JPH0879138A - エコーキャンセラの波形歪み補償装置 - Google Patents
エコーキャンセラの波形歪み補償装置Info
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- JPH0879138A JPH0879138A JP6211416A JP21141694A JPH0879138A JP H0879138 A JPH0879138 A JP H0879138A JP 6211416 A JP6211416 A JP 6211416A JP 21141694 A JP21141694 A JP 21141694A JP H0879138 A JPH0879138 A JP H0879138A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、ディジタル加入者線伝送の線路終端
装置等に適用されるエコーキャンセラの波形歪み補償装
置に関し、送信波形に歪みが生じることを許容すること
で送信部の回路構成を簡素化しつつ波形歪み補償を可能
にすることを目的とする。 【構成】送信パルスの波形変動に基づくエコー応答の波
形歪みを補償するエコーキャンセラの波形歪み補償装置
であって、該歪んだエコー応答に対応したタップ係数の
系列を生成する歪み波形タップ係数生成手段と、エコー
応答の波形歪み補償時に、該歪んだエコー応答の送信符
号に対応するタップ位置の線形エコーキャンセラのタッ
プ係数を該歪み波形タップ係数生成手段のタップ係数と
入れ換えて畳込み・係数更新演算を行う選択手段とを備
えたエコーキャンセラの波形歪み補償装置が提供され
る。
装置等に適用されるエコーキャンセラの波形歪み補償装
置に関し、送信波形に歪みが生じることを許容すること
で送信部の回路構成を簡素化しつつ波形歪み補償を可能
にすることを目的とする。 【構成】送信パルスの波形変動に基づくエコー応答の波
形歪みを補償するエコーキャンセラの波形歪み補償装置
であって、該歪んだエコー応答に対応したタップ係数の
系列を生成する歪み波形タップ係数生成手段と、エコー
応答の波形歪み補償時に、該歪んだエコー応答の送信符
号に対応するタップ位置の線形エコーキャンセラのタッ
プ係数を該歪み波形タップ係数生成手段のタップ係数と
入れ換えて畳込み・係数更新演算を行う選択手段とを備
えたエコーキャンセラの波形歪み補償装置が提供され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル加入者線伝
送の線路終端装置等に適用されるエコーキャンセラの波
形歪み補償装置に関する。
送の線路終端装置等に適用されるエコーキャンセラの波
形歪み補償装置に関する。
【０００２】本発明の波形歪み補償装置は、特に、ディ
ジタル・フェーズ・ロックド・ループ（ＤＰＬＬ：ディ
ジタル位相同期回路）を用いて送受信クロックのタイミ
ング再生等を行う装置において、その再生された送信ク
ロックのジッタによってエコー波形（送信波形）が歪む
場合にその歪み成分の補償に用いられる。
ジタル・フェーズ・ロックド・ループ（ＤＰＬＬ：ディ
ジタル位相同期回路）を用いて送受信クロックのタイミ
ング再生等を行う装置において、その再生された送信ク
ロックのジッタによってエコー波形（送信波形）が歪む
場合にその歪み成分の補償に用いられる。
【０００３】
【従来の技術】ディジタル加入者線伝送の加入者側の線
路終端装置にエコーキャンセラを適用した場合を例にし
て従来技術を説明する。
路終端装置にエコーキャンセラを適用した場合を例にし
て従来技術を説明する。
【０００４】図８に加入者側の線路終端装置の構成を示
す。図中、送信部３１は、送信データを線路符号ａ1 に
変換し、送信クロックに同期してアナログの送信信号の
形で送出する回路である。ハイブリッド回路（ＨＹＢ）
３２は２線４線変換を行う回路で、送信部３１からの送
信信号を回線上に通過させるとともに、回線上からの受
信信号を受信部に通過させることで送受信信号の切り分
けを行う。このハイブリッド回路３２は、理想的には、
送信部３１からの送信信号が全て回線上に通過するの
で、送信信号が受信部側に影響を与えることはないが、
実際の運用では回線のインピーダンスが一定しないこと
により不整合が生じ、このため送信信号の一部がハイブ
リッド回路３２を経由して受信部側に回り込んで回り込
みエコーＥとなる。
す。図中、送信部３１は、送信データを線路符号ａ1 に
変換し、送信クロックに同期してアナログの送信信号の
形で送出する回路である。ハイブリッド回路（ＨＹＢ）
３２は２線４線変換を行う回路で、送信部３１からの送
信信号を回線上に通過させるとともに、回線上からの受
信信号を受信部に通過させることで送受信信号の切り分
けを行う。このハイブリッド回路３２は、理想的には、
送信部３１からの送信信号が全て回線上に通過するの
で、送信信号が受信部側に影響を与えることはないが、
実際の運用では回線のインピーダンスが一定しないこと
により不整合が生じ、このため送信信号の一部がハイブ
リッド回路３２を経由して受信部側に回り込んで回り込
みエコーＥとなる。
【０００５】回線上からの受信信号は、ハイブリッド回
路３２で回り込んだエコーＥが重畳されてアナログ・デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）３３に入力され、ここ
でディジタル信号になる。３４はエコーキャンセラであ
り、送信部３１からの送信符号ａ1 に基づいて回り込み
エコーＥを擬似したエコーレプリカｅを作成する。この
エコーキャンセラ３４は、図９に示されるエコーの孤立
波応答に対する線形成分をキャンセルする線形エコーキ
ャンセラＬＥＣと、図１０に示されるエコーのサンプリ
ング位相の変化（後述する）を補償する位相補償回路Ｐ
ＨＣとによって構成されている。この線形エコーキャン
セラＬＥＣは図９に示されるタップ係数Ｃ1 ，Ｃ2 ・・
Ｃ6 ・・を有しており、正常時（ジッタの無い時）のエ
コー応答をキャンセルするものである。
路３２で回り込んだエコーＥが重畳されてアナログ・デ
ィジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）３３に入力され、ここ
でディジタル信号になる。３４はエコーキャンセラであ
り、送信部３１からの送信符号ａ1 に基づいて回り込み
エコーＥを擬似したエコーレプリカｅを作成する。この
エコーキャンセラ３４は、図９に示されるエコーの孤立
波応答に対する線形成分をキャンセルする線形エコーキ
ャンセラＬＥＣと、図１０に示されるエコーのサンプリ
ング位相の変化（後述する）を補償する位相補償回路Ｐ
ＨＣとによって構成されている。この線形エコーキャン
セラＬＥＣは図９に示されるタップ係数Ｃ1 ，Ｃ2 ・・
Ｃ6 ・・を有しており、正常時（ジッタの無い時）のエ
コー応答をキャンセルするものである。
【０００６】Ａ／Ｄ変換器３３の出力中のエコー成分Ｅ
は、エコーキャンセラ３４で作成されたエコーレプリカ
ｅにより減算器３５において打ち消される。エコー成分
を除かれた信号は、線路等化ブロック３６により受信デ
ータとして出力される。
は、エコーキャンセラ３４で作成されたエコーレプリカ
ｅにより減算器３５において打ち消される。エコー成分
を除かれた信号は、線路等化ブロック３６により受信デ
ータとして出力される。
【０００７】ＤＰＬＬ回路（ディジタル位相同期回路）
３７は線路等化ブロック３６で抽出された受信信号のタ
イミング情報によりタイミング再生を行う回路であり、
周波数誤差を補正するとともに、最適なサンプリング位
相を保持するように、Ａ／Ｄ変換器３３のサンプリング
クロック（受信クロック）と送信部３１の送信クロック
を制御する。
３７は線路等化ブロック３６で抽出された受信信号のタ
イミング情報によりタイミング再生を行う回路であり、
周波数誤差を補正するとともに、最適なサンプリング位
相を保持するように、Ａ／Ｄ変換器３３のサンプリング
クロック（受信クロック）と送信部３１の送信クロック
を制御する。
【０００８】図１１の（Ａ）には送信部３１の構成例が
示される。図中、４１は送信データを回線符号（例えば
２Ｂ１Ｑ符号などの送信符号）ａ1 に変換する回線符号
変換部、４２は送信符号ａ1 に基づきそれをＤ／Ａ変換
するためのＤＡＣコード（ディジタル値）を生成するＤ
ＡＣコード生成部、４３はＤＡＣコードをＤ／Ａ変換す
るＤ／Ａ変換器、４４はＤ／Ａ変換器出力（アナログ
値）を波形整形するスムージングフィルタ、４５は波形
整形後の送信信号を送信波として回線上に送出する回線
ドライバである。
示される。図中、４１は送信データを回線符号（例えば
２Ｂ１Ｑ符号などの送信符号）ａ1 に変換する回線符号
変換部、４２は送信符号ａ1 に基づきそれをＤ／Ａ変換
するためのＤＡＣコード（ディジタル値）を生成するＤ
ＡＣコード生成部、４３はＤＡＣコードをＤ／Ａ変換す
るＤ／Ａ変換器、４４はＤ／Ａ変換器出力（アナログ
値）を波形整形するスムージングフィルタ、４５は波形
整形後の送信信号を送信波として回線上に送出する回線
ドライバである。
【０００９】ＤＡＣコード生成部４２にはＤＰＬＬ回路
３７からその再生タイミングに同期した送信クロックが
