しかし、入力位相に対する全位相値θ’の
出力は、なおも入力位相に対して周期的に変動してお
り、この周期的な変動に伴う理想の入出力特性との誤差
が生じており、この理想の入出力特性と実際の入出力特
性との誤差、すなわち工学的近似に伴う誤差により、復
調波形歪率あるいはビット誤り率が劣化するという問題
点があった。

【００４３】本発明は、位相検出の非線形性を取り除い
たΣ−Δ変調技術を用いた位相検出回路の構成法を明ら
かにし、これにより大容量ＲＯＭや除算器さらにはＡＤ
Ｃも必要とせずに、検出性能のよい位相検出回路を提供
し、これにより移動体通信の移動器の小型化・軽量化・
経済化・低消費電力化を実現することを目的とする。

【００４４】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、入力され
た複素ベースバンド信号の位相情報を抽出する位相検出
回路において、前記複素ベースバンド信号の位相が、予
め２π／Ｎラジアン（Ｎは４以上の整数）づつに等分割
した第１の複数の位相領域のうちのどの領域に属するか
を検出し、該検出結果を第１の粗位相値として出力する
第１の位相領域検出手段、前記複素ベースバンド信号の
位相の増加または減少方向を示す第１の指示信号に応じ
て＋π／Ｎラジアンまたは−π／Ｎラジアン回転させ、
これを前記第１の位相領域検出手段により検出された位
相領域を２等分する中心軸に直交し、かつその交点を原
点とし当該位相領域の位相の増加方向を正とする直線に
投影した値を出力する第１の回転投影手段、前記第１の
回転投影手段の出力を積分する第１の積分手段、前記第
１の積分手段の出力を２値量子化し、第１の微位相値と
して出力する第１の量子化手段、前記第１の量子化手段
の出力を遅延させ、前記第１の指示信号として出力する
第１の遅延手段を有する第１の位相情報検出手段と、前
記複素ベースバンド信号の位相が、前記第１の位相領域
検出手段の有する前記第１の複数の位相領域のそれぞれ
をπ／Ｎだけシフトした第２の複数の位相領域のうちの
どの領域に属するかを検出し、該検出結果を第２の粗位
相値として出力する第２の位相領域検出手段、前記複素
ベースバンド信号の位相の増加または減少方向を示す第
２の指示信号に応じて＋π／Ｎラジアンまたは−π／Ｎ
ラジアン回転させ、これを前記第２の位相領域検出手段
により検出された位相領域を２等分する中心軸に直交
し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相の増加
方向を正とする直線に投影した値を出力する第２の回転
投影手段、前記第２の回転投影手段の出力を積分する第
２の積分手段、前記第２の積分手段の出力を２値量子化
し、第２の微位相値として出力する第２の量子化手段、
前記第２の量子化手段の出力を遅延させ、前記第２の指
示信号として出力する第２の遅延手段を有する第２の位
相情報検出手段と、前記第１の位相情報検出手段が出力
する前記第１の粗位相値と前記第１の微位相値とを加算
出力する第１の加算手段、前記第２の位相情報検出手段
が出力する前記第２の粗位相値と前記第２の微位相値と
を加算出力する第２の加算手段、前記第１の加算手段に
よる加算出力と前記第２の加算出力とを合成して前記複
数のベースバンド信号の位相情報として出力する合成手
段を有した位相合成手段とを具備したことを特徴とす
る。

【００４５】第２の発明は、入力された複素ベースバン
ド信号の位相情報を抽出する位相検出回路において、前
記複素ベースバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジア
ン（Ｎは４以上の整数）づつに等分割した複数の位相領
域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検出結果を
粗位相値として出力する位相領域検出手段、前記複素ベ
ースバンド信号の位相の増加または減少方向を示す指示
信号に応じて＋π／Ｎラジアンまたは−π／Ｎラジアン
回転させ、これを前記位相領域検出手段により検出され
た位相領域を２等分する中心軸に直交し、かつその交点
を原点とし当該位相領域の位相の増加方向を正とする直
線に投影した値を出力する回転投影手段、前記回転投影
手段の出力を積分する積分手段、前記積分手段の出力を
２値量子化し、微位相値として出力する量子化手段、前
記量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として出
力する遅延手段を有する位相情報検出手段と、前記位相
領域検出手段の粗位相値出力と前記量子化手段の微位相
値出力とを合成し、該合成値を検出位相情報として出力
する位相合成手段と、出力されるべき前記複素ベースバ
ンド信号の位相に対する理想の位相情報と前記位相合成
手段から入力された前記検出位相情報との予め定められ
た入出力位相変換特性に基づき、該検出位相情報を前記
理想の位相情報に変換して出力する変換手段とを具備し
たことを特徴とする。

【００４６】

【作用】第１の発明では、入力された複素ベースバンド
信号のＩ成分およびＱ成分から第１の位相情報検出手段
が、第１の粗位相値と第１の微位相値とを出力し、一方
第２の位相情報検出手段が、第１の位相情報検出手段の
分割された複数の位相領域に対してπ／Ｎシフトした複
数の位相領域により第２の粗位相値と第２の微位相値と
を出力する。そして、位相合成手段の第１の加算手段が
第１の粗位相値と第１の微位相値とを加算し、位相合成
手段の第２の加算手段が第２の粗位相値と第２の微位相
値とを加算する。さらに位相合成手段の合成手段が第１
の加算手段と第２の加算手段との出力を合成し、最終的
に検出された位相情報として出力する。

【００４７】これにより、第１の位相情報検出手段の第
１の粗位相値および第１の微位相値のみから検出された
位相の非線形性が打ち消されるように合成されるため、
精度の高い位相検出回路を実現することができる。

【００４８】また、第２の発明では、入力された複素ベ
ースバンド信号のＩ成分およびＱ成分から位相情報検出
手段が、粗位相値と微位相値とを出力し、この出力され
た値に対して、変換手段が、予め定められた入出力位相
変換特性に基づいて、補正変換する補償を行い、検出さ
れた位相情報として出力する。

【００４９】これにより、精度の高い位相検出回路を実
現することができる。

【００５０】また、第１の発明および第２の発明とも
に、第１および第２の位相情報検出手段あるいは位相情
報検出手段内の回転投影手段、積分手段、および量子化
手段をアナログ回路で構成し、本位相検出回路にＡＤ変
換機能を持たせることにより、該位相検出回路の前段に
ＡＤＣを必要とせず、回路規模、消費電力を削減するこ
とができる。

【００５１】さらに、第１の発明および第２の発明にお
いて、Ｎ＝４とすると、位相領域検出手段の機能は、入
力された複素ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分の
正負判定に帰着し、回転投影手段の機能は、入力された
複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分および−Ｉ，−Ｑ成
分の４つの信号のうちの１つの信号を選択することに帰
着することから位相検出回路の回路構成が簡単になる。

【００５２】

【実施例】以下、図面を参照して、本発明の一実施例に
ついて説明する。

【００５３】図１は、本発明の第１の実施例である位相
検出回路の構成を示す図である。

【００５４】図１において、第１の実施例である位相検
出回路は、入力された複素ベースバンド信号であるＩ信
号ＳＩおよびＱ信号ＳＱとから第１の微位相値Ｓ１ａと
第１の粗位相値Ｓ１ｂとを出力する第１の位相情報検出
部１０、入力された複素ベースバンド信号であるＩ信号
ＳＩおよびＱ信号ＳＱとから第２の微位相値Ｓ２ａと第
２の粗位相値Ｓ２ｂとを出力する第２の位相情報検出部
２０、および第１の微位相値Ｓ１ａ，第１の粗位相値Ｓ
１ｂ，第２の微位相値Ｓ２ａ，第２の粗位相値Ｓ２ｂか
ら合成した全位相値Ｓθを出力する位相生成部３０から
構成される。

