JPH08503118A

JPH08503118A - 能動的電力ライン調整装置のための高調波コントローラ

Info

Publication number: JPH08503118A
Application number: JP6511076A
Authority: JP
Inventors: チャールズダブリューエドワーズ
Original assignee: Electric Power Research Institute Inc
Current assignee: Electric Power Research Institute Inc
Priority date: 1992-10-30
Filing date: 1993-10-01
Publication date: 1996-04-02
Also published as: ZA937702B; US5345377A; CA2146761A1; AU5299293A; AU669587B2; EP0667054A1; WO1994010745A1; EP0667054A4

Abstract

(57)【要約】能動的電力ライン調整装置のコントローラ（90,91,92,94,96,98,100,102）は、電力入力信号の選択された高調波振幅及び位相エラーを処理して、基準信号を発生する。この基準信号は、能動的電カライン調整装置（40）に付与されて、能動的電力ライン調整装置（40）が非直線的負荷（44）に対し正弦波負荷電流を発生するようにさせる。

Description

【発明の詳細な説明】能動的電力ライン調整装置のための高調波コントローラ発明の分野本発明は一般に低歪の電力信号を発生するための方法及び装置に係る。本発明は、特に、能動的電力ライン調整装置によって処理された電力信号内の選択された高調波振幅及び位相エラーを排除する装置及び方法に係る。先行技術の説明電力を制御及び調整するためにパワーエレクトロニック回路が使用される。例えば、パワーエレクトロニック回路は、直流を交流に変換したり、電圧又は電流の大きさを変えたり、或いは交流の周波数を変えたりするのに使用される。インバータは、直流ソース信号を受け取りそしてそれを交流出力信号に変換するパワーエレクトロニック回路である。高調波の中性化及びパルス巾変調技術は交流信号を発生するのに使用される。高調波の中性化は、各々基本周波数でスイッチングする多数の位相シフトされた方形波の組合せを含む。パルス巾変調は、基本波よりも何倍も高い周波数で単一のインバータをスイッチングすることを含む。フィルタは、その主たる目的が電力波形を改善することであるか又はＥＭＩを除去することであるかに基づいて分類することができる。波形を改善するためのフィルタは、通常、音声レンジの周波数を取り扱う。ＥＭＩフィルタは、通常、４５５ｋＨｚ又はそれ以上の周波数に関連したものである。受動的フィルタは、典型的に、インバータの出力から不所望な高調波を除去するのに用いられる。不都合なことに、受動的フィルタは、脈動的に又はランダムに変化する負荷において連続的な高調波フィルタ作用を与えるものではない。これは、受動的フィルタが相当の安定化遅延の後でなければ新たな高調波レベルに適応しないためである。受動的フィルタは、大きく、重量があり、コストがかかり、そして一般的には大きく負荷に依存する傾向となる。従って、受動的フィルタは、しばしば、パワーエレクトロニック装置の全コスト、重量及びサイズの実質的な部分を構成することになる。能動的フィルタは、受動的フィルタに関連した多数の欠点を伴わない新しい技術である。この技術は、能動的フィードバックフィルタの理論に基づいている。実際の波形と所望の波形との差を最小にするために、フィードバックループや、単一のエネルギー蓄積エレメント（インダクタ又はキャパシタ）をもつインバータが使用される。最近、交流配電システムにおいて電圧及び電流の両方の波形歪が増加していることに鑑み、成功裡な能動的電力フィルタ開発の緊急性が高まっている。これらの歪は、主として、電力会社の送電ネットワークに非直線的な負荷の数が増え続けていることに起因する。典型的な非直線的負荷は、コンピュータ制御式データ処理装置、数値制御マシン、変速モータ駆動装置、ロボット、医療及び通信装置である。非直線的な負荷は、従来の直線的な負荷により引き出される純粋な正弦波電流ではなくて方形波又はパルス状電流を引き出す。