入力されており、図１１の（Ｂ）に示すように、この送
信クロックの立上りのタイミングで立上り／立下りする
ＤＡＣコードを生成し出力する。よって、送信クロック
の立上りタイミングによって送信パルスのパルス幅が決
定されることになる。
３７からその再生タイミングに同期した送信クロックが
入力されており、図１１の（Ｂ）に示すように、この送
信クロックの立上りのタイミングで立上り／立下りする
ＤＡＣコードを生成し出力する。よって、送信クロック
の立上りタイミングによって送信パルスのパルス幅が決
定されることになる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ＤＰＬＬ回路３７はデ
ィジタル回路構成であるためその性質として再生クロッ
クに位相ジャンプによるジッタを発生する。このジッタ
は、通常、ある期間のクロック列のうちの１クロックに
単発的に生じるもので、このジッタ発生を繰り返してい
る。
ィジタル回路構成であるためその性質として再生クロッ
クに位相ジャンプによるジッタを発生する。このジッタ
は、通常、ある期間のクロック列のうちの１クロックに
単発的に生じるもので、このジッタ発生を繰り返してい
る。
【００１１】このようにＤＰＬＬ回路３７で生成したク
ロック（送信クロック）にジッタが生じると、送信部３
１の送信波形（ＤＡＣコード）は図２に示されるように
そのパルス幅が変化する。例えば、送信クロックにジッ
タが発生していない通常の状態では、図２中の実線に示
すような波形となるが、送信クロックに進み方向のジッ
タが生じた場合には図２中に点線で示すようにパルス幅
が狭まる方向に変化し、また遅れ方向のジッタが生じた
場合には図２中に一点鎖線で示すようにパルス幅が広が
る方向に変化する。
ロック（送信クロック）にジッタが生じると、送信部３
１の送信波形（ＤＡＣコード）は図２に示されるように
そのパルス幅が変化する。例えば、送信クロックにジッ
タが発生していない通常の状態では、図２中の実線に示
すような波形となるが、送信クロックに進み方向のジッ
タが生じた場合には図２中に点線で示すようにパルス幅
が狭まる方向に変化し、また遅れ方向のジッタが生じた
場合には図２中に一点鎖線で示すようにパルス幅が広が
る方向に変化する。
【００１２】このように送信波形のパルス幅が変化する
と、その変化に対応してエコーの孤立波応答の波形が変
化する。この変化は送信クロックに生じるジッタが単発
的なものであるため瞬間的なものであり、このため正常
なエコー応答に対して動作していた線形エコーキャンセ
ラはこの変化に対して係数更新が追随できず、ジッタを
生じた送信波形（送信符号）に対しては適正なエコーレ
プリカを生成できないので、受信部側のエコーの消し残
り（残留エコーε）が大きくなる。
と、その変化に対応してエコーの孤立波応答の波形が変
化する。この変化は送信クロックに生じるジッタが単発
的なものであるため瞬間的なものであり、このため正常
なエコー応答に対して動作していた線形エコーキャンセ
ラはこの変化に対して係数更新が追随できず、ジッタを
生じた送信波形（送信符号）に対しては適正なエコーレ
プリカを生成できないので、受信部側のエコーの消し残
り（残留エコーε）が大きくなる。
【００１３】なお、ＤＰＬＬ回路３７で生じたクロック
は受信部側のＡ／Ｄ変換器３３に対してもサンプリング
位相を変化させるため、図１０に示すように、このサン
プリング位相の変化によりエコーキャンセラのタップ係
数が変化する。例えば図１０では、正常時のタップ係数
Ｃn に対して、進み方向のジッタ（ジッタ幅Δ）が生じ
ると、それに対応するタップ係数は、 Ｃn **＝Ｃn −Ｐn となり、遅れ方向のジッタ（ジッタ幅Δ）が生じると、
それに対応するタップ係数は、 Ｃn * ＝Ｃn ＋Ｐn となる。これにより、エコーキャンセラ３４での適正な
エコーレプリカの生成が妨げられるので、通常、エコー
キャンセラ３４は位相補償回路ＰＨＣを備えていて、エ
コーのサンプリング位相の変化を補償している。
は受信部側のＡ／Ｄ変換器３３に対してもサンプリング
位相を変化させるため、図１０に示すように、このサン
プリング位相の変化によりエコーキャンセラのタップ係
数が変化する。例えば図１０では、正常時のタップ係数
Ｃn に対して、進み方向のジッタ（ジッタ幅Δ）が生じ
ると、それに対応するタップ係数は、 Ｃn **＝Ｃn −Ｐn となり、遅れ方向のジッタ（ジッタ幅Δ）が生じると、
それに対応するタップ係数は、 Ｃn * ＝Ｃn ＋Ｐn となる。これにより、エコーキャンセラ３４での適正な
エコーレプリカの生成が妨げられるので、通常、エコー
キャンセラ３４は位相補償回路ＰＨＣを備えていて、エ
コーのサンプリング位相の変化を補償している。
【００１４】一方、前述した、送信波形のパルス幅が変
化してエコーの孤立波応答が変化する（すなわちエコー
が歪む）ことを防止するために、従来、例えば以下に説
明するような方法で、ＰＬＬ制御による送信クロックの
ジッタによっては送信波形が歪まないように（すなわち
送信パルスのパルス幅が変化しないように）、送信部の
回路を工夫している。
化してエコーの孤立波応答が変化する（すなわちエコー
が歪む）ことを防止するために、従来、例えば以下に説
明するような方法で、ＰＬＬ制御による送信クロックの
ジッタによっては送信波形が歪まないように（すなわち
送信パルスのパルス幅が変化しないように）、送信部の
回路を工夫している。
【００１５】図１２に送信波形が歪まないための工夫の
例を示す。この例では、送信クロックのジッタ幅の細か
な周期で１送信符号に対してＤＡＣコードを２サンプリ
ング周期をかけて変化させ、前半のサンプリング周期に
入りきらない後半部分については、次のサンプリング周
期のＤＡＣコードと畳み込んだ結果をＤＡＣコードとす
る。送信クロックジッタが起こった場合は、次のサンプ
リング周期のＤＡＣコード出力の畳み込みタイミングを
ジッタ方向に応じて前後に１ジッタサイクルずらす。こ
れにより送信クロックジッタの発生に対して、送信波形
の位相はずれるが、送信波形は歪まないようにすること
ができる。
例を示す。この例では、送信クロックのジッタ幅の細か
な周期で１送信符号に対してＤＡＣコードを２サンプリ
ング周期をかけて変化させ、前半のサンプリング周期に
入りきらない後半部分については、次のサンプリング周
期のＤＡＣコードと畳み込んだ結果をＤＡＣコードとす
る。送信クロックジッタが起こった場合は、次のサンプ
リング周期のＤＡＣコード出力の畳み込みタイミングを
ジッタ方向に応じて前後に１ジッタサイクルずらす。こ
れにより送信クロックジッタの発生に対して、送信波形
の位相はずれるが、送信波形は歪まないようにすること
ができる。
【００１６】しかし、このような方法で送信クロックの
ジッタに対して送信波形が歪まないようにすると、送信
部の回路が複雑になるという問題がある。
ジッタに対して送信波形が歪まないようにすると、送信
部の回路が複雑になるという問題がある。
【００１７】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであり、送信波形に歪みが生じることを許容すること
で送信部の回路構成を簡素化しつつその結果生じたエコ
ー応答の波形歪みに対してはエコーキャンセラ側に波形
歪み補償装置を設けて波形歪み補償するという構想に基
づき、簡単な回路構成で、ジッタによる送信波形の歪み
に対してもエコー消去特性が劣化しないようにすること
を目的とする。
のであり、送信波形に歪みが生じることを許容すること
で送信部の回路構成を簡素化しつつその結果生じたエコ
ー応答の波形歪みに対してはエコーキャンセラ側に波形
歪み補償装置を設けて波形歪み補償するという構想に基
づき、簡単な回路構成で、ジッタによる送信波形の歪み
に対してもエコー消去特性が劣化しないようにすること
を目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段および作用】本発明では、
送信部の構成を簡単にするため、送信クロックジッタ等
による送信波形の歪みを許し、その代わりにエコーキャ
ンセラに新たな波形歪み補償回路を設けることにより、
エコーの歪み補償を行う。
送信部の構成を簡単にするため、送信クロックジッタ等
による送信波形の歪みを許し、その代わりにエコーキャ
ンセラに新たな波形歪み補償回路を設けることにより、
エコーの歪み補償を行う。
【００１９】上述の問題点を解決するために、本発明に
おいては、一つの形態として、送信パルスの波形変動に
基づくエコー応答の波形歪みを補償するエコーキャンセ
ラの波形歪み補償装置であって、該歪んだエコー応答に
対応したタップ係数の系列を生成する歪み波形タップ係
数生成手段と、エコー応答の波形歪み補償時に、該歪ん
だエコー応答の送信符号に対応するタップ位置の線形エ
コーキャンセラのタップ係数を該歪み波形タップ係数生
成手段のタップ係数と入れ換えて畳込み・係数更新演算
を行う選択手段とを備えたエコーキャンセラの波形歪み
補償装置が提供される。
おいては、一つの形態として、送信パルスの波形変動に
基づくエコー応答の波形歪みを補償するエコーキャンセ
ラの波形歪み補償装置であって、該歪んだエコー応答に
対応したタップ係数の系列を生成する歪み波形タップ係
