JPH0882658A - 電流操向論理回路のための静電流テスト装置および方法 - Google Patents
電流操向論理回路のための静電流テスト装置および方法Info
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Abstract
グル・エンドまたは差動論理回路の静電流テスト方法。 【構成】静電流テスト方法は、通常動作モードにおける
第1のバイアス電圧と第1の静電流テスト段階における
第1の遮断電圧の間で第1のバイアス・ノードをスイッ
チングするステップと、テスト段階における論理回路に
供給される電流を測定するステップとを含む。差動回路
に対して、静電流テストはさらに、通常動作モードにお
ける第2のバイアス電圧と第2の静電流テスト段階にお
ける第2の遮断電圧の間で第2のバイアス・ノードをス
イッチングする付加ステップを含む。通常バイアス電圧
とテスト電圧の間でスイッチするために、バイアス・ス
イッチング手段(46、62、64)が使用される。出
力電圧を強制的に低くし、ダイオード接続トランジスタ
を出力から分離するために、セル・スイッチング手段
(MN12、MN13)がダイオード接続トランジスタ
に結合される。
Description
路に関し、特に、電流操向論理回路の静電流パラメータ
・テストに関する。
積回路における信頼性の問題を判定するための効果的な
パラメータ・テストとして長く受け入れられてきた。既
知の静的状態に回路を設定し、この静的状態におけるデ
バイスにより引き出される静電流を測定することにより
このテスト方法は始まる。測定された漏れ電流が所定の
閾値レベルを越えるならば、信頼性に潜在的な問題があ
るため、そのデバイスは選別される。一般的なCMOS
プロセスにおいて、この閾値レベルは約10〜20μA
である。
イスが漏れ電流以外のいかなる付加静電流も消費しない
ことが、静電流テストには必要となる。一般的なCMO
S回路にとって、このことは、ゲートのスイッチングに
より生じるいかなる動電流をも削除するために、テスト
の間クロック信号を単に禁止にすることにより実現する
ことができる。
バイアス電流を消費する場合には、バイアス電流を禁止
する必要があるため、通常動作状態でデバイスをテスト
することはできない。このことは、回路の全ファミリの
静電流をテストする際に事実上妨げとなる。例えば、図
3に示す定電流論理ゲート30あるいは図4に示す折り
返しソース結合論理ゲート35を含む論理回路は、通常
動作の間消費されるバイアス電流のために静電流テスト
の使用の妨げとなる。しかし、定電流論理回路は通常の
CMOSに比べて幾つかの重要な利点を持っており、こ
のことは通常のCMOSよりもある用途においてより望
まれることになる。
路の基本的な問題の一つである電磁干渉(EMI)を最
小限に抑える。例えば、図1を参照して、CMOSイン
バータ10は、Pチャンネル電界効果トランジスタ(F
ET)14とNチャンネルFET12の導通領域が重な
ると、電流スパイクを示す。この電流スパイクは、FE
T12及びFET14のゲートに見られる入力電圧VIN
が、閾値電圧VTにほぼ等しい場合に生じる。図2
(A)には、入力電圧VIN及び対応する出力電圧VOUT
が示されている。図2(B)には、対応する電流スパイ
クが示されている。
びそのようなものの結果として、2つの望ましくない影
響が生じる。最初の影響は、スイッチングによって引き
起こされるノイズが、直接基板に結合されて、同じチッ
プの下位のアナログ・ブロックに結合し、それによりア
ナログ・ブロックの性能が大幅に劣化するということで
ある。第2の、さらに有害である可能性のある影響は、
電流スパイクによって発生する電磁干渉(“EMI”)
である。
ってチップまたはプリント回路基板全体に、論理ゲート
に電流を供給する電源導体が道付けされている。この導
体(不図示)は、導体の長さに正比例する有限のインダ
クタンスを有している。インダクタに電流が通ると、下
記に示す、一般に知られた式に従って、電圧の変化dV
が生じる: dV=L×(dI/dT) ここで、Lは、インダクタのインダクタンスを表し、d
Iは、図2(B)に示すように、対応する時間の変化d
Tに対する電流の変化を表している。その時、対応する
電圧の変化dVが電源導体から放射され、電源導体はア
ンテナとしてふるまう。このことが、望ましくないレベ
ルのEMIを生み出すことになる。
は、図3に示す定電流論理ゲート30が、電流スパイク