【００５５】この複素ベースバンド信号であるＩ信号Ｓ
ＩおよびＱ信号ＳＱは、図示しない直交復調より分離さ
れた後にロー・パス・フィルタにより波形整形された信
号である。

【００５６】第１の位相情報検出部１０は、図１１に示
す従来の位相検出回路において、加算回路１１６および
ロー・パス・フィルタ１１７を削除した構成と同じもの
である。

【００５７】すなわち、第１の位相情報検出部１０は、
位相領域検出部１１、回転投影部１２、積分回路１３、
量子化回路１４、および遅延回路１５を有する。

【００５８】位相領域検出部１１は、入力されたＩ信号
およびＱ信号からなる複素ベースバンド信号ＳＩ，ＳＱ
の示す位相が、予め２π／Ｎラジアンづつに等分割した
複数の位相領域のうちのどの位相領域に属するかを検出
し、この検出結果を２ビットの第１の粗位相値Ｓ１ｂと
して出力する。ここで、「Ｎ」は、４以上の整数であ
り、２πラジアンの全位相領域は、４以上の位相領域に
等分割される。

【００５９】回転投影部１２は、入力された複素ベース
バンド信号ＳＩ，ＳＱを遅延回路１５から出力される２
値信号の”０”または”１”に応じて＋π／Ｎラジアン
または−π／Ｎラジアン回転させ、さらに位相領域検出
部１１により検出された位相領域を２等分する中心軸に
直交し、かつその交点を原点とし、検出された位相領域
の位相の増加方向を正とする直線に投影した値を積分回
路１３に出力する。

【００６０】積分回路１３は、回転投影部１２から入力
された値を積分し、その結果を量子化回路１４に出力す
る。

【００６１】量子化回路１４は、積分回路１３から出力
された値を２値量子化し、この２値量子化された値を第
１の微位相値Ｓ１ａとして出力するとともに、遅延回路
１５に出力し、遅延回路１５により所定時間遅延された
第１の微位相値Ｓ１ａは、回転投影部１２に入力され
る。これにより、第１の微位相値Ｓ１ａは、フィードバ
ックされ、平均化される。

【００６２】そして、この結果、入力された複素ベース
バンド信号ＳＩ，ＳＱの示す位相の第１段階の近似値を
構成する第１の粗位相値Ｓ１ｂと第１の微位相値Ｓ１ａ
とが出力される。

【００６３】なお、この第１の位相情報検出部１０の構
成は、図１１に示した従来の位相検出回路内の構成と同
様であり、その動作も従来の技術で説明したものと同様
であり、その出力も全く同じであるため、第１の位相情
報検出部１０の動作については、説明を割愛する。

【００６４】次に、第２の位相情報検出部２０について
説明する。

【００６５】第２の位相情報検出部２０は、位相領域検
出部２１、回転投影部２２、積分回路２３、量子化回路
２４、および遅延回路２５を有し、これらの構成部分
は、それぞれ位相領域検出部１１、回転投影部１２、積
分回路１３、量子化回路１４、および遅延回路１５に相
当し、基本的には第１の位相情報検出部１０と同様の構
成、動作である。

【００６６】しかし、第２の位相情報検出部２０におい
ては、２π／Ｎラジアンづつに等分割される複数の位相
領域が、第１の位相情報検出部１０の複数の位相領域に
比べて、π／Ｎラジアンだけシフトしている点で異な
る。すなわち、位相領域検出部２１が位相領域の判定を
行う際のＩ−Ｑ平面上での複数の位相領域は、位相領域
検出部１１の複数の位相領域と異なる。

【００６７】ここで、第１の位相情報検出部１０の複数
の位相領域と第２の位相情報検出部２０の複数の位相領
域との関係について説明する。

【００６８】図２は、第１の位相情報検出部１０におけ
る複数の位相領域と第２の位相情報検出部２０における
複数の位相領域との関係を示す図である。

【００６９】図２において、第１の位相情報検出部１０
での２π／Ｎラジアンづつに等分割された複数の位相領
域の１つを、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｌ1と直線Ｌ2とで挟ま
れた位相領域として表しており、第２の位相情報検出部
２０での２π／Ｎラジアンづつに等分割された複数の位
相領域の１つを、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｌ3と直線Ｌ6とで
挟まれた位相領域として表している。

【００７０】ここで、第１の位相情報検出部１０の位相
領域と第２の位相情報検出部２０の位相領域とは、π／
Ｎラジアン、すなわち分割位相である２π／Ｎラジアン
の１／２の位相分だけシフトしている関係となってい
る。従って、第２の位相情報検出部２０での位相を等分
割する直線、例えば直線Ｌ3は、第１の位相情報検出部
１０の複数の位相領域、例えば直線Ｌ1と直線Ｌ2とで挟
まれた位相領域を２分割することになる。

【００７１】このように第２の位相情報検出部２０は、
第１の位相情報検出部１０の複数の位相領域とπ／Ｎラ
ジアン分シフトした複数の位相領域が設けられ、このπ
／Ｎラジアンシフトした複数の位相領域により、第１の
位相情報検出部１０に入力される信号と同じ複素ベース
バンド信号ＳＩ，ＳＱが示す位相を検出して、第１の微
位相値Ｓ１ａと第１の粗位相値Ｓ１ｂとにそれぞれ対応
する第２の微位相値Ｓ２ａと第２の粗位相値Ｓ２ｂとを
位相合成部３０に出力する。

【００７２】すなわち、入力された複素ベースバンド信
号ＳＩ，ＳＱの位相が、第１の位相情報検出部１０にお
ける複数の位相領域に対してπ／Ｎラジアン分シフトし
た複数の位相領域のうちのどの位相領域に属するかを検
出し、この検出結果を２ビットの第２の粗位相値Ｓ２ｂ
として出力する。

【００７３】そして、回転投影部２２は、入力された複
素ベースバンド信号ＳＩ，ＳＱを遅延回路２５から出力
される２値信号の”０”または”１”に応じて＋π／Ｎ
ラジアンまたは−π／Ｎラジアン回転させ、さらに位相
領域検出部２１により検出された位相領域を２等分する
中心軸に直交し、かつその交点を原点とし、検出された
位相領域の位相の増加方向を正とする直線に投影した値
を積分回路２３に出力する。さらに、積分回路２３は、
回転投影部２２から入力された値を積分し、その結果を
量子化回路２４に出力する。量子化回路２４は、積分回
路２３から出力された値を２値量子化し、この２値量子
化された値を第１の微位相値Ｓ２ａとして出力するとと
もに、遅延回路２５に出力し、遅延回路２５により所定
時間遅延された第２の微位相値Ｓ２ａは、回転投影部２
２に入力される。そして、これにより第２の微位相値Ｓ
２ａは、フィードバックされ、平均化される。