数生成手段と、エコー応答の波形歪み補償時に、該歪ん
だエコー応答の送信符号に対応するタップ位置の線形エ
コーキャンセラのタップ係数を該歪み波形タップ係数生
成手段のタップ係数と入れ換えて畳込み・係数更新演算
を行う選択手段とを備えたエコーキャンセラの波形歪み
補償装置が提供される。
【００２０】この歪み波形タップ係数生成手段は、該歪
んだエコー応答に対応したタップ係数の系列を、送信パ
ルス幅が拡大した場合と縮小した場合のそれぞれについ
て記憶する記憶装置から構成することができる。
んだエコー応答に対応したタップ係数の系列を、送信パ
ルス幅が拡大した場合と縮小した場合のそれぞれについ
て記憶する記憶装置から構成することができる。
【００２１】図３には送信クロックのジッタによる送信
波形の歪みが、エコーの波形にどのような影響を与える
かの概念が示される。図中の実線は正常時（ジッタが生
じていない時）のエコー、一点鎖線は送信クロックジッ
タにより送信パルス幅が広がった時に対応するエコー、
点線は狭まった時に対応するエコーである。
波形の歪みが、エコーの波形にどのような影響を与える
かの概念が示される。図中の実線は正常時（ジッタが生
じていない時）のエコー、一点鎖線は送信クロックジッ
タにより送信パルス幅が広がった時に対応するエコー、
点線は狭まった時に対応するエコーである。
【００２２】上述の波形歪み補償回路は、上記図３に相
当するエコーの変化を補償するもので、正常時のエコー
に対するタップ係数Ｃ1 〜ＣN に加えて、タップ係数と
してＣ1 ’〜Ｃm ’およびＣ1 ” 〜Ｃm ”（但し、ｍ
は波形歪み発生からその波形歪み成分が無視できる程度
まで小さくなるまでのサンプリング周期数）相当の２種
類のタップ係数を持って、波形歪み補償を行う場合に
は、選択手段により、ジッタの方向によってタップ係数
を選択して線形エコーキャンセラのタップ係数Ｃ n の代
わりに畳み込むことにより波形歪み補償を行う。
当するエコーの変化を補償するもので、正常時のエコー
に対するタップ係数Ｃ1 〜ＣN に加えて、タップ係数と
してＣ1 ’〜Ｃm ’およびＣ1 ” 〜Ｃm ”（但し、ｍ
は波形歪み発生からその波形歪み成分が無視できる程度
まで小さくなるまでのサンプリング周期数）相当の２種
類のタップ係数を持って、波形歪み補償を行う場合に
は、選択手段により、ジッタの方向によってタップ係数
を選択して線形エコーキャンセラのタップ係数Ｃ n の代
わりに畳み込むことにより波形歪み補償を行う。
【００２３】また本発明においては、他の形態として、
送信パルスの波形変動に基づくエコー応答の波形歪みを
補償するエコーキャンセラの波形歪み補償装置であっ
て、該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に
対応するタップ係数の系列を生成する差分タップ係数生
成手段を備え、波形歪み補償時には、該歪んだエコー応
答の送信符号に対して、歪み発生からの時間経過に伴い
該差分タップ係数生成手段の対応するタップ係数を逐次
に選択して畳込み・係数更新演算を行うことで波形歪み
の成分に対する歪み補償用エコーレプリカを求め、この
歪み補償用エコーレプリカを、正常なエコー応答に対す
る線形エコーキャンセラで生成したエコーレプリカに加
えることで波形歪みの補償を行うように構成したエコー
キャンセラの波形歪み補償装置が提供される。
送信パルスの波形変動に基づくエコー応答の波形歪みを
補償するエコーキャンセラの波形歪み補償装置であっ
て、該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に
対応するタップ係数の系列を生成する差分タップ係数生
成手段を備え、波形歪み補償時には、該歪んだエコー応
答の送信符号に対して、歪み発生からの時間経過に伴い
該差分タップ係数生成手段の対応するタップ係数を逐次
に選択して畳込み・係数更新演算を行うことで波形歪み
の成分に対する歪み補償用エコーレプリカを求め、この
歪み補償用エコーレプリカを、正常なエコー応答に対す
る線形エコーキャンセラで生成したエコーレプリカに加
えることで波形歪みの補償を行うように構成したエコー
キャンセラの波形歪み補償装置が提供される。
【００２４】例えば、図６に示される如く、歪んだエコ
ー応答と正常なエコー応答との差分に対応するタップ係
数の系列Ｊh （＝Ｃh ’−Ｃh ）およびｊh （＝Ｃh ”
−Ｃ h ）を送信クロックジッタ方向に応じたタップ係数
として持ち（但し、添字のｈは１〜ｍの任意の整数）、
波形歪みを起こした送信符号に対してこのタップ係数Ｊ
h またはｊh をジッタ方向に応じて選択して用いて畳込
み・係数更新演算を行う。その結果として求めた歪み補
償用エコーレプリカを用いて波形歪み補償を行う。
ー応答と正常なエコー応答との差分に対応するタップ係
数の系列Ｊh （＝Ｃh ’−Ｃh ）およびｊh （＝Ｃh ”
−Ｃ h ）を送信クロックジッタ方向に応じたタップ係数
として持ち（但し、添字のｈは１〜ｍの任意の整数）、
波形歪みを起こした送信符号に対してこのタップ係数Ｊ
h またはｊh をジッタ方向に応じて選択して用いて畳込
み・係数更新演算を行う。その結果として求めた歪み補
償用エコーレプリカを用いて波形歪み補償を行う。
【００２５】この波形歪み補償を行う回路は、該歪んだ
エコー応答の送信符号を保持する保持手段と、歪み発生
からの時間経過に対応して該差分タップ係数生成手段か
らタップ係数を逐次に選択する選択手段と、該保持手段
で保持した送信符号に対して、該選択手段で選択したタ
ップ係数を用いて畳込み・係数更新演算を逐次に行う演
算手段とを含み構成することができる。
エコー応答の送信符号を保持する保持手段と、歪み発生
からの時間経過に対応して該差分タップ係数生成手段か
らタップ係数を逐次に選択する選択手段と、該保持手段
で保持した送信符号に対して、該選択手段で選択したタ
ップ係数を用いて畳込み・係数更新演算を逐次に行う演
算手段とを含み構成することができる。
【００２６】また、上述の差分タップ係数生成手段は、
該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に対応
するタップ係数の系列を、送信パルス幅が拡大した場合
と縮小した場合のそれぞれについて記憶する記憶装置で
構成することができる。
該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に対応
するタップ係数の系列を、送信パルス幅が拡大した場合
と縮小した場合のそれぞれについて記憶する記憶装置で
構成することができる。
【００２７】また、上述の差分タップ係数生成手段は、
該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に対応
するタップ係数の系列を、送信パルス幅が拡大した場合
と縮小した場合のいずれか一方のタップ係数について記
憶する記憶装置と、該記憶装置に記憶したタップ係数の
符号を反転して他方のタップ係数とする係数演算手段と
で構成することができる。
該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に対応
するタップ係数の系列を、送信パルス幅が拡大した場合
と縮小した場合のいずれか一方のタップ係数について記
憶する記憶装置と、該記憶装置に記憶したタップ係数の
符号を反転して他方のタップ係数とする係数演算手段と
で構成することができる。
【００２８】すなわち、上記の差分は、ジッタの方向に
よって発生時刻が異なっており、それに対応するエコー
（波形歪み成分）も符号が反対であると同時に位相がず
れているが、ジッタ幅が狭い場合には、１次の近似とし
てＪh ＝−ｊh が言える。よって、ジッタ幅が狭い場合
には、波形歪み補償回路はタップ係数としてＪ1 〜Ｊ m
のみを持ち、ジッタの方向により±１倍してから畳み込
めばよい。
よって発生時刻が異なっており、それに対応するエコー
（波形歪み成分）も符号が反対であると同時に位相がず
れているが、ジッタ幅が狭い場合には、１次の近似とし
てＪh ＝−ｊh が言える。よって、ジッタ幅が狭い場合
には、波形歪み補償回路はタップ係数としてＪ1 〜Ｊ m
のみを持ち、ジッタの方向により±１倍してから畳み込
めばよい。
【００２９】また本発明においては、他の形態として、
送信パルスの波形変動に基づくエコー応答の波形歪みを
補償するエコーキャンセラの波形歪み補償装置であっ
て、波形歪み成分が無視できるまで減衰するタップ数と
その各タップに対して畳込み・係数更新演算を行う畳込
み・係数更新演算部とを持つ歪み補償用エコーキャンセ
ラを備え、該歪み補償用エコーキャンセラは、該歪んだ
エコー応答と正常なエコー応答との差分のエコー応答に
対応するタップ係数の系列を持ち、エコー波形歪み補償
時には、該歪んだエコー応答に対応する送信符号だけを
タップ列に入力することで波形歪みの成分に対する歪み
補償用エコーレプリカを求め、この歪み補償用エコーレ
プリカを、正常なエコー応答に対する線形エコーキャン
セラで生成したエコーレプリカに加えることで波形歪み
の補償を行うように構成したエコーキャンセラの波形歪
み補償装置が提供される。
送信パルスの波形変動に基づくエコー応答の波形歪みを