をほとんど除去するために使用され得る。定電流論理ゲ
ート30は、電源電圧VDDを受ける電源端子22に接続
されたソース、所定のバイアス電圧VBIASを受けるため
のゲート24、及びドレインを備えた第1のPチャンネ
ル電流源トランジスタMP1を含んでいる。Pチャンネ
ル・トランジスタMP1は、所定量の定電流を導通させ
るためにトランジスタをバイアスするバイアス電圧を有
する定電流源としてふるまう。定電流論理ゲート30
は、Pチャンネル・トランジスタMP1のドレインに接
続されたドレイン、共通電圧GNDを受けるための共通
端子20に結合されたソース、及び入力電圧VINを受け
るためのゲート16を備えた、第1のNチャンネル・ト
ランジスタMN1も含んでいる。
が、Nチャンネル・トランジスタMN1と並列をなして
いる。ダイオード接続トランジスタMN2は、互いに結
合し、Pチャンネル・トランジスタMP1のドレインに
接続された、ゲート及びドレインを備えている。ダイオ
ード接続トランジスタMN2は、共通端子20に結合さ
れたソースも備えている。トランジスタMN2のゲート
・ドレイン接続は、出力電圧信号VOUTを供給するため
の出力端子18に接続されている。
そう呼ばれるのは、VINの状態に関係なく一定の静電流
を導通するためである。このことは、入力電圧VINにお
ける許容電圧レベルを考察することによって明らかにな
る。通常の動作条件下では、所定量の定電流を導通させ
るため、Pチャンネル・トランジスタMP1をバイアス
するための所定の電圧レベルに、バイアス電圧VBIASが
設定される。一方、入力電圧VINは、第1と第2の電圧
レベルまたは状態の間でトグル動作する。
チャンネルFET MN1をオンにするには不十分であ
る。第1の状態は、入力電圧VINがMN1の閾値電圧V
T未満の場合に生じる。Nチャンネル・トランジスタM
N1がオフになると、全電流が、ダイオード接続トラン
ジスタMN2に流れることになる。出力電圧VOUTは、
高レベルであり、下記の式で表される振幅を備えてい
る: VOUT=(2×I/[K×W/L])×0.5+VT ここで、 I=MN2を介して供給される電流 K=誘電率 W=ゲート幅 L=ゲート長 第2の状態の場合、Nチャンネル・トランジスタMN1
がオンになり、従って、出力電圧VOUTは、MN1のド
レイン・ソース電圧と等しくなる。しかし、ドレイン・
ソース電圧は、入力電圧が閾値電圧VTをどれほど上回
るかによって、ほぼゼロになる。ドレイン・ソース電圧
は、ダイオード接続トランジスタMN2が電流を導通で
きるようにするには不十分である。結果として、全電流
が、Nチャンネル・トランジスタMN1に導通すること
になる。
タ10と論理的に同等である。さらに、論理ゲート30
は、対応するCMOSに比べると電磁放射が少ない。し
かし、インバータ10とは異なり、定電流論理ゲート3
0は、入力電圧VINの状態に関係なくDC電流経路を備
えている。従って、ゲート30の静電流テストを実施す
ることはできない。
の遷移が生じるので、一方のトランジスタからもう一方
のトランジスタに転じる際、電流にわずかな揺動が発生
する。しかし、揺動の大きさは、図1のインバータによ
って生じるノイズ・スパイクよりはるかに小さい。従っ
て、電源導体の誘導成分によって生じる対応する電圧降
下は、比例して減少する。ノイズ特性の改善によって、
定電流論理回路は、低ノイズ用途に関して、一般的なC
MOSよりも優れたものになる。しかし、定バイアス電
流のため、バイアス電流を禁止しなければ、定電流論理
回路において静電流テストを実施することはできない。
て、同様の定電流論理ゲートを構成することが可能であ
る。図4に示す論理ゲートは、一般に、折り返しソース
結合論理回路(FSCL)と呼ばれる。FSCLゲート
35は、対称で差動構成をとるように配置された、2つ
の定電流論理ゲートを含んでいる。最初の片方には、電
流源トランジスタMP2、入力トランジスタMN3、及
びダイオード接続トランジスタMN4が含まれている。
もう片方は、電流源MP3、入力トランジスタMN5、
及びダイオード接続トランジスタMN6から構成され
る。定電流論理ゲート30とは異なり、FSCLゲート
35の入力トランジスタMN3及びMN5は、第2のN
チャンネル電流源MN7に結合されている。電流源MP
2及びMP3は、第1のバイアス電圧VB1によってバイ
アスされる。第2の電流源MN7は、独立したバイアス
電圧VB2によってバイアスされる。