その結果、電力供給ネットワークの主として誘導性のソースインピーダンスに非直線的な電流が流れることになる。従って、非直線的な負荷は、負荷の高調波及び無効電力を電源へ戻すように流す。これは、電圧レギュレータが存在するにも関わらず、配電回路に許容できない電圧高調波及び負荷の相互作用を生じさせる。電流又は電圧の歪の程度は、波形における高調波の相対的な大きさに関して表すことができる。全高調波歪（ＴＨＤ）は、電力業界において電圧又は電流の質を測定するために受け入れられている標準の１つである。電圧及び電流歪とは別に、非直線的な負荷が電力ネットワークに接続されたときには別の関連する問題が生じる。特に、負荷電流が第３又は他の３倍高調波を大量に含むときは、電力システムの中性導体に高調波電流が流れる傾向となる。これらの状態のもとでは、中性電流が中性導体の定格電流を越えることになる。中性導体は通常はライン電流の一部分のみを搬送するよう設計されるので、過熱又は電気火災が生じることがある。上記のように、これら問題を軽減するために能動的なフィルタを使用することができる。能動的なフィルタ又は能動的な電力ライン調整装置（ＡＰＬＣ）は、１つ又は２つのパルス巾変調インバータを直列、並列又は直−並列構成で備えている。これらのインバータは共通の直流リンクを共用するもので、この直流リンクは直流インダクタ（電流リンク）又は直流キャパシタ（電圧リンク）のいずれかである。この直流リンクに蓄積されたエネルギー（キャパシタ電圧又はインダクタ電流）を本質的に一定の値に保持することが効果的である。直流リンクキャパシタの電圧は僅かな量の有効電流を直流リンクに注入することにより調整できる。注入された電流はＡＰＬＣ内部のスイッチング及び導通ロスをカバーする。リンク電圧の制御は、並列インバータによって行うことができる。電流又は電圧ソースフィルタによる基本的な能動的負荷電流補償が知られている。図１は並列接続の電流ソース能動フィルタ２０を示しており、そして図２は並列接続の電圧ソース能動フィルタ２２を示している。負荷電流Ｉ_Lは、３つの成分、即ち有効電流Ｉ_r、無効電流Ｉ_q及びリプル電流Ｉ_Rで構成される。並列接続の能動フィルタは、Ｉ_R及びＩ_q成分を供給すると共に、小さな残留「高周波」成分Ｉ_hfも供給し、これは、並列接続の「高周波」キャパシタＣ_hfへ流れ込む。並列接続の能動的フィルタは、本質的に、分離された電流又は電圧ソースから作動される単相インバータである。能動的なフィルタを実現するには、真性なターンオフ能力をもつソリッドステートスイッチ（トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯ等）が必要である。スイッチ対Ｐ１及びＰ２は、交互にオン又はオフに切り換えられる。図２のリンクキャパシタＶ_dcに要求される平均電圧は交流電源によって供給される。有効電力は、スイッチＰ１及びＰ２のオン時間の対称性に適当な量のオフセットを導入することにより吸収できる。オフセットの極性は、入力電圧の極性と整合される。図２のスイッチＰ１がオンであるときは、結合インダクタＬ_pと、主としてＣ_hfにより決定される出力キャパシタンスとの間に、直流リンクと交流出力電圧との差に基づいて電流が発生される。これに対し、Ｐ２スイッチ対がオンであるときには、直流リンクと交流出力電圧との和により電流が駆動される選択された直流リンク電圧の大きさＶ_dcを維持するのに必要な有効電力は、ライン電圧の所与の半サイクルにおける高周波極切り換えの平均デューティサイクルに比例する。分離された直流リンク電圧は、平均極切り換えの対称性に影響する閉ループ制御器によって調整される。インバータの極切り換えのデューティサイクルの一時的な変化によりインバータに入ったり出たりするように流れる無効インバータ電流を発生することができる。インバータ電流の瞬時の大きさは、負荷補償電流要求を与えるように調整される。例えば、正のリプル電流が検出された場合には、Ｐ２のオン時間がＰ１に対して増加される。この増加により、所要の正味補償リプル電流が交流ラインに流れることになる。これは、又、Ｖ_dcの大きさを、負荷にまたがる交流電圧の最大値より大きく保たねばならず、さもなくば、能動的フィルタの瞬時補償能力が損なわれることを意味する。能動的フィルタにおける迅速なパルス巾変調切り換えは、高周波数の三角形状の電流Ｉ_hfを不所望な副次的作用として生じる。Ｉ_hf信号の作用は、交流電圧に重畳された小さな三角波の電圧リプルである。