補償するエコーキャンセラの波形歪み補償装置であっ
て、波形歪み成分が無視できるまで減衰するタップ数と
その各タップに対して畳込み・係数更新演算を行う畳込
み・係数更新演算部とを持つ歪み補償用エコーキャンセ
ラを備え、該歪み補償用エコーキャンセラは、該歪んだ
エコー応答と正常なエコー応答との差分のエコー応答に
対応するタップ係数の系列を持ち、エコー波形歪み補償
時には、該歪んだエコー応答に対応する送信符号だけを
タップ列に入力することで波形歪みの成分に対する歪み
補償用エコーレプリカを求め、この歪み補償用エコーレ
プリカを、正常なエコー応答に対する線形エコーキャン
セラで生成したエコーレプリカに加えることで波形歪み
の補償を行うように構成したエコーキャンセラの波形歪
み補償装置が提供される。
【００３０】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１には本発明の一実施例としてのエコーキャン
セラの波形歪み補償装置が示される。この実施例は、本
発明の波形歪み補償装置を、図８に示されるディジタル
加入者線伝送の回線終端装置に用いられるエコーキャン
セラに適用した場合のものである。この実施例装置は、
送信クロックのジッタにより送信波形に歪みが生じるこ
とを許容することで回線終端装置の送信部の構成を簡単
にし、一方、生じたエコー波形歪みに対してはエコーキ
ャンセラ側に波形歪み補償装置を新たに設けることによ
りエコーの波形歪みの補償を行うように構成したもので
ある。
する。図１には本発明の一実施例としてのエコーキャン
セラの波形歪み補償装置が示される。この実施例は、本
発明の波形歪み補償装置を、図８に示されるディジタル
加入者線伝送の回線終端装置に用いられるエコーキャン
セラに適用した場合のものである。この実施例装置は、
送信クロックのジッタにより送信波形に歪みが生じるこ
とを許容することで回線終端装置の送信部の構成を簡単
にし、一方、生じたエコー波形歪みに対してはエコーキ
ャンセラ側に波形歪み補償装置を新たに設けることによ
りエコーの波形歪みの補償を行うように構成したもので
ある。
【００３１】図１の実施例装置は、正常なエコー応答に
対する線形エコーキャンセラ（ＬＥＣ）と波形歪み補償
装置（ＪＴＣ）とが一体的に組み合わされた構成となっ
ている。図中、ａ1 は送信部からの送信符号であり、こ
の送信符号ａ1 はさらに遅延素子１2 〜１N に順次にシ
フトして送信符号の系列ａ2 〜ａN を生成する。４1〜
４N はタップ係数を保持する係数メモリである。各係数
メモリ４1 〜４N は正常なエコー応答に対するタップ係
数Ｃ1 〜ＣN を記憶しているが、このうちの係数メモリ
４1 〜４m はタップ係数Ｃ1 〜Ｃm の他に、波形歪みを
起こしたエコー応答に対する２種類のタップ係数Ｃ1 ’
〜Ｃm ’，Ｃ1 ”〜Ｃm ”（すなわちジッタの進み／遅
れに対応するタップ係数）もそれぞれ記憶している。こ
のｍは図９の波形歪み成分が無視できるまで減衰するタ
ップ数に相当する値に設定される。なお、この２種類の
タップ係数Ｃ1 ’〜Ｃm ’，Ｃ1 ”〜Ｃm ”については
後に詳しく述べる。
対する線形エコーキャンセラ（ＬＥＣ）と波形歪み補償
装置（ＪＴＣ）とが一体的に組み合わされた構成となっ
ている。図中、ａ1 は送信部からの送信符号であり、こ
の送信符号ａ1 はさらに遅延素子１2 〜１N に順次にシ
フトして送信符号の系列ａ2 〜ａN を生成する。４1〜
４N はタップ係数を保持する係数メモリである。各係数
メモリ４1 〜４N は正常なエコー応答に対するタップ係
数Ｃ1 〜ＣN を記憶しているが、このうちの係数メモリ
４1 〜４m はタップ係数Ｃ1 〜Ｃm の他に、波形歪みを
起こしたエコー応答に対する２種類のタップ係数Ｃ1 ’
〜Ｃm ’，Ｃ1 ”〜Ｃm ”（すなわちジッタの進み／遅
れに対応するタップ係数）もそれぞれ記憶している。こ
のｍは図９の波形歪み成分が無視できるまで減衰するタ
ップ数に相当する値に設定される。なお、この２種類の
タップ係数Ｃ1 ’〜Ｃm ’，Ｃ1 ”〜Ｃm ”については
後に詳しく述べる。
【００３２】５1 〜５m はセレクタであり、それぞれ対
応する係数メモリ４h （但し、ｈは１〜ｍのうちの任意
の整数、以下同じ）の３種類の係数Ｃh ，Ｃh ’，
Ｃh ”のうちの一つを選択する。６1 〜６N は畳込みの
ための乗算（例えばａn ×Ｃn 、但しｎは１〜Ｎのうち
の任意の整数、以下同じ）を行う乗算器であり、それぞ
れ係数メモリ４n からのタップ係数Ｃn （Ｃ1 〜Ｃm に
ついては、Ｃh ，Ｃh ’，またはＣh ”）と対応するタ
ップ１n からの送信符号ａn とを乗算する。７は各乗算
器６1 〜６N の乗算値を総和して畳込み結果とする総和
回路である。
応する係数メモリ４h （但し、ｈは１〜ｍのうちの任意
の整数、以下同じ）の３種類の係数Ｃh ，Ｃh ’，
Ｃh ”のうちの一つを選択する。６1 〜６N は畳込みの
ための乗算（例えばａn ×Ｃn 、但しｎは１〜Ｎのうち
の任意の整数、以下同じ）を行う乗算器であり、それぞ
れ係数メモリ４n からのタップ係数Ｃn （Ｃ1 〜Ｃm に
ついては、Ｃh ，Ｃh ’，またはＣh ”）と対応するタ
ップ１n からの送信符号ａn とを乗算する。７は各乗算
器６1 〜６N の乗算値を総和して畳込み結果とする総和
回路である。
【００３３】２1 〜２N は乗算器であり、残留エラーε
と定数α（ステップゲイン）と対応するタップの送信符
号ａn とを乗算する乗算器、３1 〜３N は加算器であ
り、それぞれ対応する乗算器２n からの出力と畳込み演
算に用いた係数Ｃn （Ｃ1 〜Ｃ m については、Ｃh ，Ｃ
h ’，またはＣh ”）とを加算して、対応する係数メモ
リ４n のタップ係数更新を行う。
と定数α（ステップゲイン）と対応するタップの送信符
号ａn とを乗算する乗算器、３1 〜３N は加算器であ
り、それぞれ対応する乗算器２n からの出力と畳込み演
算に用いた係数Ｃn （Ｃ1 〜Ｃ m については、Ｃh ，Ｃ
h ’，またはＣh ”）とを加算して、対応する係数メモ
リ４n のタップ係数更新を行う。
【００３４】このように、この実施例装置では、波形歪
み補償回路がタップ係数Ｃh ’およびＣh ”を持ってお
り、正常なエコー応答に対する線形エコーキャンセラの
みの構成に対して、タップ係数Ｃh ’およびＣh ”の記
憶手段４1 〜４m と、タップ係数を選択するセレクタ５
1 〜５m が追加された構成となっている。
み補償回路がタップ係数Ｃh ’およびＣh ”を持ってお
り、正常なエコー応答に対する線形エコーキャンセラの
みの構成に対して、タップ係数Ｃh ’およびＣh ”の記
憶手段４1 〜４m と、タップ係数を選択するセレクタ５
1 〜５m が追加された構成となっている。
【００３５】次にこの実施例装置の動作を説明する。ま
ず、原理的なものから説明すると、図２は送信部３１に
おけるＤ／Ａ変換器出力の例であり、前述したように送
信クロックのジッタにより送信波形に歪み（パルス幅変
動）が生じることを許している。すなわち、実線はジッ
タの無い場合の送信パルス波形、点線は進み方向のジッ
タが生じた場合の送信パルス波形、一点鎖線は遅れ方向
のジッタが生じた場合の送信パルス波形である。
ず、原理的なものから説明すると、図２は送信部３１に
おけるＤ／Ａ変換器出力の例であり、前述したように送
信クロックのジッタにより送信波形に歪み（パルス幅変
動）が生じることを許している。すなわち、実線はジッ
タの無い場合の送信パルス波形、点線は進み方向のジッ
タが生じた場合の送信パルス波形、一点鎖線は遅れ方向
のジッタが生じた場合の送信パルス波形である。
【００３６】図３は、送信クロックのジッタによる送信
波形の歪みが、エコーの波形にどのような影響を与える
かの概念を示す図である。通常は実線で示すエコー（図
９に対応するエコー応答）であるが、図２に示すような
送信クロックのジッタが起こった場合には、幅の広いパ
ルスに対応するエコー（一点鎖線）か、もしくは幅の狭
いパルスに対応するエコー（点線）に変化する。これに
より各サンプリング点での係数は正常時のエコーの係数
系列Ｃ1 ，Ｃ2 ・・・Ｃ6 ・・から、幅の広いパルスに
対するエコーではＣ1 ’，Ｃ2 ’・・・Ｃ6 ’・・、幅
の狭いパルスに対するエコーではＣ1 ”，Ｃ2 ”・・・
Ｃ6 ”・・となる。
波形の歪みが、エコーの波形にどのような影響を与える
かの概念を示す図である。通常は実線で示すエコー（図
９に対応するエコー応答）であるが、図２に示すような
送信クロックのジッタが起こった場合には、幅の広いパ
ルスに対応するエコー（一点鎖線）か、もしくは幅の狭
いパルスに対応するエコー（点線）に変化する。これに
より各サンプリング点での係数は正常時のエコーの係数
系列Ｃ1 ，Ｃ2 ・・・Ｃ6 ・・から、幅の広いパルスに
対するエコーではＣ1 ’，Ｃ2 ’・・・Ｃ6 ’・・、幅
の狭いパルスに対するエコーではＣ1 ”，Ｃ2 ”・・・
Ｃ6 ”・・となる。
【００３７】波形歪み補償回路は、上記図３に相当する
エコーの変化を補償する。補償は波形歪みが線路符号に
対して線形であることを用いて行う。例えば、線路符号
が２Ｂ１Ｑである場合、符号は±１，±３であるが、図