論理ゲート30とほぼ同様に作動する。ダイオード接続
トランジスタが電流を導通するか、あるいは対応する入
力トランジスタが、対応するPチャンネル電流源、すな
わちMP2またはMP3によって生じる電流を導通す
る。しかし、シングル・エンド定電流論理ゲート30と
は異なり、入力トランジスタMN3及びMN5は、逆極
性の信号IN及び/INによって差動方式で駆動され
る。従って、当業者には明らかなように、MN3とMN
5のいずれかが導通するが、両方ではない。従って、差
動出力端子40及び42は、反転差動出力OUT及び/
OUTを作り出すために、互いに逆極性になる。
ゲート30と同じ低ノイズ特性を示す。FSCLゲート
30は、電流の量はほとんど変化させずに、1つの経路
からもう1つの経路に電流の“操向”を行うことによっ
て、定電流論理ゲート30と同様にこれを実現してい
る。定電流論理ゲートと同様、FSCLゲート35では
全ての入力状態においてDC経路が存在するため、静電
流テストを実施することができない。従って、定電流論
理回路ファミリの静電流テストに対する要求が依然とし
て存在する。
は、通常の動作条件においてバイアス電流を消費するC
SL論理デバイスをテストすることである。
いて静電流テスト方法を実現するための回路を提供する
ことである。
力、及び、バイアス・ノードをそれぞれ備え、所定の論
理機能を実現するため、ゲートの入力及び出力が所定の
方式で接続された、複数の定電流論理ゲートが含まれ
る。第1の通常動作モードにおけるバイアス電圧源と静
電流テスト・モードにおける遮断電圧源の間において、
各ゲートのバイアス・ノードをスイッチングするために
バイアス・スイッチング手段が用いられる。好ましい実
施例の場合、スイッチング手段には、マルチプレクサが
含まれる。
ダイオード接続トランジスタが含まれている場合、強制
的に出力を論理的低レベルにし、静電流テスト・モード
時にダイオード接続トランジスタを出力から分離するた
め、セル・スイッチング手段が、ダイオード接続トラン
ジスタのゲートとドレインの間に挿入される。
ートのような、差動静電流論理ゲートにも拡張される。
差動論理ゲートの場合、それぞれのバイアス・ノードを
スイッチするため、第1と第2のバイアス・スイッチン
グ手段が含まれている。さらに、差動論理ゲートに、各
差動出力に結合されたダイオード接続トランジスタが含
まれている場合、各ダイオード接続トランジスタのゲー
トとドレーンの間に、セル・スイッチング手段が挿入さ
れる。セル・スイッチング手段は、それぞれの差動出力
を強制的に論理的低レベルにし、静電流テスト・モード
においてダイオード接続トランジスタを出力から分離す
る。
域の追加を必要としないということである。
徴、及び、利点については、添付の図面を参照しながら
進められる、本発明の好ましい実施例に関する下記の詳
細な説明からさらに明白になるであろう。
を備えた定電流論理ゲート45が示されている。簡略化
して例示するため、図5には、単一の論理ゲートだけし
か示されていない。しかし、本発明の原理は、複数のそ
のような論理ゲートを備える全集積回路に拡張すること
が可能である。
1、MN1、及びMN2を含む図3の定電流論理ゲート
30だけでなく、マルチプレクサ46と、2つの追加N
チャンネルトランジスタMN12及びMN13も含まれ
ている。マルチプレクサ46には、並列に接続された2
つのNチャンネルトランジスタMN10及びMN11が
含まれている。MN10のドレインは、バイアス電圧V
BIASを受けるための端子48に結合され、ソースはMP
1のゲートに結合され、MN10のゲートは、第1の選
択信号Aを受信するための端子50に結合される。第2
のトランジスタMN11のドレインは、好ましい実施例
においてはVDDである遮断電圧を受けるための端子52
に結合されている。MN11のソースは、並列接続を形
成するためにMN10のソースに結合されている。MN
11のゲートは、選択信号Aとは逆極性の選択信号/A
を受信するための端子54に結合されている。
るバイアス電圧VBIASと第1の静的テスト・モードにお
ける遮断電圧VDDの間で、MP1のゲートにおける電圧
をスイッチする。選択信号A及びその相補信号/Aによ
って、ドレインで受ける電圧をそれぞれのソースに結合
するため、MN10とMN11のいずれかが使用許可に
なるが、両方共許可されることはない。MP1のゲート
における電圧が、VBIASに等しい、すなわち、Aが許可