【００７４】この結果、入力された複素ベースバンド信
号ＳＩ，ＳＱが示す位相の第１段階の近似値を構成する
位相値であって、第１の粗位相値Ｓ１ｂと第１の微位相
値Ｓ１ａとは異なる近似値を構成する第２の粗位相値Ｓ
２ｂと第２の微位相値Ｓ２ａとが位相生成部３０に出力
される。

【００７５】さて、図１に示す位相生成部３０は、第１
の位相情報検出部１０から出力された第１の微位相値Ｓ
１ａおよび第２の粗位相値Ｓ１ｂと、第２の位相情報検
出部２０から出力された第２の微位相値Ｓ２ａおよび第
２の粗位相値Ｓ２ｂとを合成し、複素ベースバンド信号
ＳＩ，ＳＱの全位相値Ｓθを出力する。

【００７６】このため、位相生成部３０は、第１の微位
相値Ｓ１ａおよび第１の粗位相値Ｓ１ｂとを加算する第
１の加算回路３１、第２の微位相値Ｓ２ａおよび第２の
粗位相値Ｓ２ｂとを加算する第２の加算回路３２、およ
び第１の加算回路３１と第２の加算回路３２の出力を合
成する第３の合成回路３３とを有する。

【００７７】すなわち、位相生成部３０は、まず第１の
加算回路３１が第１の微位相値Ｓ１ａと第１の粗位相値
Ｓ１ｂとを加算し、第１の位相情報検出部１０の複数の
位相領域により検出された全位相値Ｓ１を合成回路３３
に出力するとともに、第２の加算回路３２が第２の微位
相値Ｓ２ａと第２の粗位相値Ｓ２ｂとを加算し、第２の
位相情報検出部２０の複数の位相領域により検出された
全位相値Ｓ２を合成回路３３に出力する。そして、合成
回路３３は、全位相値Ｓ１と全位相値Ｓ２とを平均化す
る合成を行うことにより、複素ベースバンド信号ＳＩ，
ＳＱが示す位相の理想値への誤差を互いに相殺し、より
理想値に近い複素ベースバンド信号ＳＩ，ＳＱの全位相
値Ｓθとして出力する。

【００７８】ここで、図２を参照して入力された複素ベ
ースバンド信号ＳＩ，ＳＱが示す位相の理想値に近い全
位相値Ｓθが図１の位相検出回路により出力されること
について説明する。

【００７９】まず図２において、入力された複素ベース
バンド信号のベクトルｖinが直線Ｌ2と直線Ｌ3とに挟ま
れた領域に入力された場合を考える。なお、直線Ｌ1と
直線Ｌ2とで挟まれた位相領域内の直線Ｌ3の位相値（第
１の位相情報検出部１０における粗位相値）を粗位相値
θc1、直線Ｌ3と直線Ｌ6とで挟まれた位相領域内の直線
Ｌ2の位相値を粗位相値θc2、ベクトルｖinの直線Ｌ1と
直線Ｌ2とで挟まれた位相領域に対する２分割線として
の直線Ｌ3との位相値を微位相値θf1、ベクトルｖinの
直線Ｌ3と直線Ｌ6とで挟まれた位相領域に対する２分割
線としての直線Ｌ2との位相値を微位相値θf2とする。

【００８０】すなわち、粗位相値θc1および微位相値θ
f1は、第１の位相情報検出部１０から出力される第１の
粗位相値Ｓ１ｂおよび第１の微位相値Ｓ１ａに対応し、
粗位相値θc2および微位相値θf2は、第２の位相情報検
出部２０から出力される第２の粗位相値Ｓ２ｂおよび第
２の微位相値Ｓ２ａに対応するものである。

【００８１】ここで、対応するとしたのは、第１の粗位
相値Ｓ１ｂおよび第２の粗位相値Ｓ２ｂは、粗位相値θ
c1および粗位相値θc2をπ／Ｎで正規化した粗位相値θ
c1’および粗位相値θc2’として出力され、第１の微位
相値Ｓ１ａおよび第２の微位相値Ｓ２ａは、微位相値θ
f1および微位相値θf2をそれぞれ次式で近似した微位相
値θf1’および微位相値θf2’として出力されるからで
ある。すなわち、第１の微位相値Ｓ１ａおよび第２の微
位相値Ｓ２ａは、それぞれ、 θf1’=tanθf1/tan(π/N) θf2’=tanθf2/tan(π/N) とする近似値として出力される。

【００８２】従って、第１の加算回路３１で加算した全
位相値Ｓ１および第２の加算回路３２で加算した全位相
値Ｓ２を、それぞれ全位相値θ1’および全位相値θ2’
とすると、 θ1’=θc1’+θf1’ =θc1’+tanθf1/tan(π/N) θ2’=θc2’+θf2’ =θc2’+tanθf2/tan(π/N) となる。なお、上述したように、 θc1’=θc1/(π/N) θc2’=θc2/(π/N) であり、 θc2=θc1-π/N の時、θf2=θf1+π/N θc2=θc1+π/N の時、θf2=θf1-π/N である。

【００８３】次に、全位相値θ1’および全位相値θ2’
は、合成回路３３でさらに次式により合成される。すな
わち、この合成された全位相値Ｓθを全位相値θ’とす
ると、 θ’=(θ1’+θ2’)/2 ={θc1’+θc2’+(tanθf1+tanθf2)/tan(π/N)} になる。従って、 θc2=θc1-π/N の時、θf2=θf1+π/N であるから、 θ’=[2θc1’-1+{tanθf1+tan(θf1+π/N)}/tan(π/
N)]/2 となり、 θc2=θc1+π/N の時、θf2=θf1-π/N であるから、 θ’=[2θc1’+1+{tanθf1+tan(θf1-π/N)}/tan(π/
N)]/2 となる。

【００８４】この位相合成回路３０から出力される全位
相値θ’は、従来の第１の位相情報検出部１０のみから
出力される粗位相値と微位相値を加算した全位相値θ
1’に比較し、入力された複素ベースバンド信号の位相
の理想値との誤差が格段に減少した値として出力され
る。

【００８５】一例として、位相領域の分割数Ｎ＝４とし
た場合について説明する。

【００８６】図３は、分割数Ｎ＝４とした場合における
第１の位相情報検出部１０および第２の位相情報検出部
２０での分割された複数の位相領域の状態を示す図であ
り、図３（ａ）は、第１の位相情報検出部１０での分割
された複数の位相領域を示し、図３（ｂ）は、第２の位
相情報検出部２０での分割された複数の位相領域を示し
ている。

【００８７】また、図４は、複素ベースバンド信号の入
力位相θに対する全位相値θ’，θ1’，θ2’の出力と
の関係を示す図である。

【００８８】図４において、破線で示す直線Ｌθは、理
想の検出位相θをπ／４で規格化した理想の入出力特性
すなわち、誤差のない入出力特性を示している。また、
曲線Ｌθ1’は、第１の位相情報検出部１０から出力さ
れた値をもとに第１の加算回路３１から出力される全位
相値θ1’を示しており、曲線Ｌθ2’は、第２の位相情
報検出部２０から出力された値をもとに第２の加算回路
３２から出力される全位相値θ2’を示している。さら
に、曲線Ｌθ’は、合成回路３３において全位相値θ
1’と全位相値θ2’とを合成した出力である全位相値
θ’を示している。