３を＋１の符号に対する図であるとすると、＋３，−３
の符号に対応するエコー波形は、波形歪みが起こった場
合でも、それぞれ＋１の符号の場合の＋３倍、−３倍と
なるだけである。よって、波形歪み補償回路は、タップ
係数としてＣh ’およびＣh ”相当の２種類のタップ係
数を持って、ジッタの方向によってタップ係数を選択
し、また、歪みの成分に対するエコーレプリカは、その
タップ係数とパルス幅が変化した時の送信符号とを畳み
込んで生成すればよい。つまり、波形歪み補償回路のタ
ップ係数としてＣh ’およびＣh ”そのものを持って、
補償を行う場合には、線形エコーキャンセラのタップ係
数Ｃh の代わりにこのタップ係数Ｃh ’またはＣh ”を
畳み込みことにより波形歪み補償を行う。
エコーの変化を補償する。補償は波形歪みが線路符号に
対して線形であることを用いて行う。例えば、線路符号
が２Ｂ１Ｑである場合、符号は±１，±３であるが、図
３を＋１の符号に対する図であるとすると、＋３，−３
の符号に対応するエコー波形は、波形歪みが起こった場
合でも、それぞれ＋１の符号の場合の＋３倍、−３倍と
なるだけである。よって、波形歪み補償回路は、タップ
係数としてＣh ’およびＣh ”相当の２種類のタップ係
数を持って、ジッタの方向によってタップ係数を選択
し、また、歪みの成分に対するエコーレプリカは、その
タップ係数とパルス幅が変化した時の送信符号とを畳み
込んで生成すればよい。つまり、波形歪み補償回路のタ
ップ係数としてＣh ’およびＣh ”そのものを持って、
補償を行う場合には、線形エコーキャンセラのタップ係
数Ｃh の代わりにこのタップ係数Ｃh ’またはＣh ”を
畳み込みことにより波形歪み補償を行う。
【００３８】上記の動作を詳細に説明すると、送信クロ
ックジッタが無い場合は、実施例装置の動作は正常時の
エコーに対する線形エコーキャンセラのみの動作に等し
い。すなわち、セレクタ５1 〜５m はタップ係数として
正常時のエコーに対応するＣ h を選択する。そして、エ
コーレプリカｅを求める畳込み演算 エコーレプリカｅ＝Σ（ａi ×Ｃi ） 但し、Σはｉ＝１からＮまでの総和 を、図中の乗算器６1 〜６N 、総和回路７で行う。ま
た、残留エラーεにより係数の更新演算 Ｃi ＝Ｃi ＋α×ａi ×ε 但し、αは定数 を、図中の乗算器２1 〜２N 、加算器３1 〜３N で行
う。この更新演算したタップ係数は係数メモリ４1 〜４
N の従前のタップ係数Ｃ1 〜ＣN と置き換える。
ックジッタが無い場合は、実施例装置の動作は正常時の
エコーに対する線形エコーキャンセラのみの動作に等し
い。すなわち、セレクタ５1 〜５m はタップ係数として
正常時のエコーに対応するＣ h を選択する。そして、エ
コーレプリカｅを求める畳込み演算 エコーレプリカｅ＝Σ（ａi ×Ｃi ） 但し、Σはｉ＝１からＮまでの総和 を、図中の乗算器６1 〜６N 、総和回路７で行う。ま
た、残留エラーεにより係数の更新演算 Ｃi ＝Ｃi ＋α×ａi ×ε 但し、αは定数 を、図中の乗算器２1 〜２N 、加算器３1 〜３N で行
う。この更新演算したタップ係数は係数メモリ４1 〜４
N の従前のタップ係数Ｃ1 〜ＣN と置き換える。
【００３９】次に、送信クロックジッタが起こった場合
には、波形歪みを起こした時の送信符号に対応するタッ
プ係数のみを、セレクタによってＣh からＣh ’または
Ｃh”に切り換える。すなわち、送信クロックジッタは
単発的なものであり、この送信クロックジッタが生じた
時の送信符号はサンプリング周期で遅延素子１2 〜１ N
を順次にシフトしていくので、この順次にシフトする波
形歪みを起こした送信符号をａk とすると、セレクタ５
k は、選択するタップ係数を正常時のタップ係数Ｃk か
らジッタの方向に応じてＣk ’またはＣh ”に切り換え
る。よって、畳込み演算は、送信パルス幅が広がる方向
のジッタに対して、 エコーレプリカｅ＝ *Σ（ａi ×Ｃi ）＋ａk ×Ｃk ’ （但し、 *Σはｉ＝ｋを除いたｉ＝１からＮまでの総
和） あるいは、送信パルス幅が狭まる方向のジッタに対し
て、 エコーレプリカｅ＝ *Σ（ａi ×Ｃi ）＋ａk ×Ｃk ” （但し、 *Σはｉ＝ｋを除いたｉ＝１からＮまでの総
和） となって、波形歪み成分をキャンセルすることができ
る。また、この時の残留エラーεを使ってタップ係数の
更新演算は、 Ｃi ＝Ｃi ＋α×ａi ×ε （ｉ≠ｋ） Ｃk ’＝Ｃk ’＋α×ａk ×ε 、または Ｃk ”＝Ｃk ”＋α×ａk ×ε となる。
には、波形歪みを起こした時の送信符号に対応するタッ
プ係数のみを、セレクタによってＣh からＣh ’または
Ｃh”に切り換える。すなわち、送信クロックジッタは
単発的なものであり、この送信クロックジッタが生じた
時の送信符号はサンプリング周期で遅延素子１2 〜１ N
を順次にシフトしていくので、この順次にシフトする波
形歪みを起こした送信符号をａk とすると、セレクタ５
k は、選択するタップ係数を正常時のタップ係数Ｃk か
らジッタの方向に応じてＣk ’またはＣh ”に切り換え
る。よって、畳込み演算は、送信パルス幅が広がる方向
のジッタに対して、 エコーレプリカｅ＝ *Σ（ａi ×Ｃi ）＋ａk ×Ｃk ’ （但し、 *Σはｉ＝ｋを除いたｉ＝１からＮまでの総
和） あるいは、送信パルス幅が狭まる方向のジッタに対し
て、 エコーレプリカｅ＝ *Σ（ａi ×Ｃi ）＋ａk ×Ｃk ” （但し、 *Σはｉ＝ｋを除いたｉ＝１からＮまでの総
和） となって、波形歪み成分をキャンセルすることができ
る。また、この時の残留エラーεを使ってタップ係数の
更新演算は、 Ｃi ＝Ｃi ＋α×ａi ×ε （ｉ≠ｋ） Ｃk ’＝Ｃk ’＋α×ａk ×ε 、または Ｃk ”＝Ｃk ”＋α×ａk ×ε となる。
【００４０】このように、この実施例装置は、ジッタが
発生した時の送信符号が遅延素子１ 2 〜１N を順次にシ
フトしてその歪んだエコー応答に対応したタップ係数を
用いて畳込み・係数更新演算を行うようにしてあるの
で、ジッタが１〜ｍのサンプリング期間内に単発的に生
じる場合の他に、同期間内に複数生じるような場合に対
しても、波形歪み補償を有効に行うことができる。この
場合、各ジッタに対応した送信符号が遅延素子１2 〜１
N 内を順次にシフトするに従い、それに対応したセレク
タがタップ係数をＣh からＣh ’またはＣh ”に切り換
えるよう逐次に動作する。
発生した時の送信符号が遅延素子１ 2 〜１N を順次にシ
フトしてその歪んだエコー応答に対応したタップ係数を
用いて畳込み・係数更新演算を行うようにしてあるの
で、ジッタが１〜ｍのサンプリング期間内に単発的に生
じる場合の他に、同期間内に複数生じるような場合に対
しても、波形歪み補償を有効に行うことができる。この
場合、各ジッタに対応した送信符号が遅延素子１2 〜１
N 内を順次にシフトするに従い、それに対応したセレク
タがタップ係数をＣh からＣh ’またはＣh ”に切り換
えるよう逐次に動作する。
【００４１】以上に説明した実施例は、波形歪み補償回
路のタップ係数としてＣh ’およびＣh ”そのものを持
って、波形歪み補償時に線形エコーキャンセラのタップ
係数Ｃh の代わりに畳み込むことにより波形歪み補償を
行うものであるが、本発明はこれに限られるものではな
く、正常なエコー応答とジッタにより歪んだエコー応答
との差分に対応するタップ係数Ｊh （＝Ｃh ’−Ｃh ）
およびｊh （＝Ｃh ”−Ｃh ）を持ち、線形エコーキャ
ンセラの通常通りの畳み込みを行うと共に、歪み成分の
Ｊh およびｊh を別に畳み込む方法も可能である。
路のタップ係数としてＣh ’およびＣh ”そのものを持
って、波形歪み補償時に線形エコーキャンセラのタップ
係数Ｃh の代わりに畳み込むことにより波形歪み補償を
行うものであるが、本発明はこれに限られるものではな
く、正常なエコー応答とジッタにより歪んだエコー応答
との差分に対応するタップ係数Ｊh （＝Ｃh ’−Ｃh ）
およびｊh （＝Ｃh ”−Ｃh ）を持ち、線形エコーキャ
ンセラの通常通りの畳み込みを行うと共に、歪み成分の
Ｊh およびｊh を別に畳み込む方法も可能である。
【００４２】図４は波形歪み補償装置が上述の正常なエ
コー応答と歪んだエコー応答の差分に対応するタップ係
数Ｊh およびｊh を持って波形歪み補償を行う場合の実
施例である。この実施例では、線形エコーキャンセラと
独立に動作できるため、図中には波形歪み補償装置（Ｊ
ＴＣ）のみの構成を示しているが、エコーキャンセラ全
体の構成としては、図示しない線形エコーキャンセラを
別に持ち、この線形エコーキャンセラで生成した正常な
エコー応答に対するエコーレプリカと、図４の波形歪み
補償装置で生成した歪んだエコー応答に対する波形歪み
補償用のエコーレプリカとを加え合わせ、この合成した
エコーレプリカを用いて受信信号中に回り込んだエコー
を消去するものである。
コー応答と歪んだエコー応答の差分に対応するタップ係
数Ｊh およびｊh を持って波形歪み補償を行う場合の実
施例である。この実施例では、線形エコーキャンセラと
独立に動作できるため、図中には波形歪み補償装置（Ｊ
ＴＣ）のみの構成を示しているが、エコーキャンセラ全