される場合、MP1は通常、電流源としての働きをす
る。対照的に、MP1のゲートにおける電圧がVDDに等
しい、すなわち、/Aが許可される場合、ゲート・ソー
ス電圧はほぼゼロになり、MP1が遮断する。従って、
マルチプレクサ46が、信号A及び/Aの状態に基づい
て、MP1をオンまたはオフにする。
レクサ構成によって、この同じ機能を実現することが可
能である。例えば、好ましい実施例におけるように、N
チャネルFETよりはむしろトランジスタMN10及び
MN11を伝送ゲートにすることが可能である。さら
に、マルチプレクサは、独立した各ゲートの一部、例え
ば、図5に示すように、標準的なセルとすることもでき
るし、あるいは、バイアス電圧発生回路(不図示)に含
めることも可能である。後者の場合、単一のマルチプレ
クサと、定電流論理ゲートの一部または全てを結合し
て、テスト回路が消費する追加シリコン領域を最小限に
抑えることが可能である。
1つの変更は、ダイオード接続トランジスタMN2のド
レインとゲートの間に挿入される、Nチャンネル・トラ
ンジスタMN12の追加である。MN12のドレイン
は、MN2のドレインに接続され、MN12のソース
は、MN2のゲート並びに出力端子18に接続される。
MN12のゲートは、第2の選択信号Bを受信するため
の端子56に結合される。定電流論理ゲート30には、
トランジスタMN13も追加される。トランジスタMN
13のドレインはMN2のゲートに結合され、MN13
のソースはGND端子20に結合される。MN13のゲ
ートは、選択信号Bと相補的な選択信号/Bを受信する
ための端子58に結合される。従って、MN12及びM
N13は、選択信号B及び/Bの状態に基づいて、相互
に排他的に、動作する。
てMN12がオンになる。MN12がオンになると、M
N2のドレイン及びゲートが、実質上結合される。これ
に対し、相補性選択信号/Bが禁止されてトランジスタ
MN13がオフになる。従って、通常モードの場合、ト
ランジスタMN2は、図2の場合と同様、ダイオード接
続トランジスタとして有効に動作する。
信号Bが禁止され、信号/Bが許可される。信号Bが禁
止されると、トランジスタMN12がオフになり、MN
2のトランジスタが出力端子18から有効に分離され
る。さらに、MN13によって、出力信号VOUTが強制
的に論理低レベルにされる。さらに後述するように、論
理ゲートが直列である場合に、第2のテスト・モードに
おいて、後続の論理ゲート(不図示)がオンになるのを
回避するためには、VOUTを論理低レベルにする必要が
ある。
階で実施される。第1段階のテストは、MP1によるい
ずれの静電流に対してであり、第2段階のテストは、M
N1またはMN2によるいずれの静電流に対するもので
ある。第1段階の場合、MP1のゲートに供給される電
圧は、バイアス電圧VBIASから遮断電圧VDDにスイッチ
される。これは、選択信号Aを禁止して、相補性信号/
Aを許可し、選択信号Bを許可して、相補性信号/Bを
禁止することによって実現される。次に、論理回路に供
給される静電流が測定される。静電流が所定の限界を超
えると、そのデバイスは、信頼性の問題に可能性有りと
して選別される。
フにしようとして、MP1を分離する。MN1及びMN
2を使用許可しても、MP1が何の静電流をも引き出さ
ない場合には、何の静電流をも検出すべきではない。し
かし、MP1が、例えば、MP1のソースとドレインの
短絡によって静電流を引き出す場合、MN1またはMN
2のいずれかが、VINの状態に基づいてこの電流を供給
するであろう。従って、第1のテスト・モードは、MP
1によるいずれの静電流問題をも分離する。
/Aを禁止することによって、MP1はオンになり、ト
ランジスタMN1及びMN2は、オフになる。トランジ
スタMN1及びMN2は、入力電圧VINを禁止して、選
択信号Bを禁止し、選択信号/Bを許可することによっ
てオフになる。入力電圧VINを禁止すると、MN1がオ
フになる。信号Bを禁止すると、トランジスタMN2が
出力端子18から分離される。信号/Bを許可すると、
出力電圧VOUTを論理的低レベルに引くことによってM
N2をオフにし、出力端子18に接続されたいずれの入
力トランジスタをもオフする二重の効果がある。MN1
とMN2の両方をオフにすると、MP1によって供給可
能な電流が、これらのトランジスタを通ってGNDに流
れることができなくなる。従って、測定されるべき静電
流は何もない。しかし、静電流が測定される場合には、