電圧リプルの大きさは、極切り換え（キャリア）周波数及びＣ_hfの値に逆比例する。電圧リプルは、並列キャパシタＣ_hfでフィルタされる。能動的な電力フィルタ（２０又は２２）が負荷にまたがって接続されたときには、端子電圧の高度なフィルタ作用が観察される。能動的な電力フィルタは、フィルタ自体の内部のロスを補償するのに必要とされる以外の有効電力を供給したり吸収したりすることができない。しかしながら、無効電流や、可変又は未調整の周波数をもつ非同期及び非理論的な高調波やソースは容易に補償される。分路接続された電力回路は、負荷の短絡状態のもとで本来保護される。というのは、負荷の事故電流は能動的な電力フィルタをバイパスするからである。図１及び２の分離された直流リンク回路は、交流ライン調整装置及び電圧レギュレータを形成するように結合することができる。図３は、直列インバータ２６及び並列インバータ２８をもつ共用リンク電流ソースの能動的電力フィルタ２４を示している。図４は、直列インバータ３２及び並列インバータ３４をもつ共用リンク電圧ソースの能動的電力フィルタ３０を示している。各直列及び並列インバータは、図１及び２について述べたフィルタと同様である。図３及び４の共用リンク解決策は、共通の共用直流電圧（又は電流）ソースから動作される直列及び分路接続フィルタの組合せを表している。共用リンク回路トポロジーは、能動的電力フィルタの前述の制約を解消するものであり、即ち能動的電力フィルタ自体のロスを補償することはさておき、有効電力を供給又は吸収できないという制約を解消する。共用直流リンクの直列及び並列回路トポロジーでは、全吸収電力が全発生電力に等しければ、直列及び並列の両方のフィルタエレメントが基本周波数又は他の周波数における有効電力を吸収又は発生することが可能となる。直列の能動的エレメント（２６及び３２）は、制御可能な大きさ及び位相をもつ基本的電圧を発生するように変調され、交流出力電圧の位相及び大きさが交流入力に対して所要のレベル及び位相角の正弦波に留まるようにされる。直列エレメント（２６又は３２）により要求される電力は、直流リンク（３６又は３８）から吸収されるか又はそこに注入される。次いで、リンクのエネルギーは、並列接続エレメント（２８又は３４）に印加される基本的変調信号の位相及び大きさを適切に制御することにより維持される。その結果、直列エレメント（２６又は３２）により必要とされる電力は、並列エレメント（２８又は３４）から得られる。同様に、直列エレメント（２６又は３２）により発生される電力は、並列エレメント（２８又は３４）により交流出力へ返送される。出力電圧と入力電圧が等しくないときは、直列インバータ（２６又は３２）が有効電力を直流リンク（２６又は３８）へ与えたりそこから受けたりする。出力電力に対して行われる電力交換の量は、基本的なＶ_。／Ｖ_inの比によって左右される。Ｖ_o／Ｖ_inの比が１より小さいときには、入力電流の有効部分が出力（負荷）の有効電流よりも大きくなる。出力電流と入力電流との差の電流は、直流リンク（３６又は３８）を経て両インバータに流れる。適当な高速作動制御器は、直列及び並列インバータ間の電力の流れが平均で等しく保たれるように確保し、従って、電力の流れが共用直流リンクの蓄積エネルギーを著しく変更しないようにする。バック／ブースト電力転送の調整に加えて、並列な能動的エレメント（２８又は３４）は、負荷で発生されたリプル電流及びもし必要であれば負荷の無効基本電流に対するバイパスを与えるようリプル周波数で変調される。リプル及び無効成分が完全に補償された後に、有効基本電流のみが交流入力から引き出される。公知の能動的電力ライン調整装置の出力信号は、基本波及びその高調波の振幅及び位相エラーをしばしば含んでいる。従って、選択された周波数において振幅及び位相エラーをゼロにする（null）ようなコントローラを提供することが望まれる。比例、積分及び／又は導関数利得に基づく従来の制御技術では、これらレベルの波形の質を達成するのに不充分である。発明の要旨本発明の一般的な目的は、改良された能動的電力ライン調整装置を提供することである。本発明の別の目的は、並列フィルタを用いて非直線的負荷の電流高調波を補償し、歪のない正弦波出力電圧を発生するような能動的電力ライン調整装置を提供することである。本発明のより特定の目的は、能動的電力ライン調整装置により処理される電力信号内の選択された高調波振幅及び位相エラーを排除する装置及び方法を提供することである。