体の構成としては、図示しない線形エコーキャンセラを
別に持ち、この線形エコーキャンセラで生成した正常な
エコー応答に対するエコーレプリカと、図４の波形歪み
補償装置で生成した歪んだエコー応答に対する波形歪み
補償用のエコーレプリカとを加え合わせ、この合成した
エコーレプリカを用いて受信信号中に回り込んだエコー
を消去するものである。
【００４３】図中、ラッチ回路８は送信符号をラッチす
る回路であり、フリップフロップで構成される。このラ
ッチ回路８は送信クロックジッタにより波形歪みを起こ
した時の送信符号ａ1 をｍサンプリング周期にわたりラ
ッチするもので、以下、この波形歪みを起こした時の送
信符号をａ* で表す。
る回路であり、フリップフロップで構成される。このラ
ッチ回路８は送信クロックジッタにより波形歪みを起こ
した時の送信符号ａ1 をｍサンプリング周期にわたりラ
ッチするもので、以下、この波形歪みを起こした時の送
信符号をａ* で表す。
【００４４】係数メモリ１１は波形歪み補償用のタップ
係数を記憶するメモリであり、正常なエコー応答と歪ん
だエコー応答の差分に対応するタップ係数Ｊ1 〜Ｊm お
よびｊ1 〜ｊm （後に詳しく述べる）を保持している。
なお、ｍは前述同様に波形歪み成分が無視できるまで減
衰するタップ数に相当する値である。セレクタ１２はこ
の係数メモリ１１のタップ係数Ｊh またはｊh をジッタ
方向に応じて選択するとともに、送信クロックジッタの
発生時点から選択を開始して各サンプリング周期毎にタ
ップ係数のタップ番号をインクリメントしつつ選択して
いく。
係数を記憶するメモリであり、正常なエコー応答と歪ん
だエコー応答の差分に対応するタップ係数Ｊ1 〜Ｊm お
よびｊ1 〜ｊm （後に詳しく述べる）を保持している。
なお、ｍは前述同様に波形歪み成分が無視できるまで減
衰するタップ数に相当する値である。セレクタ１２はこ
の係数メモリ１１のタップ係数Ｊh またはｊh をジッタ
方向に応じて選択するとともに、送信クロックジッタの
発生時点から選択を開始して各サンプリング周期毎にタ
ップ係数のタップ番号をインクリメントしつつ選択して
いく。
【００４５】乗算器１３はラッチ回路８でラッチした送
信符号ａ* とセレクタ１２で選択したタップ係数Ｊh ま
たはｊh とを乗算して波形歪み補償用のエコーレプリカ
を生成する。また、乗算器９と加算器１０は係数更新の
ための回路であり、乗算器９は送信符号ａ* と残留エラ
ーεと定数（ステップゲイン）αを乗算し、加算器１０
はこの乗算値α×ａ* ×εとセレクタで選択したタップ
係数Ｊh またはｊh とを加算して係数更新する。この係
数更新されたタップ係数Ｊh またはｊh は係数メモリ１
１に保持されている従前のタップ係数Ｊh またはｊh と
置き換えられる。
信符号ａ* とセレクタ１２で選択したタップ係数Ｊh ま
たはｊh とを乗算して波形歪み補償用のエコーレプリカ
を生成する。また、乗算器９と加算器１０は係数更新の
ための回路であり、乗算器９は送信符号ａ* と残留エラ
ーεと定数（ステップゲイン）αを乗算し、加算器１０
はこの乗算値α×ａ* ×εとセレクタで選択したタップ
係数Ｊh またはｊh とを加算して係数更新する。この係
数更新されたタップ係数Ｊh またはｊh は係数メモリ１
１に保持されている従前のタップ係数Ｊh またはｊh と
置き換えられる。
【００４６】以下にこの実施例装置の動作を詳細に説明
する。まず、原理的な動作を説明すると、図２に示す送
信クロックジッタにより生じた波形歪み（パルス幅変
動）は、正常時の送信パルス波形に対して送信クロック
ジッタにより生じた波形成分が重畳されたものと考える
ことができる。すなわち図５は正常時とジッタ発生時と
のＤ／Ａ変換器出力の差分波形を示すもので、図中の点
線はパルス幅が狭くなる場合の差分波形、一点鎖線は広
くなる場合の差分波形であり、両者はジッタの方向によ
って発生時刻が異なっており、符号が反対であり、波形
の幅はジッタ幅に等しい。図２に示す送信波形の歪んだ
場合の送信パルス波形（図中の点線および一点鎖線）
は、正常時の送信パルス波形（実線）に対して図５の波
形が重畳したものと考えることができる。
する。まず、原理的な動作を説明すると、図２に示す送
信クロックジッタにより生じた波形歪み（パルス幅変
動）は、正常時の送信パルス波形に対して送信クロック
ジッタにより生じた波形成分が重畳されたものと考える
ことができる。すなわち図５は正常時とジッタ発生時と
のＤ／Ａ変換器出力の差分波形を示すもので、図中の点
線はパルス幅が狭くなる場合の差分波形、一点鎖線は広
くなる場合の差分波形であり、両者はジッタの方向によ
って発生時刻が異なっており、符号が反対であり、波形
の幅はジッタ幅に等しい。図２に示す送信波形の歪んだ
場合の送信パルス波形（図中の点線および一点鎖線）
は、正常時の送信パルス波形（実線）に対して図５の波
形が重畳したものと考えることができる。
【００４７】この結果、送信クロックジッタを持つ送信
パルスに対する波形歪みを生じたエコー応答は、正常時
の送信パルス（図２の実線波形）のエコー応答（図９に
示すもの）と、図５の差分波形に対するエコー応答とを
重ね合わせたものと考えることができる。図６にはこの
図５の差分波形に対するエコー応答の例が示される。図
示するように、差分波形（点線と一点鎖線）に対するエ
コー応答は符号が反対であると同時に位相がずれてい
る。すなわち、点線の波形は図５の点線の差分波形に対
するエコー応答であり、各サンプリング点での振幅はｊ
1 ，ｊ2 ・・・ｊ 6 ・・・となる。また、一点鎖線の波
形は図５の一点鎖線の差分波形に対するエコー応答であ
り、各サンプリング点での振幅はＪ1 ，Ｊ2 ・・・Ｊ6
・・・となる。したがって、これらのＪ1 ，Ｊ2 ・・・
Ｊ6 ・・・またはｊ1 ，ｊ2 ・・・ｊ6 ・・・をタップ
係数として波形歪み補償用のエコーレプリカを生成し
て、通常の線形エコーキャンセラで生成したエコーレプ
リカに重畳すれば、波形歪みを補償することができる。
パルスに対する波形歪みを生じたエコー応答は、正常時
の送信パルス（図２の実線波形）のエコー応答（図９に
示すもの）と、図５の差分波形に対するエコー応答とを
重ね合わせたものと考えることができる。図６にはこの
図５の差分波形に対するエコー応答の例が示される。図
示するように、差分波形（点線と一点鎖線）に対するエ
コー応答は符号が反対であると同時に位相がずれてい
る。すなわち、点線の波形は図５の点線の差分波形に対
するエコー応答であり、各サンプリング点での振幅はｊ
1 ，ｊ2 ・・・ｊ 6 ・・・となる。また、一点鎖線の波
形は図５の一点鎖線の差分波形に対するエコー応答であ
り、各サンプリング点での振幅はＪ1 ，Ｊ2 ・・・Ｊ6
・・・となる。したがって、これらのＪ1 ，Ｊ2 ・・・
Ｊ6 ・・・またはｊ1 ，ｊ2 ・・・ｊ6 ・・・をタップ
係数として波形歪み補償用のエコーレプリカを生成し
て、通常の線形エコーキャンセラで生成したエコーレプ
リカに重畳すれば、波形歪みを補償することができる。
【００４８】この実施例装置の詳細な動作を以下に説明
する。送信クロックジッタが起こった時点でその時の送
信符号ａ1 をラッチ回路８に取り込む。この波形歪みを
起こした時の送信符号はａ* （＝前述のａk ）としてラ
ッチ回路８から出力される。セレクタ１２は送信クロッ
クジッタの発生した時点から動作開始し、ジッタの方向
に応じてＪh またはｊh を選択するとともに、波形歪み
発生からのサイクル（サンプリング周期）の経過毎に、
選択するタップ係数のタップ番号を１タップ目からｍタ
ップ目まで一つずつインクリメントしていく。つまり、
セレクタ１２からは、ジッタ方向に応じて、タップ係数
の系列Ｊ 1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm が順次に選択されて
出力される。
する。送信クロックジッタが起こった時点でその時の送
信符号ａ1 をラッチ回路８に取り込む。この波形歪みを
起こした時の送信符号はａ* （＝前述のａk ）としてラ
ッチ回路８から出力される。セレクタ１２は送信クロッ
クジッタの発生した時点から動作開始し、ジッタの方向
に応じてＪh またはｊh を選択するとともに、波形歪み
発生からのサイクル（サンプリング周期）の経過毎に、
選択するタップ係数のタップ番号を１タップ目からｍタ
ップ目まで一つずつインクリメントしていく。つまり、
セレクタ１２からは、ジッタ方向に応じて、タップ係数
の系列Ｊ 1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm が順次に選択されて
出力される。
【００４９】よって、乗算器１３で行われる畳込み演算
は、 エコーレプリカ＝ａ* ×Ｊk （パルス幅が広がる場
合） エコーレプリカ＝ａ* ×ｊk （パルス幅が狭くなるる
場合） 但し、ｋは送信波形歪み発生からのサイクル数（サンプ
リング周期） となって、これがｋ＝１からｍまで順次に行われること
により、波形歪み成分のエコーレプリカが生成される。
は、 エコーレプリカ＝ａ* ×Ｊk （パルス幅が広がる場
合） エコーレプリカ＝ａ* ×ｊk （パルス幅が狭くなるる
場合） 但し、ｋは送信波形歪み発生からのサイクル数（サンプ