MN1とMN2のいずれかに、例えば、ドレイン・ソー
ス間の短絡とか、低インピーダンスといった、静電流を
流させる欠陥があることを意味している。従って、測定
静電流が所定のレベルを超えると、そのデバイスは、M
N1とMN2のいずれかのために、信頼性の問題に可能
性有りとして選別される。下記の表1には、対応する注
記と共に、選択信号A、/A、B、及び/Bの状態を表
した表が示されている。
定電流論理ゲート60が示されている。論理ゲート60
は、図4のFSCLゲート35に対応するものであり、
ゲートの静電流テストを可能にするための回路が追加さ
れている。共通部分の参照番号は、説明を容易にするた
め、図4と図6の間で同じになっている。FSCLゲー
トに加えて、論理ゲート60には、第1のマルチプレク
サ62及び第2のマルチプレクサ64と、2つのダイオ
ード接続トランジスタMN4及びMN6に接続されたF
ET MN24〜MN27が含まれている。第1のマル
チプレクサ62は、トランジスタMP2及びMP3のゲ
ートに結合されたFET MN20及びMN21から構
成される。MN20のドレインは、図4において必要と
されるのとほぼ同じバイアス電圧である、第1のバイア
ス電圧VB1を受けるための端子66に結合される。一
方、MN21のドレインは、この場合、電源電圧VDDに
対応する第1の遮断電圧を受けるための端子68に結合
される。MN20及びMN21のソースは、互いに並列
に接続されている。そのソースはさらにトランジスタM
P2とMP3のゲートに結合される。MN20のゲート
は、選択信号Xを受信するための端子70に結合されて
いる。MN21のゲートは、信号Xと逆極性の選択信号
/Xを受信するための端子72に結合されている。
と遮断電圧VDDの間で、トランジスタMP2及びMP3
のゲートにおける電圧をスイッチする。MP2及びMP
3のゲートにおける電圧は、信号X及び/Xの状態によ
って決まる。Xが論理的に高く、従って/Xが論理的に
低い場合、トランジスタMN20がオンになり、MN2
1がオフになる。従って、MP2及びMP3のゲートに
おける電圧は、ほぼVB1に等しい。トランジスタMP2
及びMP3はその通常の動作点にバイアスされ、論理ゲ
ートのそれぞれの脚に電流を供給するので、この状態
は、通常の動作モードに対応する。しかし、信号Xが論
理的に低く、従って/Xが論理的に高い場合、トランジ
スタMN20がオフになり、MN21がオンになる。従
って、MP2及びMP3のゲートにおける電圧は、ほぼ
VDDに等しくなる。トランジスタMP2及びMP3がオ
フになり、欠陥がなければ、何の電流をも導通しないの
で、この状態は、さらに後述するように、トランジスタ
MP2及びMP3をテストするための静電流テスト・モ
ードに対応する。
ランジスタMN7のゲートに結合されたFET MN2
2及びMN23から構成される。MN22のドレイン
は、第2のバイアス電圧VB2を受けるための端子74に
結合されている。一方、MN23のドレインは、この場
合、共通電圧GNDに対応する第2の遮断電圧を受ける
ための端子76に結合されている。マルチプレクサ62
の場合と同様、MN22及びMN23は、並列接続をな
すように互いに結合されている。ソースはさらに、トラ
ンジスタMN7のゲートに結合されている。MN22の
ゲートは、選択信号Yを受信するための端子78に結合
されている。一方、MN23のゲートは、信号Yとは逆
極性の選択信号/Yを受信するための端子80に結合さ
れている。
と遮断電圧GNDの間で、トランジスタMN7のゲート
における電圧をスイッチする。MN7のゲートにおける
電圧は、信号Y及び/Yの状態によって決まる。Yが論
理的に高く、従って/Yが論理的に低い場合、トランジ
スタMN22がオンになり、MN23がオフになる。従
って、MN7のゲートにおける電圧は、VB2にほぼ等し
くなる。トランジスタMN7が通常の動作点にバイアス
され、入力電圧VINの状態に基づいて、トランジスタM
N3またはMN5のいずれかから電流を吸い込むので、
この状態は通常の動作モードに対応する。
Yが論理的に高い場合、トランジスタMN22がオフに
なり、MN23がオンになる。従って、MN7のゲート
における電圧がGNDとほぼ等しくなる。トランジスタ
MN7がオフになり、欠陥がなければ、何の電流をも導
通しないので、この状態はMN7をテストする静電流テ
スト・モードに対応する。好ましい実施例の場合、マル