【００８９】すなわち、全位相値θ1’は、図３（ａ）
に示すＩ−Ｑ平面を４つの位相領域に等分割した場合の
出力値であり、全位相値θ2’は、図３（ｂ）に示すＩ
−Ｑ平面を図３（ａ）に示す位相領域をπ／４ラジアン
分シフトした４つの等分割した位相領域とした場合の出
力値である。

【００９０】図４において、全位相値θ1’の入出力特
性を示す曲線Ｌθ1’は、理想の入出力特性の直線Ｌθ
に対し、入力位相のπ／２の周期で誤差を有している。
一方、全位相値θ2’の入出力特性を示す曲線Ｌθ2’
も、同様に理想の入出力特性の直線Ｌθに対し、入力位
相のπ／２の周期で誤差を有しているが、その理想の入
出力特性に対する誤差は、反対の符号を有し、かつほぼ
同一の絶対値誤差を有する。なお、理想の入出力特性に
対する誤差は、上述したように第１の微位相値あるいは
第２の微位相値の近似誤差により生ずるものである。

【００９１】これに対し、全位相値θ’の入出力特性を
示す曲線Ｌθ’は、全位相値θ1’と全位相値θ2’との
平均をとるという合成を行うことにより、曲線Ｌθ1’
と曲線Ｌθ2’との凹凸、すなわち上述した第１の微位
相値および第２の微位相値の近似誤差を打ち消すため、
理想の入出力特性を示す直線Ｌθとほぼ同様の入出力特
性となっている。

【００９２】これにより、入力位相に対して非線形性を
有した検出位相出力の入出力特性が改善され、この位相
検出回路を用いることにより、最終的に復調波形歪率あ
るいはビット誤り率の劣化をさらに軽減することができ
る。

【００９３】次に第２の実施例について説明する。

【００９４】上述した第１の実施例では、粗位相値と微
位相値とを出力する２つの位相情報検出部を有して、そ
れぞれの位相情報検出部が有する位相近似誤差を相殺す
るような位相合成を行うことにより、位相検出誤差を低
減するものであったが、第２の実施例では、１つの位相
情報検出部から出力された位相検出誤差を、予め定めら
れた入力位相に対する位相検出誤差出力の入出力特性を
もとに、該位相検出誤差を削除する補償を行って、位相
検出誤差の少ない位相を出力しようとするものである。

【００９５】図５は、第２の実施例である位相検出回路
の構成を示す図である。

【００９６】図５において、第２の実施例である位相検
出回路は、位相情報検出部４０、位相合成回路４６、ロ
ー・パス・フィルタ４７、および補償変換回路４８から
構成される。

【００９７】位相情報検出部４０は、位相領域検出部４
１、回転投影部４２、積分回路４３、量子化回路４４お
よび遅延回路４５を有し、図１の位相領域検出部１１、
回転投影部１２、積分回路１３、量子化回路１４および
遅延回路１５にそれぞれ対応した第１の位相情報検出部
１０と同様な構成である。そして、入力された複素ベー
スバンド信号ＳＩ，ＳＱは、最終的に第１の粗位相値Ｓ
１ｂおよび第１の微位相値Ｓ１ａとして出力される。

【００９８】位相合成回路４０は、位相情報検出部４０
から出力された第１の粗位相値Ｓ１ｂと第１の微位相値
Ｓ１ａとを加算した合成位相値をロー・パス・フィルタ
４７に出力する。

【００９９】ロー・パス・フィルタ４７は、入力された
合成位相値の不要成分を除去し、該不要成分が除去され
た合成位相値を補償変換回路４８に出力する。

【０１００】補償変換回路４８は、剰余回路５０、補正
ＲＯＭ５１、および合成回路４９を有し、入力された合
成位相値を理想の合成位相値に補償変換して出力する。

【０１０１】例えば図４の曲線Ｌθ1’が示す合成位相
値に対し、該合成位相値と直線Ｌθが示す理想の位相値
との位相誤差を予め補正ＲＯＭ５１に格納しておくこと
により、該位相誤差をなくすように入力された合成位相
値を合成回路４９で合成して補償された位相値を出力す
る。なお、剰余回路５０は、補正ＲＯＭ５１の記憶容量
を削減するために用いられる。すなわち、図４に示すよ
うに合成位相値の入出力特性が理想の入出力特性に対し
周期性を有していることから、補正ＲＯＭ５１には、１
周期のみの補正データが格納され、剰余回路５０は、該
周期で除算した余りを補正ＲＯＭ５１の入力アドレスと
して、全ての入力位相に対応するようにしている。

【０１０２】ここで、具体的に、位相情報検出部４０の
分割数Ｎ＝４とした場合における補償変換回路４８の補
償変換動作について説明する。

【０１０３】まず、分割数Ｎ＝４とした場合、入力位相
値（理想の位相検出値）θをπ／４（π／Ｎ）で規格化
した検出位相値θ’は、図４の直線Ｌθで示す入出力特
性を示す。すなわち、理想の検出位相値θ’は、 θ’=θ/(π/4) となる。そして、補償変換回路４８は、この理想の検出
位相値θ’と、位相情報検出部４０から位相合成回路４
６およびロー・パス・フィルタ４７を介して出力された
近似値としての合成位相値θ1’との位相誤差Δθ’
（＝θ’−θ1’）を加えることにより、理想の検出位
相値θ’に補償変換して出力する。

【０１０４】補償変換回路４８において、入力された合
成位相値θ1’は、合成回路４９に入力されるととも
に、剰余回路５０にも入力される。

【０１０５】剰余回路５０では、この入力された合成位
相値θ1’に対して、「ｍｏｄ２」の剰余演算を行い、
剰余出力θmを得る。すなわち、 θm=θ1’ mod 2 なる式により、剰余出力θmが得られ、補正ＲＯＭ５１
に出力される。

【０１０６】補正ＲＯＭ５１には、剰余回路５０から出
力された剰余出力θmがアドレスとして入力される。そ
して、この補正ＲＯＭ５１は、このアドレス（剰余出
力）θmには、次式に示す補正データΔθが格納されて
いる。すなわち、 Δθ=(4/π)arctan(θm -1)+1-θm となる補正データΔθが格納されており、入力されたア
ドレスθmに従って、対応する補正データΔθが合成回
路４９に出力される。

【０１０７】そして、合成回路４９は、ロー・パス・フ
ィルタ４７から直接入力された合成位相値θ1’と補正
データΔθとを加算し、補償変換された検出位相値θ’
（θ’=θ1’+θd）を出力する。

【０１０８】ここで、剰余回路５０において「mod 2」
の演算を行ったのは、図４において、入力される合成位
相値θ1’の入出力特性（曲線Ｌθ’）が理想の検出位
相値θ’の入出力特性（破線の直線Ｌθ）に対して周期
が２（入力位相に対しては、２×（π／４）＝π／２）
で増減する特性を有するからであり、「mod 2」の演算
を行うことにより、補正ＲＯＭ５１は入力位相が０〜π
／２までの１周期分の補正データのみを格納すればよい
からである。