これら及び他の目的は、正弦波入力信号の選択された高調波に対応する正弦波出力信号を構成する装置及び方法を提供する本発明により達成される。入力信号は、コサイン及びサイン基準信号の選択された高調波をそれに各々乗算することにより直接成分及び直角成分に分解される。これらの直接及び直角成分は、選択された高調波周波数における入力信号の直接及び直角成分の大きさに対応する直交する直流成分を含む。本発明によれば、発生された直接及び直角成分の大きさ値が各々エラー増幅器に付与される。エラー増幅器の出力は、サイン及びコサイン基準信号の選択された高調波成分によって各々乗算される。これは、選択された高調波周波数において各直角及び直接の処理済み信号に対する適切な位相値を与える。処理済みの直角及び直接信号は、次いで、加算されて、入力信号の選択された高調波の大きさ及び位相値に対応する出力信号を形成する。図面の簡単な説明本発明の特徴及び目的を充分に理解するために、添付図面を参照して以下に詳細に説明する。図１は、公知技術による並列接続された電流ソース能動的フィルタを示す図である。図２は、公知技術による並列接続された電圧ソース能動的フィルタを示す図である。図３は、公知技術による共用リンクの電流ソース能動的電力フィルタを示す図である。図４は、公知技術による共用リンクの電圧ソース能動的電力フィルタを示す図である。図５は、本発明の高調波コントローラを組み込んだ並列フィルタコントローラをもつ能動的電力ライン調整装置のブロック図である。図６は、本発明による高調波コントローラを用いた並列フィルタコントローラを示す図である。図７は、本発明による高調波コントローラのアナログ実施例を示す図である。図８は、本発明のデジタル実施例に使用されるエレメントを示す図である。図９は、本発明により使用される電圧出力エラー信号構成回路の図である。図１０は、本発明により使用される直列フィルタコントローラの図である。これら多数の図面にわたって対応する部分は同じ参照番号で示してある。好ましい実施例の詳細な説明図５は、本発明の高調波コントローラを組み込んだ能動的電力ライン調整装置４０を簡単に示すものである。この能動的電力ライン調整装置４０は、調整された電力を非直線的な負荷４１へ供給する。能動的電力ライン調整装置４０は直列フィルタ４２を備え、これはエネルギー蓄積エレメント４４を経て並列フィルタ４３に接続される。図４の直列フィルタ３２、並列フィルタ３４及び直流リンクキャパシタ３８を本発明に関連して使用してもよい。並列フィルタコントローラ４５は、並列フィルタ４３の動作を支配する。並列フィルタコントローラ４５は、以下に述べるように、本発明による高調波コントローラを備えている。直列フィルタコントローラ４６は、直列フィルタ４２の動作を調整するのに使用される。直列フィルタコントローラ４６及び並列フィルタコントローラ４５は、電圧出力エラー信号構成回路４７から電圧出力エラー信号を受け取って処理する。図６は、本発明の高調波コントローラを組み込んだ並列フィルタコントローラ４５を示している。この並列フィルタコントローラ４５は、電圧エラー出力信号（Ｖ_out-error）を受け取りそして比例利得ユニット４８でそれを処理して安定性及び減衰性を与える。本発明の好ましい実施例においては、以下に詳細に述べるように、実際の出力電圧の逆数を用いてエラー信号が発生される。更に、エラー信号は、以下で詳細に述べる多数の高調波コントローラ５０へ送られる。高調波コントローラ５０の出力は、加算ユニット５３で加算される。加算ユニット５２は、高調波コントローラ５０の全ての出力の和を比例利得ユニット４８の出力と加算するのに使用される。又、加算ユニット５２は、直流リンクエラー電圧信号を加算するのにも使用される。直流リンクエラー電圧信号は、直流リンク電圧を維持する信号を与える。この信号を導出するのに公知技術を使用してもよい。例えば、現在の直流リンク電圧値Ｖ_dcが直流リンク基準電圧Ｖ_dc*と比較される。それにより得られたエラー信号が比例−積分ユニット５６により処理される。比例−積分ユニット５６の出力は、以下に詳細に述べるように、入力電圧と同期して、コサイン基準信号で乗算される。付加的な基準信号も並列フィルタコントローラ４５により処理される。加算器５２の出力は、加算器６０において、負荷電流高調波信号（ｉ_{load-harmonic}）及び並列インバータ基準信号（ｉ_para）と加算される。