チプレクサ62及び64は論理ゲートから分離され、多
重論理ゲート(図6には示されていない)に接続するた
めに、代わりに、バイアス電圧発生源に配置されてい
る。マルチプレクサは、各ゲート毎に、標準的なセルに
直接組み込むことも可能であるが、これには、シリコン
領域の追加が必要になる。
ト60の通常のダイオード接続トランジスタMN4及び
MN6は、ダイオード接続トランジスタの出力を強制的
に論理的低レベルにし、静電流テスト・モードにおいて
トランジスタを論理ゲート出力から分離するため、それ
らに追加トランジスタが結合されている。ダイオード接
続トランジスタMN4のソースとゲート間には、トラン
ジスタM24が挿入されている。MN24のソースはM
N4のソースに結合され、MN24のドレインはMN4
のゲートに結合される。MN24のゲートは、選択信号
Zを受信するための端子82に結合される。
N4をオフにすることによって、端子40における出力
電圧/OUTを強制的に低くするため、MN4のゲート
に結合される。MN25のドレーンは、MN4のゲート
に結合され、MN25のソースは、端子20に結合され
る。MN25のゲートは、選択信号Zと相補性の選択信
号/Zを受信するための端子84に結合されている。ト
ランジスタMN24及びMN25は、上述のダイオード
接続トランジスタMN2に対するトランジスタMN12
及びMN13の動作と正確に同じやり方で、ダイオード
接続トランジスタMN4に対して動作する。
N4と同じ構成になっている。ダイオード接続トランジ
スタMN6のソースとゲート間には、トランジスタMN
26が挿入されている。MN26のソースはMN6のソ
ースに結合され、MN26のドレインは、MN6のゲー
トに結合される。MN26のゲートは、選択信号/Zを
受信するための端子86に結合される。
N6をオフにすることによって、端子42における出力
電圧OUTを強制的に低くするため、MN6のゲートに
結合される。MN27のドレインはMN6のゲートに結
合され、MN27のソースは端子20に結合される。M
N27のゲートは、選択信号/Zを受信するための端子
88に結合されている。
Y、及びZは全て許可され、従って、/X、/Y、及び
/Zは禁止される。Xが許可されると、マルチプレクサ
62は、トランジスタMP2及びMP3のゲートにバイ
アス電圧VB1を印加する。ゲート60のそれぞれの脚に
電流を供給するために、バイアス電圧VB1はトランジス
タMP2及びMP3をそれらの導通領域へとバイアスす
る。Yが許可されると、マルチプレクサ64は、トラン
ジスタMN7のゲートにバイアス電圧VB2を印加する。
MN3とMN5のいずれかからのいかなる電流をも供給
することをMN7に可能にするように、バイアス電圧V
B2はMN7をその導通領域へとバイアスする。Zが許可
されると、トランジスタMN24及びMN26がオンに
なり、MN25及びMN27がオフになる。従って、ダ
イオード接続トランジスタMN4及びMN6が、両方と
もダイオードとしての働きをする。従って、MP2及び
MP3によって生じた電流が、対応する入力トランジス
タまたはダイオード接続トランジスタを通して流れるこ
とで、論理ゲート60は、図4の論理ゲート35と同等
の働きをする。
択信号Xが禁止され、従って/Xが許可されるが、選択
信号Y及びZは許可されたままである。選択信号Xを禁
止すると、マルチプレクサ62は、MP2及びMP3の
ゲートに見られる電圧をバイアス電圧VB1から遮断電圧
VDDにスイッチする。この結果、MP2とMP3の両方
とも遮断され、MP2またはMP3によるいかなる電流
の発生も禁止される。MP2及びMP3が遮断される
と、端子22から流れ出る、別様に考えると端子20に
流れ込むべき電流は何もない。端子20または22にお
いて、何らかの電流が検出される場合は、MP2または
MP3に欠陥があるに違いない。従って、第1の静電流
モードは、トランジスタMP2またはMP3のいかなる
欠陥をも検出する。
択信号Y及びZ、並びに入力IN及び/INが禁止され
るが、選択信号Xは許可される。信号Xが許可される
と、トランジスタMP2及びMP3のゲートにバイアス
電圧VB1が印加される。従って、これらのトランジスタ
は、電流が流れるDC経路が存在する場合、電流を供給
することが可能である。しかしながらY及びZが禁止さ
れ、回路に欠陥が存在しない場合には、その回路に何の
DC経路もあるべきではない。従って、静電流が検出さ