【０１０９】なお、上述した補正ＲＯＭ５１の補正デー
タΔθは、次のようにして求められる。

【０１１０】まず、ロー・パス・フィルタ４７から入力
される合成位相値θ1’は、上述したように、 θ1’=θc1’+Ｄave であり、 θ’=θ/(π/4) であるから、 θ1’=θc1/(π/4)+tanθf1/tan(π/4) =(π/4)/(π/4)+tanθf1/1 =1+tanθf1 =1+tan(θ-θc1) =1+tan(θ-π/4) となる。従って、 θ=arctan(θ1’-1)+π/4 となる。従って、 θ’=(4/π)arctan(θ1’-1)+1 一方、Δθ=θ’-θ1’であるから、 Δθ=(4/π)arctan(θ1’-1)+1-θ1’ θが０〜π/2においては、θ1’=θmであるから、上述
したように、 Δθ=(4/π)arctan(θm -1)+1-θm となり、この補正データΔθがアドレスθmに従って補
正ＲＯＭ５１に格納されている。

【０１１１】そして、合成回路４９が、合成位相値θ
1’と補正データΔθとを加算することにより、補償変
換された検出位相値θ’が出力される。すなわち、 θ’=θ/(π/4) =θ1’+Δθ が補償変換回路４８から出力される。

【０１１２】これにより、位相情報検出部４０から出力
され、位相合成回路４６により合成され、さらにロー・
パス・フィルタ４７によりフィルタリングされた位相誤
差を含む合成位相値θ1’は複素ベースバンド信号の真
の位相を示す位相値θ’に補償されて出力されることに
なる。

【０１１３】上述した第２の実施例によれば、第１の実
施例に比べて、２つの位相情報検出部１０，２０を必要
とせず、１つの位相情報検出部４０のみを用いる簡易な
構成であるとともに、例えば分割数Ｎ＝４の場合、補正
ＲＯＭ５１に記憶される補正情報は、０からπ／２まで
の入力位相のアドレスに対応する補正情報のみでよいた
め、小容量のＲＯＭで第１の実施例と同様に、入力され
た複素ベースバンド信号の位相に限りなく近い合成位相
値として補償された位相検出器を実現できるという利点
を有する。

【０１１４】ところで、上述した第１の位相情報検出部
１０、位相情報検出部４０の回路構成は、分割数Ｎ＝４
とすると、非常に簡単なものとなる。すなわち、分割数
Ｎ＝４とすると、例えば図１の位相検出回路において、
位相領域検出部１１の機能は、入力された複素ベースバ
ンド信号のＩ成分およびＱ成分の正負判定に帰着し、回
転投影部１２の機能は、入力された複素ベースバンド信
号のＩ，Ｑ成分および−Ｉ，−Ｑ成分の４つの信号のう
ちの１つの信号を選択することに帰着するからである。

【０１１５】そこで、第１の実施例における第１および
第２の位相情報検出部１０，２０と、第２の実施例にお
ける位相情報検出部４０との構成をアナログ回路とした
場合について説明する。

【０１１６】ここで、アナログ回路とする利点は、第１
および第２の位相情報検出部１０，２０あるいは位相情
報検出部４０の全段にＡＤＣを設ける必要がないため、
位相検出回路あるいは該位相検出回路を含む復調器全体
の構成がさらに簡略化されるからである。

【０１１７】図６は、分割数Ｎ＝４とした場合における
第１の位相情報検出部１０あるいは位相情報検出部４０
をアナログ回路で構成した位相情報検出部６０の詳細構
成を示す図である。

【０１１８】図６において、位相情報検出部６０は、位
相領域検出部６１、回転投影部６２、積分回路６３、量
子化回路６４、および遅延回路６５から構成され、それ
ぞれ第１の位相情報検出部１０の位相領域検出部１１、
回転投影部１２、積分回路１３、量子化回路１４、およ
び遅延回路１５に相当するものである。

【０１１９】位相領域検出部６１は、２つの比較器ＣＯ
ＭＰ１，ＣＯＭＰ２で構成され、比較器ＣＯＭＰ１は、
入力された複素ベースバンド信号のＩ成分であるＩ信号
ＳＩの正負判定を行い、比較器ＣＯＭＰ２は、入力され
た複素ベースバンド信号のＱ成分であるＱ信号ＳＱの正
負判定を行う。そして、その結果はそれぞれ第１の粗位
相値Ｓ１ｂとして出力されるとともに、回転投影部６２
に入力される。なお、比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２が
正負判定は、基準電圧Ｖagとの比較において行う。

【０１２０】回転投影部６２は、論理回路６６と、４組
のスイッチトキャパシタ回路６７−１〜６７−４で構成
されたスイッチトキャパシタ回路６７とから構成され
る。

【０１２１】積分回路６３は、オペアンプＯＰＡとキャ
パシタＣｏとで構成され、スイッチトキャパシタ回路６
７から入力された信号の積分を行う。なお、信号の積分
は、基準電圧Ｖagを基準として行う。

【０１２２】量子化回路６４は、比較器ＣＯＭＰ３で構
成され、基準電圧Ｖagを基準として積分回路６３から入
力された信号の２値量子化を行う。そして、この２値量
子化された信号は、第１の微位相値Ｓ１ａとして出力さ
れるとともに、遅延回路６５に入力される。

【０１２３】遅延回路６５は、Ｄフリップフロップであ
り、量子化回路６４から入力された信号を、後述するク
ロックＣＫ２に同期して遅延させ、該遅延した信号を回
転投影部６２の論理回路６６に入力する。これにより、
第１の微位相値Ｓ１ａは、フィードバックされ、平均化
される。

【０１２４】ここで、図７は、クロックＣＫ１，ＣＫ２
を示す図であり、このクロックＣＫ１，ＣＫ２は、図示
しないクロック源から発生され、第１の位相情報検出部
６０の回転投影部６２および遅延回路６５に使用され
る。

【０１２５】すなわち、回転投影部６２の論理回路６６
にクロックＣＫ２が供給され、このクロックＣＫ２が
「Ｈ」レベルの時、オンとなり、クロックＣＫ２が
「Ｌ」レベルの時、オフとなることにより、論理回路６
６では、次式で示す選択信号ａ〜ｄ、すなわち、 ａ＝（ｘ´・ｙ´・ｚ＋ｘ・ｙ´・ｚ´）・ＣＫ２ ｂ＝（ｘ・ｙ・ｚ＋ｘ´・ｙ・ｚ´）・ＣＫ２ ｃ＝（ｘ・ｙ・ｚ´＋ｘ・ｙ´・ｚ）・ＣＫ２ ｄ＝（ｘ´・ｙ・ｚ＋ｘ´・ｙ´・ｚ´）・ＣＫ２ が、スイッチトキャパシタ回路６７に供給される。ここ
で、ｘ，ｙは、それぞれ比較器ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２
により正負判定された結果出力であり、Ｉ成分あるいは
Ｑ成分が正であることを示し、「１」が出力され、ｘ
´，ｙ´は、ｘ，ｙの補集合であり、Ｉ成分あるいはＱ
成分が負であることを示し、「０」が出力される。ま
た、ｚおよびｚの補集合であるｚ´は、遅延回路６５の
出力される回転の指示信号であり、±π／４の回転を指
示する「１」と「０」が出力される。なお、「ＣＫ２」
は、クロックＣＫ２が「Ｈ」すなわち「１」のときを示
している。