加算器６０の出力は比例利得ユニット６２によって処理され、その出力はパルス巾変調器６４へ送られ、該変調器は、並列インバータ４３のソリッドステートデバイスを駆動する。本発明は、パルス巾変調器６４に送られる基準信号の部分に向けられる。より詳細には、本発明は、非直線的負荷４１において遭遇する選択された高調波振幅及び位相エラーを制御するための基準信号断片を与えることに向けられる。本発明の基準信号断片は、出力における不所望な高調波と逆方向の信号に対応する。従って、パルス巾変調器６４が基準信号を処理するときは、不所望な高調波成分が打ち消される。図７は、本発明による高調波コントローラ５０をアナログ的に表したものである。本発明のこの特徴は、説明上のものに過ぎず、本発明の好ましい実施例は、デジタル形態で実施して以下に説明する。図７において、電圧出力エラー信号（Ｖ_out-error）は、コサイン及びサイン基準信号の選択された高調波をこれに各々乗算することによって直接及び直角の電圧エラー成分に分解される。直接及び直角の電圧エラー成分は、選択された高調波周波数における直接及び直角の大きさに対応する直交する直流成分を含んでいる。コサイン基準信号は、コサイン信号基準ソース６６Ａにより発生され、そしてサイン基準信号は、サイン信号基準ソース６８Ａによって発生される。これらの基準信号は、乗算器７０を経て送られる。乗算器７０の出力は、比例−積分直角電圧エラー増幅器７２Ａ及び比例−積分直接電圧エラー増幅器７２Ｂへ供給される。これらエラー増幅器７２は、直接及び直角エラー成分の直流成分の大きさ値をブーストする。利得Ｋａ及びＫｂは、過渡応答及び安定性を最適化するために異なる高調波に対して異なるものである。エラー増幅器７２は、高調波をゼロにするように働くものであるから、基準入力はもたないことに注意されたい。エラー増幅器７２の出力は、サイン及びコサイン基準信号の選択された高調波成分によって各々乗算される。これは、選択された高調波周波数において各直角及び直接エラー成分に対する適切な位相値を与える。これらの成分は、次いで、加算器８０において加算され、選択された高調波に等しいが逆向きの信号に対応する出力信号を発生する。このように、除去されるべき各高調波に対して高調波コントローラ５０が構成される。本発明の以上の説明は、本発明のデジタル実施例を示した図８を参照することにより完全に理解されよう。図８の装置は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）９０を備え、これはバス９１を経てメモリユニット９２へ接続され、このメモリユニットは、ＲＡＭ、ＲＯＭ又は他のメモリ媒体の組合せである。ＤＳＰ９０はインターフェイス装置９４にも接続され、これは図５に関して説明した能動的な電力ライン調整装置の要素と相互作用するのに使用される。ここに使用するインターフェイス装置９４は、アナログ／デジタルコンバータや、デジタル／アナログコンバータを含むが、デジタル装置（ＤＳＰ及びメモリ）のユーザとの間のインターフェイスや、デジタル装置とアナログ要素（直列インバータ４２、エネルギ一蓄積エレメント４６、並列インバータ４４）との間のインターフェイスを与えるためにキーボードや、モニタや、プリンタや、他の装置を含んでもよい。ＤＳＰ９０、メモリユニット９２及びインターフェイス装置９４の間の相互作用は公知である。本発明は、メモリユニット９２内のプログラムモジュールの実行に向けられる。より詳細には、以下に述べるように、ＤＳＰ９０は、高調波コントローラ５０を構成する多数のプログラムモジュールであって、初期化モジュール９６、エラー信号分解回路９８、エラー増幅器１００及び出力信号構成回路１０２を含む多数のモジュールを実行する。簡単に述べると、これらモジュールは、出力電圧エラー信号を処理して高調波打ち消し基準信号を発生し、この信号はインターフェイス装置９４を経て並列インバータ４２に送られる。出力電圧エラー信号は、これを直接及び直角エラー信号に分割するためにコサイン及びサイン基準信号の指定の成分で乗算される。直接及び直角信号は、指定の位相において基準信号の指定の成分の直流の大きさに比例する。直接エラー信号はコサイン積分器のエラーの和に加算され、そして直角エラー信号はサイン積分器のエラーの和に加算される。直接エラー信号は、これに利得係数を乗算しそしてその積を、別の利得係数とコサイン積分器のエラーの和との積に加算することによって発生される。