れる場合、その時は残りの回路に欠陥が存在する。こう
して、回路全体について、静電流テストを実施すること
が可能である。下記表2には、論理ゲート60に関する
利用可能なモードの要約が示されている。
を図示し、記述してきたが、こうした原理を逸脱するこ
となく、本発明の配置や細部の変形が可能であること
は、当業者には容易に明白である。例えば、図示の定電
流論理ゲートは、全てインバータであるが、同じ本発明
の技法を利用して、例えば、ORゲート、ANDゲー
ト、NORゲート等の任意の定電流論理ゲートに静電流
能力を付加することが可能である。また、混合数とゲー
ト数との間の正確な対応は、設計制約に基づいて変形す
ることも可能である。添付する特許請求項の精神及び範
囲内に含まれる全ての変形を特許請求する。
をそれぞれ有する複数の静的定電流論理ゲートで、該ゲ
ートの入力及び出力が、所定の論理機能を実現するため
に所定方式で接続されている、複数の静的定電流論理ゲ
ートと、第1の通常動作モードにおけるバイアス電圧源
と第2の静電流テストモードにおける遮断電圧源の間
で、各ゲートのバイアス・ノードをスイッチするための
バイアス・スイッチング手段とから構成される論理回
路。
イアス電圧を受ける第1の入力、遮断電圧を受ける第2
の入力、バイアス・ノードに結合された出力と、動作モ
ードとテスト・モードの間で選択を行うための選択信号
を受信する制御入力とを有するマルチプレクサから成る
ことを特徴とする前項1記載の論理回路。
結合されたダイオード接続トランジスタを含むことを特
徴とする前項1記載の論理回路。
に、出力を強制的に論理的低レベルにし、第2の静電流
テスト・モードにおいて、ダイオード接続トランジスタ
を出力から分離するために、ダイオード接続トランジス
タのアノードを形成するゲートとドレインの間に挿入さ
れるセル・スイッチング手段から構成されることを特徴
とする前項3記載の論理回路。
続トランジスタのドレインに結合される第1の電流ノー
ド、出力に結合される第2の電流ノード、及び第1の選
択信号を受信するためのゲートを有する第1のトランジ
スタと、出力に結合される第1の電流ノード、GNDに
結合される第2の電流ノード、及び第2の選択信号を受
信するためのゲートを有する第2のトランジスタとから
構成されることを特徴とする前項4記載の論理回路。
の差動出力、及び第1と第2のバイアス・ノードをそれ
ぞれ有する複数の静的定電流論理ゲートであり、該ゲー
トの入力及び出力が、所定の論理機能を実現するために
所定方式で接続されている複数の静的定電流論理ゲート
と、第1の通常動作モードにおける第1のバイアス電圧
源と第1の静電流テスト段階における第1の遮断電圧源
の間で、各ゲートの第1のバイアス・ノードをスイッチ
するための第1のバイアス・スイッチング手段と、第1
の通常動作モードにおける第2のバイアス電圧源と第2
の静電流テスト段階における第2の遮断電圧源の間で、
各ゲートの第2のバイアス・ノードをスイッチするため
の第2のバイアス・スイッチング手段とから構成される
差動論理回路。
が、第1のバイアス電圧を受けるための第1の入力、第
1の遮断電圧を受けるための第2の入力、第1のバイア
ス・ノードに結合される出力と、動作モードとテスト・
モードの間で選択を行う第1の選択信号を受信するため
の第1の制御入力を有する第1のマルチプレクサから成
ることを特徴とする前項6記載の論理回路。
が、第2のバイアス電圧を受けるための第1の入力、第
2の遮断電圧を受けるための第2の入力、第2のバイア
ス・ノードに結合される出力と、動作モードとテスト・
モードの間で選択を行う第2の選択信号を受信するため
の第2の制御入力を有する第2のマルチプレクサから成
ることを特徴とする前項6記載の論理回路。
結合される第1のダイオード接続トランジスタと、出力
に結合される第2のダイオード接続トランジスタとを含
むことを特徴とする前項6記載の論理ゲート。
に、出力を強制的に論理的低レベルにし、第2の静電流
テスト段階において、ダイオード接続トランジスタを出
力から分離するために、第1のダイオード接続トランジ
スタのアノードを形成するゲートとドレインの間に挿入
される第1のセル・スイッチング手段と、出力を強制的
に論理的低レベルにし、第2の静電流テスト段階におい
て、ダイオード接続トランジスタを出力から分離するた
めに、第2のダイオード接続トランジスタのアノードを
形成するゲートとドレインの間に挿入される第2のセル
・スイッチング手段とから構成されることを特徴とする