【０１２６】また、上述した４組のスイッチトキャパシ
タ回路６７−１〜６７−４は、アナログスイッチＳＷ１
１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷａおよびキャパシタＣａ
からなるスイッチトキャパシタ回路６７−１、アナログ
スイッチＳＷ１３、ＳＷｂおよびキャパシタＣｂからな
るスイッチトキャパシタ回路６７−２、アナログスイッ
チＳＷ１４，ＳＷ１５，ＳＷ２２，ＳＷｃおよびキャパ
シタＣｃからなるスイッチトキャパシタ回路６７−３、
並びにアナログスイッチＳＷ１６，ＳＷｄおよびキャパ
シタＣｄからなるスイッチトキャパシタ回路６７−４で
それぞれ構成され、アナログスイッチＳＷ１１〜１６
は、クロックＣＫ１が「Ｈ」のときに起動され、アナロ
グスイッチＳＷ２１〜２２はは、クロックＣＫ２が
「Ｈ」のときに起動され、アナログスイッチＳＷａ〜Ｓ
Ｗｄは、選択信号ａ〜ｄが「Ｈ」のときに起動される。

【０１２７】ここで、４組のスイッチトキャパシタ回路
６７−１〜６７−４のうち、スイッチトキャパシタ回路
６７−１，６７−３は、積分回路６３とともに正相積分
器としての機能を実現しており、スイッチトキャパシタ
回路６７−２，６７−４は、積分回路６３とともに逆相
積分器としての機能を実現している。

【０１２８】すなわち、クロックＣＫ１が「Ｈ」レベル
のときに４組のスイッチトキャパシタ回路６７−１〜６
７−４にＩ成分およびＱ成分の電荷がキャパシタＣａ〜
Ｃｄに取り込まれる。そして、この取り込まれた電荷の
うち、上述した論理回路６６の論理式を満足する、すな
わち「Ｈ」レベルとなる選択信号ａ〜ｄにより選択され
た１つのキャパシタの電荷のみが、クロックＣＫ２が
「Ｈ」のときに積分回路６３に入力される。

【０１２９】これにより、入力された複素ベースバンド
信号のＩ成分、−Ｉ成分、Ｑ成分、−Ｑ成分のうちのど
れか１つが選択され、積分回路６３に入力される。

【０１３０】そして、積分回路６３、量子化回路６４を
介して平均化された出力が第１の微位相値Ｓ１ａとして
出力される。

【０１３１】上述したアナログ回路により構成された位
相情報検出部６０は、アナログ信号として入力された複
素ベースバンド信号を最終的に１ビットの第１の微位相
値Ｓ１ａあるいは２ビットの第１の粗位相値Ｓ１ｂとす
るディジタル信号として出力される。従って、アナログ
回路とした位相情報検出部６０から出力されたディジタ
ル信号は、その後、ディジタル信号処理回路により信号
処理することができる。例えば、第１の微位相値Ｓ１ａ
は、量子化雑音を含んでいるが、後段にディジタル・フ
ィルタを設けることにより、容易に該量子化雑音を除去
することができる。

【０１３２】この位相情報検出部６０は、図１における
第１の位相情報検出部１０あるいは図５における位相情
報検出部４０の構成として採用することができる。もち
ろん、第１の位相情報検出部１０あるいは位相情報検出
部４０の構成をディジタル回路構成としてもよい。この
場合、位相検出部の前段にＡＤＣを設ける必要がある。

【０１３３】ところで、図１の第２の位相情報検出部２
０も位相情報検出部６０と同様な考えを用いることによ
り、アナログ回路で構成することができる。

【０１３４】ここで、第２の位相情報検出部２０は、第
１の位相情報検出部１０に比べて異なることは、分割数
Ｎ＝４とする場合、分割された位相領域をπ／４シフト
させることである。

【０１３５】このπ／４シフトすなわち第１の位相情報
検出部１０の分割領域をπ／４回転することを実現する
ためには、位相情報検出部６０における位相領域検出部
６１および回転投影部６１に、入力された複素ベースバ
ンド信号のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ（Ｑ＋Ｉ）成
分および（Ｑ−Ｉ）成分とする変換を行う機能を持たせ
るようにすればよい。換言すれば、入力された複素ベー
スバンド信号の位相のＩ−Ｑ平面を（Ｑ＋Ｉ）−（Ｑ−
Ｉ）平面に座標変換する処理を行うとともに、入力され
たＩ成分の信号およびＱ成分の信号と、該信号から生成
される−Ｉ成分の信号および−Ｑ成分の信号とからの１
つの信号の選択を、該４つの信号のうち２つの信号の組
合せ選択を行うことにより、±（Ｑ＋Ｉ）および±（Ｑ
−Ｉ）の成分の信号を選択すればよい。

【０１３６】具体的には、位相領域検出部６１における
Ｉ，Ｑ成分の正負判定を、Ｑと−Ｉとの大小判定および
ＱとＩとの大小判定に置き換え、回転投影部６２から積
分回路６３へ±Ｉ，±Ｑの入力を±（Ｑ＋Ｉ），±（Ｑ
−Ｉ）に変更すればよい。

【０１３７】まず、位相領域検出部７１の比較器ＣＯＭ
Ｐ１１の正相入力にＱを、逆相入力に−Ｉを入力し、比
較器ＣＯＭＰ１２の正相入力にＱを入力し、逆相入力に
Ｉを入力する。これにより、（Ｑ＋Ｉ）および（Ｑ−
Ｉ）の大小判定を行うことができる。

【０１３８】また、論理回路６６における論理式および
該論理式により出力される選択信号を次のように変更す
る設定を行えばよい。ここで、変更前の選択信号ａ〜ｄ
に対応して変更される変更後の選択信号を選択信号ａ’
〜ｄ’とする。

【０１３９】すなわち、変更前において、選択される信
号と選択信号との関係は、選択される信号 対 選択信
号 Ｉ ａ −Ｉ ｂ Ｑ ｃ −Ｑ ｄ との関係であったが、変更後においては、選択される信
号 対 選択信号 Ｑと Ｉ ａとｃ −Ｑと−Ｉ ｂとｄ Ｑと−Ｉ ｃとｂ −Ｑと Ｉ ｄとａ との関係を満足する選択信号ａ’〜ｄ’を出力するよう
にすればよい。

【０１４０】従って、変更後の選択信号ａ’〜ｄ’と変
更前の選択信号ａ〜ｄとの関係は、 ａ’＝ａ＋ｃ ｂ’＝ｂ＋ｄ ｃ’＝ｂ＋ｃ ｄ’＝ａ＋ｄ となる。この関係式に図６の論理回路６６での選択信号
ａ〜ｄを示す論理式を当てはめると次のような論理式と
なる。すなわち、 ａ’＝（ｘ・ｚ´＋ｙ´・ｚ）・ＣＫ２ ｂ’＝（ｘ´・ｚ´＋ｙ・ｚ）・ＣＫ２ ｃ’＝（ｘ・ｚ＋ｙ・ｚ´）・ＣＫ２ ｄ’＝（ｘ´・ｚ＋ｙ´・ｚ´）・ＣＫ２ となる。この論理式に基づいた選択信号ａ’〜ｄ’をそ
れぞれアナログスイッチＳＷａ〜ＳＷｄに入力すれば、
回転投影部６３から積分回路６３への±Ｉ，±Ｑの出力
が±（Ｑ＋Ｉ），±（Ｑ−Ｉ）に変更されて出力され
る。

【０１４１】これにより、第１の位相情報検出部１０に
比べて分割領域がπ／４シフトした分割領域における処
理を可能とする第２の位相情報検出部２０に対応したア
ナログ回路を構成することができる。