これら積の和が、フィルタされた直接エラー信号である。同様に、直角エラー信号は、これに利得係数を乗算しそしてその積を、別の利得係数とサイン積分器のエラーの和との積に加えて、フィルタされた直角エラー信号を生じさせることによって発生される。増幅された直接エラー信号と増幅された直角エラー信号との和が出力信号であり、これを用いて、選択された当該高調波が打ち消される。この方法が各当該高調波に対して繰り返される。これらの処理段階は、図８のデジタル装置で実現される。本発明の個々の処理要素は、擬似コードの形態で開示する。初期化モジュール９６は、変数をクリアしそして後で変数を増加するように働く。本発明の上記の説明で示唆されるように、本発明の方法には多数の変数及び定数が関連している。先ず第１に、電圧エラー信号の所定数のサンプル値を定義しなければならない。ここで使用するこの定数項は「ｋ」と定義する。特定の当該高調波も識別しなければならない。個々の高調波の値は「ｎ」と識別する。又、コサイン積分の和に対しても変数を定義しなければならず、この変数は「cosine integrator」として定義される。同様に、サイン積分の和についても変数を定義しなければならず、この変数は「sine integrator」として定義される。以上の変数は、次のように形成される初期化モジュール９６により初期化される。（ａ）ｋ＝ｘ（ｂ）ｎ＝ｙ（ｃ）cosine integrator：＝０（ｄ）sine integrator：＝０本発明に関連した次の要素は、エラー信号分解回路９８であり、これは次のように擬似コードで定義される。（ｅ）cosine error：＝cos(2*π*n*i/k)*error signal （ｆ）cosine integrator：＝cosine integrator＋cosine error （ｇ）sine error：＝sin(2*π*n*i/k)*error signal （ｈ）sine integrator：＝sine integrator＋sine error 上記（ｅ）に示されたように、cosine error信号は、出力電圧エラー信号にコサイン基準項を乗算することにより得られる。より詳細には、コサイン項の選択された高調波「ｎ」にエラー信号が乗算される。比ｉ／ｋは、定められたサンプルセットにおける全サンプル数「ｋ」に対する選択されたサンプル「ｉ」の大きさを決めるものである。cosine error値は、選択された高調波周波数における入力信号の直角成分の直交する直流の大きさを表す。上記（ｆ）に示すように、cosine error項は、次いで、エラー項（cosine i ntegrator）の継続和に加えられる。この和は、以下に述べるように累積関数として使用される。選択された周波数における入力信号の直接成分の直交する直流の大きさを表す sine error値を得るために同じプロセスが実行される。更に、sine error項を加算することにより累積関数が維持される（sine integrator）。エラー増幅器１００は、この処理時点に含まれる。エラー増幅器１００は、次の擬似コードによって定められる。（ｉ）cosine amplifiled value:=cos(2*π*n*i/k)* (Ka*cosine error + Kb*cosine integrator) （ｊ）sine amplifiled value：=sine(2*π*n*ik)* (Ka*sine error + Kb*sine integrator) 擬似コードの上記（ｉ）は、フィルタされた直角値（cosine amplifiled va lue）が、選択された高調波コサイン項に２つのフィルタされた項の和を乗算することにより得られることを示している。より詳細には、第１項cosine error 信号は利得値Ｋａで乗算され、そして第２項cosine integratorは利得値Ｋｂで乗算される。利得値は、当該高調波を最適に処理するように選択される。従って、入力電圧エラー信号の直角成分の直流成分の大きさに対応する最初に導出されたcosine error信号は利得係数で処理される。更に、積分係数がこれに加えられて、出力に対する累積関数が与えられる。換言すれば、直流成分の大きさは、累積関数を受ける。同時に、cosine error信号に、当該高調波で瞬時コサイン値を乗算することにより、当該高調波に対する適切な位相が出力電圧に得られる。