前項9記載の論理ゲート。
のダイオード接続トランジスタのドレインに結合される
第1の電流ノード、出力に結合される第2の電流ノー
ド、及び第1の選択信号を受信するためのゲートを有す
る第1のトランジスタと、出力に結合される第1の電流
ノード、GNDに結合される第2の電流ノード、及び第
2の選択信号を受信するためのゲートを有する第2のト
ランジスタとから構成されることを特徴とする前項10
記載の論理回路。
のダイオード接続トランジスタのドレインに結合される
第1の電流ノード、出力に結合される第2の電流ノー
ド、及び第1の選択信号を受信するためのゲートを有す
る第1のトランジスタと、出力に結合される第1の電流
ノード、GNDに結合される第2の電流ノード、及び第
2の選択信号を受信するためのゲートを有する第2のト
ランジスタとから構成されることを特徴とする前項10
記載の論理回路。
のバイアス・ノード、及び出力を各論理ゲートは有する
複数の論理ゲートを備える静電流論理回路を設けるステ
ップと、第1の通常動作モードにおけるバイアス電圧源
と静電流テスト・モードにおける遮断電圧源との間でバ
イアス・ノードをスイッチングするステップと、論理回
路に供給される電流を測定するステップとから構成され
る論理回路の静電流テスト方法。
界の比較を行うステップからなることを特徴とする前項
13記載の静電流テスト方法。
界より小さい場合には回路を機能グループに選別し、測
定電流が故障限界より大きい場合には回路を故障グルー
プに選別するステップからなることを特徴とする前項1
3記載の静電流テスト方法。
電圧源にバイアス・ノードをスイッチングするステップ
と、各論理ゲートの入力及び出力を強制的に論理的低レ
ベルにするステップと、論理回路に供給される電流を測
定するステップとからなることを特徴とする前項13記
載の静電流テスト方法。
界を比較するステップからなることを特徴とする前項1
6記載の静電流テスト方法。
電圧を受けるための第1のバイアス・ノード、第2のバ
イアス電圧を受けるための第2のバイアス・ノード、及
び1対の差動出力を各論理ゲートは有する複数の論理ゲ
ートを備えた静電流論理回路を設けるステップと、通常
動作モードにおける第1のバイアス電圧と第1の静電流
テスト段階における第1の遮断電圧の間で、第1のバイ
アス・ノードをスイッチングするステップと、テスト段
階において、論理回路に供給される電流を測定するステ
ップとから構成される論理回路の静電流テスト方法。
第2のバイアス電圧と第2の静電流テスト段階における
第2の遮断電圧の間で、第2のバイアス・ノードをスイ
ッチングするステップからなることを特徴とする前項1
8記載の静電流テスト方法。
る測定電流が所定の故障限界より小さい場合には回路を
機能グループに選別し、測定電流が故障限界より大きい
場合には故障グループに選別するステップからなること
を特徴とする前項19記載の静電流テスト方法。
電流論理ゲートの通常駆動時にはバイアス電流を流し、
静電流測定時にはバイアス電流を遮断するマルチプレク
サを設けることにより、ノイズ特性に優れた定電流論理
ゲート(特にFSCLゲート)の静電流を測定すること
により、デバイスの良否判断が可能となる。また、各論
理ゲートの出力電圧を強制的に論理低レベルにするセル
・スイッチング回路を設けることにより、集積回路内に
多数存在する各種論理ゲートを分離して各論理ゲートに
ついての静電流測定を行うことが可能となる。さらに、
前記マルチプレクサは集積回路内の各論理ゲートに共通
のバイアス発生源にのみ設ければよいので、大幅なシリ
コン領域の追加は必要としないという効果がある。
を示す図である。(B)は(A)の電圧波形に対応す
る、図1のインバータを通る電流の波形を示す図であ
る。
る。
ゲートの概略図である。
ース結合論理ゲートの概略図である。
ト装置および方法
Claims (1)
- 【請求項1】入力、出力、及びバイアス・ノードをそれ
ぞれ有する複数の静的定電流論理ゲートで、該ゲートの
入力及び出力が、所定の論理機能を実現するために所定
方式で接続されている複数の静的定電流論理ゲートと、 第1の通常動作モードにおけるバイアス電圧源と第2の
静電流テストモードにおける遮断電圧源の間で、各ゲー
トのバイアス・ノードをスイッチするためのバイアス・
スイッチング手段とから構成される論理回路。
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