リング周期） となって、これがｋ＝１からｍまで順次に行われること
により、波形歪み成分のエコーレプリカが生成される。
【００５０】この時に乗算器９と加算器１０で行われる
係数更新演算は、 Ｊk ＝Ｊk ＋α×ａ* ×ε （パルス幅が広がる場合） ｊk ＝ｊk ＋α×ａ* ×ε （パルス幅が狭くなる場
合） 但し、ｋは送信波形歪み発生からのサイクル数（サンプ
リング周期） である。そして、この係数更新されたタップ係数は、係
数メモリ１１の従前のタップ係数を置き換えられる。
係数更新演算は、 Ｊk ＝Ｊk ＋α×ａ* ×ε （パルス幅が広がる場合） ｊk ＝ｊk ＋α×ａ* ×ε （パルス幅が狭くなる場
合） 但し、ｋは送信波形歪み発生からのサイクル数（サンプ
リング周期） である。そして、この係数更新されたタップ係数は、係
数メモリ１１の従前のタップ係数を置き換えられる。
【００５１】以上の動作を、送信クロックジッタ発生か
ら、波形歪み成分が無視できる程小さくなるｍサンプリ
ング周期が経過するまで行い、以後は停止することによ
り、波形歪み成分のエコーレプリカが生成でき、これを
通常の線形エコーキャンセラのエコーレプリカに加える
ことで、波形歪み補償を行うことができる。
ら、波形歪み成分が無視できる程小さくなるｍサンプリ
ング周期が経過するまで行い、以後は停止することによ
り、波形歪み成分のエコーレプリカが生成でき、これを
通常の線形エコーキャンセラのエコーレプリカに加える
ことで、波形歪み補償を行うことができる。
【００５２】上述の実施例では、差分波形に対応したエ
コーレプリカの係数としてＪh とｊ h の２種類を係数メ
モリに保持しておく必要があった。これはＤ／Ａ変換器
出力の差分波形は、ジッタの方向によって発生時刻が異
なっており、それに対応するエコー（波形歪み成分）も
符号が反対であると同時に位相がずれているのでその大
きさ（絶対値）が異なるためである。しかし、ジッタ幅
が狭い場合には、１次の近似としてＪn ＝−ｊn が言え
る。よって、ジッタ幅が狭い場合には、波形歪み補償回
路はタップ係数としてＪn のみを持ち、ジッタの方向に
より＋１倍または−１倍にしてから畳み込めば、係数メ
モリに記憶するタップ係数を１種類にしてメモリ容量を
削減できる。
コーレプリカの係数としてＪh とｊ h の２種類を係数メ
モリに保持しておく必要があった。これはＤ／Ａ変換器
出力の差分波形は、ジッタの方向によって発生時刻が異
なっており、それに対応するエコー（波形歪み成分）も
符号が反対であると同時に位相がずれているのでその大
きさ（絶対値）が異なるためである。しかし、ジッタ幅
が狭い場合には、１次の近似としてＪn ＝−ｊn が言え
る。よって、ジッタ幅が狭い場合には、波形歪み補償回
路はタップ係数としてＪn のみを持ち、ジッタの方向に
より＋１倍または−１倍にしてから畳み込めば、係数メ
モリに記憶するタップ係数を１種類にしてメモリ容量を
削減できる。
【００５３】図７はかかる係数メモリの削減を図った本
発明のまた他の実施例を示す図であり、ジッタ幅が狭い
場合（波形歪み成分のサンプリング位置が１ジッタ幅ず
れても無視できる程度の場合）に適用可能である。前述
の実施例との相違点は、係数メモリ１７には送信パルス
幅が広がる方向にジッタが生じた時の差分波形エコー応
答のタップ係数Ｊ1 〜Ｊm のみを記憶しておき、セレク
タ１８でこれを順次に選択するようにしてある。また乗
算器１５、１９は、前述の乗算器９、１３と同様の機能
のものであるが、畳込み更新時に、ジッタの方向Ｄに応
じて、送信パルス幅が広がる時にはＤ＝＋１を、狭まる
時にはＤ＝−１を乗じるように構成してある点が異な
る。
発明のまた他の実施例を示す図であり、ジッタ幅が狭い
場合（波形歪み成分のサンプリング位置が１ジッタ幅ず
れても無視できる程度の場合）に適用可能である。前述
の実施例との相違点は、係数メモリ１７には送信パルス
幅が広がる方向にジッタが生じた時の差分波形エコー応
答のタップ係数Ｊ1 〜Ｊm のみを記憶しておき、セレク
タ１８でこれを順次に選択するようにしてある。また乗
算器１５、１９は、前述の乗算器９、１３と同様の機能
のものであるが、畳込み更新時に、ジッタの方向Ｄに応
じて、送信パルス幅が広がる時にはＤ＝＋１を、狭まる
時にはＤ＝−１を乗じるように構成してある点が異な
る。
【００５４】よって、乗算器１９で行う畳込み演算は、 エコーレプリカ＝ａ* ×Ｊk ×Ｄ 但し、Ｄはジッタ方向により＋１または−１、ｋは送信
波形歪み発生からのサイクル数 となる。
波形歪み発生からのサイクル数 となる。
【００５５】また、乗算器１５および加算器１６で行う
係数更新演算は、 Ｊk ＝Ｊk ＋α×ａ* ×ε×Ｄ 但し、Ｄはジッタ方向により＋１または−１、ｋは送信
波形歪み発生からのサイクル数 である。
係数更新演算は、 Ｊk ＝Ｊk ＋α×ａ* ×ε×Ｄ 但し、Ｄはジッタ方向により＋１または−１、ｋは送信
波形歪み発生からのサイクル数 である。
【００５６】以上、三つの実施例の回路と詳細動作を示
したが、もちろん本発明の実施はこれに限られるもので
はない。例えば、正常時と歪み時との差分波形に対する
タップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm を保持するタイ
プの波形歪み補償装置は、上述の図４、図７の実施例の
他、タップ数が１〜ｍの通常のトランスバーサル型フィ
ルタにタップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm を持た
せ、波形歪みが発生した時にその波形歪みを起こした送
信符号のみをそのタップ列に入力して順次にシフトさ
せ、０でないタップのみが演算されるよう構成すること
でも、波形歪み補償用のエコーレプリカを生成すること
ができる。
したが、もちろん本発明の実施はこれに限られるもので
はない。例えば、正常時と歪み時との差分波形に対する
タップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm を保持するタイ
プの波形歪み補償装置は、上述の図４、図７の実施例の
他、タップ数が１〜ｍの通常のトランスバーサル型フィ
ルタにタップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm を持た
せ、波形歪みが発生した時にその波形歪みを起こした送
信符号のみをそのタップ列に入力して順次にシフトさ
せ、０でないタップのみが演算されるよう構成すること
でも、波形歪み補償用のエコーレプリカを生成すること
ができる。
【００５７】また、例えば、図４または図７の実施例に
おいて、ラッチ回路８に波形歪み発生時の送信符号ａ*
をラッチする代わりに、正常のエコーに対するエコーレ
プリカを生成する線形エコーキャンセラのタップ列の出
力から、上記送信符号ａ* （すなわち前述のａk ）を選
択するセレクタを設け、このセレクタで上記波形歪み発
生時の送信符号ａk を常に選択するようにして、この送
信符号ａk とタップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm を
用いて波形歪み補償用のエコーレプリカを生成すること
も可能である。
おいて、ラッチ回路８に波形歪み発生時の送信符号ａ*
をラッチする代わりに、正常のエコーに対するエコーレ
プリカを生成する線形エコーキャンセラのタップ列の出
力から、上記送信符号ａ* （すなわち前述のａk ）を選
択するセレクタを設け、このセレクタで上記波形歪み発
生時の送信符号ａk を常に選択するようにして、この送
信符号ａk とタップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm を
用いて波形歪み補償用のエコーレプリカを生成すること
も可能である。
【００５８】また、図１の実施例において、歪んだエコ
ー応答に対応するタップ係数Ｃ1 ’〜Ｃm ’または
Ｃ1 ”〜Ｃm ”を係数メモリに保持しておく代わりに、
前記差分波形のエコー応答に対応するタップ係数Ｊ1 〜
Ｊm またはｊ1 〜ｊm を記憶しておき、波形歪み補償時
には、これらのタップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm
と正常のエコー応答に対応するタップ係数Ｃ1 〜Ｃm と
を用いてタップ係数Ｃ1 ’〜Ｃm ’またはＣ1 ”〜
Ｃm ”を計算して生成するものであってもよい。
ー応答に対応するタップ係数Ｃ1 ’〜Ｃm ’または
Ｃ1 ”〜Ｃm ”を係数メモリに保持しておく代わりに、
前記差分波形のエコー応答に対応するタップ係数Ｊ1 〜
Ｊm またはｊ1 〜ｊm を記憶しておき、波形歪み補償時
には、これらのタップ係数Ｊ1 〜Ｊm またはｊ1 〜ｊm
と正常のエコー応答に対応するタップ係数Ｃ1 〜Ｃm と
を用いてタップ係数Ｃ1 ’〜Ｃm ’またはＣ1 ”〜
Ｃm ”を計算して生成するものであってもよい。
【００５９】また、上述の実施例では各タップ係数はタ
ップ係数を専用に記憶する係数メモリに蓄えたが、この
タップ係数は他ブロックの係数とともにＲＡＭに格納す
ることも可能である。また、他ブロックの演算遅延が大