【０１４２】次に、上述した各種の位相検出回路あるい
は位相情報検出部を応用した復調装置について説明す
る。

【０１４３】図８は、本発明の一実施例である位相検出
回路を応用した復調装置の構成を示す図である。

【０１４４】図８において、本復調装置は、直交復調器
７２、発振器７３、ロー・パス・フィルタ７４，７５、
位相検出部７６、差分位相生成部７７、および変調情報
再生部７８から構成される。

【０１４５】まず、端子７１から受信したＦＭ信号は、
直交復調器７２において、発振器７３と乗算を行うこと
により、Ｉ成分およびこれに直交するＱ成分に分離され
た複素ベースバンド信号を生成する。そして、複素ベー
スバンド信号は、ロー・パス・フィルタ７４，７５によ
り波形整形され、位相検出部７６に入力される。

【０１４６】位相検出部７６は、図１で示した第１の位
相情報検出部１０および第２の位相情報検出部２０にそ
れぞれ相当する位相情報検出部８１，８２を有してい
る。そして、それぞれの位相情報検出部８１，８２から
入力位相に関する位相情報としての第１の粗位相値Ｓ１
ｂと第１の微位相値Ｓ１ａ、および第２の粗位相値Ｓ２
ｂと第２の微位相値Ｓ２ａが差分位相生成部７７に出力
される。なお、位相情報検出部８１，８２は、図６で示
したようなアナログ回路で構成されている。従って、位
相検出部７６とロー・パス・フィルタ７４，７５との間
に、ＡＤＣは不要である。

【０１４７】差分位相生成部７７は、一定時間間隔Ｔの
間の位相変化Δθ＝θn−θn-1を生成し、ＦＭ復調信号
を得る。ここで、ＦＭ受信信号の場合、単位時間当たり
の位相変化は、角周波数ωに近似でき、ω≒（Δθ／
Ｔ）で表せることから、Ｔを適切に選ぶことにより、Ｆ
Ｍ復調信号を生成することができる。

【０１４８】変調情報再生部７８は、送信時に対応させ
た、図示しない、帯域外雑音除去フィルタ、ディエンフ
ァシス回路、エキスパンダ回路を有し、差分位相生成部
７７から出力されたＦＭ復調信号から原変調音声情報を
獲得し、出力する。

【０１４９】ここで、差分位相生成部７７の詳細構成に
ついて説明する。

【０１５０】図９は、差分位相生成部７７の詳細構成を
示す図である。図９において、差分位相生成部７７は、
第１の差分位相生成回路９１、第２の差分位相生成回路
９２、および合成回路９３から構成されている。

【０１５１】第１の差分位相生成回路９１には、位相情
報検出部８１から出力された１ビットの第１の微位相値
Ｓ１ａおよび２ビットの第１の粗位相値Ｓ１ｂが入力さ
れる。

【０１５２】第１の微位相値Ｓ１ａは、分岐され、一方
は、加算回路９４の端子Ａに入力され、他方は、Ｄフリ
ップフロップで多段に構成される遅延回路９５の端子Ｄ
に入力される。そして、遅延回路９５に入力された第１
の微位相値Ｓ１ａは、該遅延回路で一定時間遅延した
後、２の補数がとられて、加算回路９４の端子Ｂに入力
される。ここで、２の補数をとるのは、加算回路９４に
おいて減算を実行するためである。従って、加算回路９
４からは、第１の微位相値に対する差分微位相値が出力
される。

【０１５３】一方、第１の粗位相値Ｓ１ｂは、まずグレ
イ符号から元の２進符号に変換する変換回路９６に入力
されて２進符号に変換される。そして、この変換された
２ビットの第１の粗位相値Ｓ１ｂのうち、一方は、加算
回路９７の端子Ａ1，Ａ0に入力され、他方は、Ｄフリッ
プフロップで多段に構成される遅延回路９８の端子Ｄに
入力される。そして、遅延回路９８に入力された２ビッ
トの第１の粗位相値Ｓ１ｂは、それぞれ一定時間遅延し
た後、２の補数がとられて、加算回路９７の端子Ｂ1，
Ｂ0に入力される。ここで、２の補数をとるのは、上述
したように加算回路９７において、減算を実行するため
であり、加算回路９７からは、第１の粗位相値に対する
差分粗位相値が出力される。

【０１５４】加算回路９９は、加算回路９４から入力さ
れる差分微位相値と加算回路９７から入力される差分粗
位相値とを加算した第１の合成差分位相値を出力する。

【０１５５】第２の差分位相生成回路９２は、第１の差
分位相生成回路９１と全く同様の構成であるため、図９
において詳細構成は省略している。そして、第２の差分
位相生成回路９２は、位相情報検出部８２から出力され
た１ビットの第２の微位相値Ｓ２ａと２ビットの第２の
粗位相値Ｓ２ｂとからそれぞれ、差分微位相値および差
分粗位相値を生成して該差分微位相値および差分粗位相
値とを加算して、第２の合成差分位相値を生成し出力す
る。

【０１５６】そして、合成回路９３が、第１の差分位相
生成回路９１から出力された第１の差分合成位相値と第
２の差分位相生成回路９２から出力された第２の差分合
成位相値とを合成し、最終的な差分合成位相値として出
力する。

【０１５７】このように差分変調信号を復調する場合、
図１に示す位相生成部３０により出力された合成位相値
に対して、その後差分位相を求めるようにしてもよい
が、図９に示す差分位相生成部では、それぞれの微位相
値あるいは粗位相値の段階で先に差分位相を求め、その
後それぞれの差分位相を合成している。

【０１５８】なお、図８の位相検出部７６は、図１にお
ける第１の位相情報検出部１０、第２の位相情報検出部
２０を用いるものであるが、この位相検出部７６を図５
に示す位相検出回路とし、差分位相生成部７７を差分位
相生成回路９１のみで構成することにより、図８と同様
に、位相検出の非線形性を大幅に軽減することができ
る。

【０１５９】

【発明の効果】以上説明したように、第１の発明では、
入力された複素ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分
から第１の位相情報検出手段が、第１の粗位相値と第１
の微位相値とを出力し、一方第２の位相情報検出手段
が、第１の位相情報検出手段の分割された複数の位相領
域に対してπ／Ｎシフトした複数の位相領域により第２
の粗位相値と第２の微位相値とを出力する。そして、位
相合成手段の第１の加算手段が第１の粗位相値と第１の
微位相値とを加算し、位相合成手段の第２の加算手段が
第２の粗位相値と第２の微位相値とを加算する。さらに
位相合成手段の合成手段が第１の加算手段と第２の加算
手段との出力を合成し、最終的に検出された位相情報と
して出力するようにしている。

【０１６０】従って、第１の位相情報検出手段の第１の
粗位相値および第１の微位相値のみから検出された位相
の非線形性が打ち消されるように合成されるため、精度
の高い位相検出回路を実現することができるという利点
を有する。

【０１６１】また、第２の発明では、入力された複素ベ
ースバンド信号のＩ成分およびＱ成分から位相情報検出
手段が、粗位相値と微位相値とを出力し、この出力され
た値に対して、変換手段が、予め定められた入出力位相
変換特性に基づいて、補正変換する補償を行い、検出さ
れた位相情報として出力するようにしている。