要するに、電圧エラー信号の直角成分は、打ち消されるべき高調波の直角成分の振幅及び位相に対応する。サイン項について同様の処理が行われて、打ち消されるべき高調波の振幅及び位相の直接成分が得られる。出力信号構成回路１０２は、sine accumulated valueと、cosine accumula ted valueを単に加算するものである。（ｋ）output signal: = sine accumulated value + cosine accumulated value 従って、出力信号は、電圧エラー信号の処理された直接及び直角成分を含む。より詳細には、出力信号は、パルス巾変調器６８により処理されたときに当該高調波に実質的に等しく逆向きの信号を形成するようなエラー信号を表す。換言すれば、出力信号は、当該高調波を打ち消す。打ち消されるべき各高調波に対してこの処理が繰り返される。その後の処理の前に初期化を行わねばならない。初期化モジュール９６に対し次の付加的なコードが使用される。（ｌ）i:=i+i （ｍ）i:=i mod k 上記（ｌ）の指示は、カウント変数を単に増加することである。上記（ｍ）の指示は、基本的サイクルの終わりにコサイン及びサイン基準の開始部を再び指すようにインデックスｉをゼロにリセットする。図５について前記したように、本発明の高調波コントローラを組み込んだ並列フィルタコントローラ４５は、多数の他の物理的エレメントに関連して使用される。それ故、これらの付加的なエレメントについて簡単に述べる。図９は、本発明により使用される電圧出力エラー信号構成回路４７を示している。当業者であれば、電圧出力基準信号（Ｖ_out*）を与える多数の方法が明らかであろう。図９の装置は、本発明に成功裡に使用できる一実施例を示すものに過ぎない。エラー信号構成回路４７は、フィルタ及び位相シフタ１０４と、位相固定ループ１０６と、信号減算器１０７とを備えている。要約すれば、位相シフタ１０４及び位相固定ループ１０６は、入力ライン電圧と同期した直角組のサイン波及び角度基準信号（cosine θ）を発生する。信号減算器１０７は、同期角度基準信号（cosine θ）から瞬時出力電圧を減算する。フィルタ及び位相シフタ１０４は、入力電圧Ｖ_inを受け取りそしてそれを加算器１１０において入力電圧の直角成分（Ｖ_qin）と比較する。それにより得られるエラー信号は比例利得ユニット１１２によって処理され、その出力は、加算器１１４へ送られる。加算器１１４への他方の入力は、加算器において減算される１８０゜シフトされた直角成分である。積分器１１６は、平滑された直角電圧出力を発生する。大きさ決めエレメント１１８は、積分器１１６により発生されたオメガ項を除去するのに用いられる。積分器１２０は、電圧入力信号（Ｖ_in）の直接成分を得るのに使用される。位相シフタ１０４により発生された直接（Ｖ_din）及び直角（Ｖ_qin）成分は位相固定ループ１０６へ送られる。この位相固定ループ１０６は、乗算器１２４及び１２６により、入力値に、ルックアップテーブル１３４及び１３６からの瞬時サイン及びコサイン値を乗算する。乗算器１２４の負の積は、加算器１２８において乗算器１２６の積に加えられる。加算器１２８の出力は比例−積分ユニット１３０により処理され、そしてその出力は直接制御発振器１３２へ送られ、カウントパラメータが決定される。タイマーカウント値は、このカウントパラメータ値から一定の割合で減少され、ゼロに達すると、ルックアップテーブルのサインθ及びコサインθポインタが増加され、新たな値を生じる。コサインルックアップテーブルの出力、換言すれば、電圧エラー信号のコサイン成分は、入力電圧と同期しているので、電圧基準信号として使用される。この信号は、比例利得ユニット１４０によって処理されるのが好ましく、そしてその出力は加算器１４１へ送られる。加算器１４１には出力信号の否定型が使用されることに注意されたい。既に述べたように、これは、高調波コントローラが、打ち消されるべき高調波に実質的に等しく且つ逆向きの基準信号を発生できるようにする。加算器１４１の出力は、電圧出力エラー信号（Ｖ_out-error）であり、これは既に述べたように処理される。図１０は、本発明により使用される直列フィルタコントローラ４６を示している。図１０の特定のコントローラは、本発明に使用できる装置を単に説明するものに過ぎない。電圧出力エラー信号は比例利得ユニット１５０に送られる。