きい場合には波形歪み補償回路の畳込み演算と更新演算
を別のサンプリング周期で行うよう構成する場合もあ
る。
ップ係数を専用に記憶する係数メモリに蓄えたが、この
タップ係数は他ブロックの係数とともにＲＡＭに格納す
ることも可能である。また、他ブロックの演算遅延が大
きい場合には波形歪み補償回路の畳込み演算と更新演算
を別のサンプリング周期で行うよう構成する場合もあ
る。
【００６０】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、送信クロックジッタ等による送信パルスの波形歪み
の発生を許しつつ波形歪み補償を行えるので、送信回路
が簡単な構成で実現できる。また、波形歪み補償装置の
演算は基本的には線形エコーキャンセラの演算と同等で
あるため、演算回路の共用化などが可能であり、装置実
現にあたっての回路規模の増大は小さい。
ば、送信クロックジッタ等による送信パルスの波形歪み
の発生を許しつつ波形歪み補償を行えるので、送信回路
が簡単な構成で実現できる。また、波形歪み補償装置の
演算は基本的には線形エコーキャンセラの演算と同等で
あるため、演算回路の共用化などが可能であり、装置実
現にあたっての回路規模の増大は小さい。
【図１】本発明の一実施例としてのエコーキャンセラの
波形歪み補償装置を示す図である。
波形歪み補償装置を示す図である。
【図２】送信波形を歪ませる場合の送信部のＤ／Ａ変換
器出力の例である。
器出力の例である。
【図３】送信パルス幅の変化によるエコーキャンセラの
タップ係数（エコー応答）の変化を示す図である。
タップ係数（エコー応答）の変化を示す図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す図である。
【図５】ジッタによる送信部のＤ／Ａ変換器出力の差分
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図６】Ｄ／Ａ変換器出力の差分波形に対するエコー応
答の例を示す図である。
答の例を示す図である。
【図７】本発明のまた他の実施例を示す図である。
【図８】ディジタル加入者線伝送の回線終端装置の例を
示す図である。
示す図である。
【図９】正常のエコー（ジッタの発生無し）に対するエ
コーの孤立応答波形とエコーキャンセラのタップ係数の
関係を示す図である。
コーの孤立応答波形とエコーキャンセラのタップ係数の
関係を示す図である。
【図１０】サンプリング位相の変化によるタップ係数の
変化を説明する図である。
変化を説明する図である。
【図１１】送信部の回路例を示す図である。
【図１２】送信波形を歪ませない手法におけるＤＡＣコ
ードの出力例を示す図である。
ードの出力例を示す図である。
１1 〜１N 遅延素子 ２1 〜２N ，６1 〜６N ，９，１３，１５，１９ 乗算
器 ３1 〜３N ，１０ 加算器 ４1 〜４N ，１１，１７ 係数メモリ ５1 〜５N ，１２，１８ セレクタ ７ 総和回路 ３１ 送信部 ３２ ハイブリッド回路 ３３ Ａ／Ｄ変換器 ３４ エコーキャンセラ ３５ 減算器 ３６ 線路等化ブロック ３７ ディジタルＰＬＬ回路 ４１ 回線符号変換部 ４２ ＤＡＣコード生成部 ４３ Ｄ／Ａ変換器 ４４ スムージングフィルタ ４５ 回線ドライバ ａ1 〜ａN 送信符号 Ｅ エコー ｅエコーレプリカ ε 残留エラー
器 ３1 〜３N ，１０ 加算器 ４1 〜４N ，１１，１７ 係数メモリ ５1 〜５N ，１２，１８ セレクタ ７ 総和回路 ３１ 送信部 ３２ ハイブリッド回路 ３３ Ａ／Ｄ変換器 ３４ エコーキャンセラ ３５ 減算器 ３６ 線路等化ブロック ３７ ディジタルＰＬＬ回路 ４１ 回線符号変換部 ４２ ＤＡＣコード生成部 ４３ Ｄ／Ａ変換器 ４４ スムージングフィルタ ４５ 回線ドライバ ａ1 〜ａN 送信符号 Ｅ エコー ｅエコーレプリカ ε 残留エラー
Claims (6)
- 【請求項１】 送信パルス幅の変動に基づくエコー応答
の波形歪みを補償するエコーキャンセラの波形歪み補償
装置であって、 該歪んだエコー応答に対応したタップ係数の系列を生成
する歪み波形タップ係数生成手段と、 エコー応答の波形歪み補償時に、該歪んだエコー応答の
送信符号に対応するタップ位置の線形エコーキャンセラ
のタップ係数を該歪み波形タップ係数生成手段のタップ
係数と入れ換えて畳込み・係数更新演算を行う選択手段
とを備えたエコーキャンセラの波形歪み補償装置。 - 【請求項２】 該歪み波形タップ係数生成手段は、該歪
んだエコー応答に対応したタップ係数の系列を、送信パ
ルス幅が拡大した場合と縮小した場合のそれぞれについ
て記憶する記憶装置からなる請求項１記載のエコーキャ
ンセラの波形歪み補償装置。 - 【請求項３】 送信パルス幅の変動に基づくエコー応答
の波形歪みを補償するエコーキャンセラの波形歪み補償
装置であって、 該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に対応
するタップ係数の系列を生成する差分タップ係数生成手
段を備え、 波形歪み補償時には、該歪んだエコー応答の送信符号に
対して、歪み発生からの時間経過に伴い該差分タップ係
数生成手段の対応するタップ係数を逐次に選択して畳込
み・係数更新演算を行うことで波形歪みの成分に対する
歪み補償用エコーレプリカを求め、この歪み補償用エコ
ーレプリカを、正常なエコー応答に対する線形エコーキ
ャンセラで生成したエコーレプリカに加えることで波形
歪みの補償を行うように構成したエコーキャンセラの波
形歪み補償装置。 - 【請求項４】 該波形歪み補償を行う回路は、 該歪んだエコー応答の送信符号を保持する保持手段と、 歪み発生からの時間経過に対応して該差分タップ係数生
成手段からタップ係数を逐次に選択する選択手段と、 該保持手段で保持した送信符号に対して、該選択手段で
選択したタップ係数を用いて畳込み・係数更新演算を逐
次に行う演算手段とを含み構成された請求項３記載のエ
コーキャンセラの波形歪み補償装置。 - 【請求項５】 該差分タップ係数生成手段は、該歪んだ
エコー応答と正常なエコー応答との差分に対応するタッ
プ係数の系列を、送信パルス幅が拡大した場合と縮小し
た場合のそれぞれについて記憶する記憶装置からなる請
求項３または４記載のエコーキャンセラの波形歪み補償
装置。 - 【請求項６】 該差分タップ係数生成手段は、 該歪んだエコー応答と正常なエコー応答との差分に対応
するタップ係数の系列を、送信パルス幅が拡大した場合
と縮小した場合のいずれか一方のタップ係数について記
憶する記憶装置と、 該記憶装置に記憶したタップ係数の符号を反転して他方
のタップ係数とする係数演算手段とからなる請求項３ま
たは４記載のエコーキャンセラの波形歪み補償装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21141694A JP3336126B2 (ja) | 1994-09-05 | 1994-09-05 | エコーキャンセラの波形歪み補償装置 |
| US08/503,620 US5659609A (en) | 1994-09-05 | 1995-07-18 | Echo canceller and waveform-distortion compensation device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21141694A JP3336126B2 (ja) | 1994-09-05 | 1994-09-05 | エコーキャンセラの波形歪み補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0879138A true JPH0879138A (ja) | 1996-03-22 |
| JP3336126B2 JP3336126B2 (ja) | 2002-10-21 |
Family
ID=16605599
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21141694A Expired - Fee Related JP3336126B2 (ja) | 1994-09-05 | 1994-09-05 | エコーキャンセラの波形歪み補償装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5659609A (ja) |
| JP (1) | JP3336126B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100377429B1 (ko) * | 2000-12-29 | 2003-03-26 | 엘지전자 주식회사 | 에이디에스엘 시스템의 에코 제거장치 및 그 제어방법 |
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|---|---|
| US5659609A (en) | 1997-08-19 |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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