【０１６２】従って、精度の高い位相検出回路を実現す
ることができるという利点を有する。

【０１６３】このため、第１の発明および第２の発明に
より、ＦＭ復調においては復調波形歪率を、π／４シフ
トＤＱＰＳＫ等の復調においてはビット誤り率を低減
し、通信品質の劣化を防止することができる利点を有す
る。

【０１６４】また、第１の発明および第２の発明とも
に、第１および第２の位相情報検出手段あるいは位相情
報検出手段内の回転投影手段、積分手段、および量子化
手段をアナログ回路で構成し、本位相検出回路にＡＤ変
換機能を持たせることにより、該位相検出回路の前段に
ＡＤＣを必要とせず、回路規模、消費電力を削減するこ
とができるという利点を有する。

【０１６５】さらに、第１の発明および第２の発明にお
いて、Ｎ＝４とすると、位相領域検出手段の機能は、入
力された複素ベースバンド信号のＩ成分およびＱ成分の
正負判定に帰着し、回転投影手段の機能は、入力された
複素ベースバンド信号のＩ，Ｑ成分および−Ｉ，−Ｑ成
分の４つの信号のうちの１つの信号を選択することに帰
着することから回路構成が簡単になるという利点を有す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例である位相検出回路の構
成を示す図。

【図２】第１の位相情報検出部１０における複数の位相
領域と第２の位相情報検出部２０における複数の位相領
域との関係を示す図。

【図３】分割数Ｎ＝４とした場合における第１の位相情
報検出部１０および第２の位相情報検出部２０での分割
された複数の位相領域の状態を示す図。

【図４】複素ベースバンド信号の入力位相に対する全位
相値θ’，θ1’，θ2’の出力との関係を示す図。

【図５】第２の実施例である位相検出回路の構成を示す
図。

【図６】分割数Ｎ＝４とした場合における第１の位相情
報検出部１０あるいは位相情報検出部４０をアナログ回
路で構成した位相情報検出部６０の詳細構成を示す図。

【図７】クロックＣＫ１とクロックＣＫ２とのタイミン
グチャート。

【図８】本発明の一実施例である位相検出回路を応用し
た復調装置の構成を示す図。

【図９】差分位相生成部７７の詳細構成を示す図。

【図１０】従来の直交復調方式を採用した受信機の構成
を示す図。

【図１１】Σ−Δ変調技術を用いて従来の受信機の不具
合を解決した従来の位相検出回路の構成を示す図。

【図１２】Ｉ，Ｑの直交座標を用いて、図１２に示す位
相検出回路の動作を説明する図。

【図１３】図１１の位相検出回路において、Ｎ＝４とし
てＩ軸とＱ軸とで４分割された位相領域を設定した場合
における入力位相θに対する正規化されて出力される全
位相値θ’との入出力特性を示す図。

【符号の説明】

１０ 第１の位相情報検出部 ２０ 第２の位相情報検出部 １１，２１ 位相領域検出部 １２，２２ 回転投影部 １３，２３ 積分回路 １４，２４ 量子化回路 １５，２５ 遅延回路 ３０ 位相生成部 ３１ 第１の加算回路 ３２ 第２の加算回路 ３３ 合成回路 ＳＩ，ＳＱ 複素ベースバンド信号 Ｓ１ａ，Ｓ２ａ 微位相値 Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ 粗位相値 Ｓθ 合成位相値

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された複素ベースバンド信号の位相
   情報を抽出する位相検出回路において、 前記複素ベースバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジ
   アン（Ｎは４以上の整数）づつに等分割した第１の複数
   の位相領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検
   出結果を第１の粗位相値として出力する第１の位相領域
   検出手段、 前記複素ベースバンド信号の位相の増加または減少方向
   を示す第１の指示信号に応じて＋π／Ｎラジアンまたは
   −π／Ｎラジアン回転させ、これを前記第１の位相領域
   検出手段により検出された位相領域を２等分する中心軸
   に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
   の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する第１
   の回転投影手段、 前記第１の回転投影手段の出力を積分する第１の積分手
   段、 前記第１の積分手段の出力を２値量子化し、第１の微位
   相値として出力する第１の量子化手段、 前記第１の量子化手段の出力を遅延させ、前記第１の指
   示信号として出力する第１の遅延手段を有する第１の位
   相情報検出手段と、 前記複素ベースバンド信号の位相が、前記第１の位相領
   域検出手段の有する前記第１の複数の位相領域のそれぞ
   れをπ／Ｎだけシフトした第２の複数の位相領域のうち
   のどの領域に属するかを検出し、該検出結果を第２の粗
   位相値として出力する第２の位相領域検出手段、 前記複素ベースバンド信号の位相の増加または減少方向
   を示す第２の指示信号に応じて＋π／Ｎラジアンまたは
   −π／Ｎラジアン回転させ、これを前記第２の位相領域
   検出手段により検出された位相領域を２等分する中心軸
   に直交し、かつその交点を原点とし当該位相領域の位相
   の増加方向を正とする直線に投影した値を出力する第２
   の回転投影手段、 前記第２の回転投影手段の出力を積分する第２の積分手
   段、 前記第２の積分手段の出力を２値量子化し、第２の微位
   相値として出力する第２の量子化手段、 前記第２の量子化手段の出力を遅延させ、前記第２の指
   示信号として出力する第２の遅延手段を有する第２の位
   相情報検出手段と、 前記第１の位相情報検出手段が出力する前記第１の粗位
   相値と前記第１の微位相値とを加算出力する第１の加算
   手段、 前記第２の位相情報検出手段が出力する前記第２の粗位
   相値と前記第２の微位相値とを加算出力する第２の加算
   手段、 前記第１の加算手段による加算出力と前記第２の加算出
   力とを合成して前記複数のベースバンド信号の位相情報
   として出力する合成手段を有した位相合成手段とを具備
   したことを特徴とする位相検出回路。
2. 【請求項２】 入力された複素ベースバンド信号の位相
   情報を抽出する位相検出回路において、 前記複素ベースバンド信号の位相が、予め２π／Ｎラジ
   アン（Ｎは４以上の整数）づつに等分割した複数の位相
   領域のうちのどの領域に属するかを検出し、該検出結果
   を粗位相値として出力する位相領域検出手段、 前記複素ベースバンド信号の位相の増加または減少方向
   を示す指示信号に応じて＋π／Ｎラジアンまたは−π／
   Ｎラジアン回転させ、これを前記位相領域検出手段によ
   り検出された位相領域を２等分する中心軸に直交し、か
   つその交点を原点とし当該位相領域の位相の増加方向を
   正とする直線に投影した値を出力する回転投影手段、 前記回転投影手段の出力を積分する積分手段、 前記積分手段の出力を２値量子化し、微位相値として出
   力する量子化手段、 前記量子化手段の出力を遅延させ、前記指示信号として
   出力する遅延手段を有する位相情報検出手段と、 前記位相領域検出手段の粗位相値出力と前記量子化手段
   の微位相値出力とを合成し、該合成値を検出位相情報と
   して出力する位相合成手段と、 出力されるべき前記複素ベースバンド信号の位相に対す
   る理想の位相情報と前記位相合成手段から入力された前
   記検出位相情報との予め定められた入出力位相変換特性
   に基づき、該検出位相情報を前記理想の位相情報に変換
   して出力する変換手段とを具備したことを特徴とする位
   相検出回路。