この装置の出力は加算器１５２へ送られ、該加算器は、電圧出力エラー信号を、直列インバータ電流の否定型及び負荷電流基本信号（ｉ_load-fund）と混合する。この加算器１５２の出力は比例利得ユニット１５４へ送られ、その出力はパルス巾変調器１５６へ送られ、該変調器は直列フィルタ４２のゲートを駆動する。以上に述べた技術は、選択された高調波において振幅及び位相エラーをゼロにすることに限定されるものでないことが当業者に明らかであろう。又、これらの技術は、テストの目的又は特殊な装置に対し選択された高調波を任意に注入するのにも使用できる。基本周波数（「ｎ」＝１）を選択した場合に、本発明の高調波コントローラは、直列フィルタコントローラ４６の基準信号として又は他の目的に使用できる負荷電流基本信号を発生する。本発明の高調波コントローラを直列に接続しそして１つの高調波コントローラの出力変換を次に続くコントローラの入力変換と組み合わせることができる。当然、本発明の高調波コントローラは電流高調波の制御にも使用できる。本発明の特定の実施例の上記説明は本発明を単に解説するものである。本発明は、ここに開示した厳密な形態に限定されるものではなく、上記教示に鑑み多数の種々の変更や修正が明らかであろう。上記実施例は、本発明の原理及びその実際の応用を最も良く説明するために選択されたものであり、当業者であれば、意図された特定の用途に適するように種々の変更を加えて本発明及び種々の実施例を最良に利用することができよう。本発明の範囲は、以下の本発明の請求の範囲及びその等効物により限定されるものとする。

Claims

【特許請求の範囲】１．正弦波入力信号の選択された高調波に対応する正弦波出力信号を構成する装置において、上記の正弦波入力信号を、上記選択された高調波成分に対応する直接成分信号と、上記選択された高調波成分に対応する直角成分信号とに分割する手段と、上記直接成分信号に利得係数を付与しそして上記直接成分信号に累積関数項を加算することにより上記直接成分信号を制御して、上記選択された高調波成分の大きさに対応する振幅をもつ累積された直接成分信号を発生するための第１手段と、上記直角成分信号に利得係数を付与しそして上記直角成分信号に累積関数項を加算することにより上記直角成分信号を制御して、上記選択された高調波成分の大きさに対応する振幅をもつ累積された直角成分信号を発生するための第２手段と、上記累積された直接成分信号にコサイン基準信号の上記選択された高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ増幅された直接成分信号を発生するための第１手段と、上記累積された直角成分信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ増幅された直角成分信号を発生するための第２手段と、上記増幅された直接成分信号及び上記増幅された直角成分信号を加算して上記出力信号を形成するための手段とを備えたことを特徴とする装置。２．正弦波入力信号の選択された高調波に対応する正弦波出力信号を構成する方法において、（Ａ）上記正弦波入力信号を、上記選択された高調波成分に対応する直接成分信号と、上記選択された高調波成分に対応する直角成分信号とに分割し、（Ｂ）上記直接成分信号に利得係数を付与しそして上記直接成分信号に累積関数項を加算することにより上記直接成分信号を制御して、上記選択された高調波成分の大きさに対応する振幅をもつ累積された直接成分信号を発生し、（Ｃ）上記直角成分信号に利得係数を付与しそして上記直角成分信号に累積関数項を加算することにより上記直角成分信号を制御して、上記選択された高調波成分の大きさに対応する振幅をもつ累積された直角成分信号を発生し、（Ｄ）上記累積された直接成分信号にコサイン基準信号の上記選択された高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ増幅された直接成分信号を発生し、（Ｅ）上記累積された直角成分信号にサイン基準信号の上記所定の高調波成分を乗算して、上記入力信号に対応する位相値をもつ増幅された直角成分信号を発生し、そして（Ｆ）上記増幅された直接成分信号及び上記増幅された直角成分信号を加算して上記出力信号を形成する、という段階を備えたことを特徴とする方法。３．複数の選択された高調波に対して上記段階（Ａ）ないし（Ｆ）を実行する請求項２に記載の方法。