JPH08501195A

JPH08501195A - 周波数分割多重化を用いたディジタル信号伝送システム

Info

Publication number: JPH08501195A
Application number: JP6507010A
Authority: JP
Inventors: シェルスウェル，ピーター; マドックス，マーク・チャールズ・ドーベル
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 1992-09-07
Filing date: 1993-09-06
Publication date: 1996-02-06
Also published as: US5610908A; GB2270819A; DE69322785T2; DE69322785D1; GB9318430D0; GB2270819B; GB9218874D0; WO1994006231A1; AU4975493A; EP0658295B1; EP0658295A1

Abstract

(57)【要約】多数の近接隔置された搬送波においてＯＦＤＭ信号を搬送するための周波数分割多重化送信機は、入力（１２）においてディジタルデータを受け、畳込み符号化（１４）のような符号化を適用し、その信号を時間インタリーブして（１６）、これをマトリックス（１８）においてフレームごとに整理する。そのデータはシフトレジスタ（２２）によって並列形式に変換され、周波数インタリーブされ（２４）、差分符号化され（２６）、そして数百以上の近接隔置された搬送波において直角位相変調される（２８）。第１高速逆フーリエ変換回路（３０）が周波数領域におけるこの情報を時間領域へ変換する。直接送信される代わりに、結果として生じる信号は次に振幅制限され（４２）、そしてこれを周波数領域に再変換するためにＦＦＴ（４４）に加えられる。所望の信号の泣相は次にリセットされ、そして帯域の縁部の近くの信号の振幅は、補正回路（４６）において低減される。結果として生じる信号は送信のために第２逆ＦＦＴ（４８）に加えられる。第２逆ＦＦＴの出力は第１逆ＦＦＴ（３０）の出力よりも小さい電カピークを含んでいる。その出力はシフトレジスタ（３２）によって直列形式に変換され、保護期間を付加され（３４）、そして結果としての信号はアナログ形式に変換される（３６）。

Description

【発明の詳細な説明】周波数分割多重化を用いたディジタル信号伝送システム発明の背景この発明は、多数の近接した搬送波を用いて周波数分割多重化によりディジタルデータを伝送するための方法及び装置に関係している。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号は種々の応用に対して提案されており、その最初のものはディジタル音声放送（ＤＳＢ）としても知られているディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）であった。レオナルドＪ．チミニ．Ｊｒ．著「直交周波数分割多重化を用いたディジタル移動通信路の解析及びシミュレーション」，ＩＥＥＥ通信部会会報ＣＯＭ−３３巻７号，１９８５年７月，６６５ないし６７５ページ所載（Leonard J.Cimini,Jr.,“Analysis and Slmulation of a Digital Moblle Channel Using Orthogonal Frequency Division Multiplexing" ,IEEE Transactions on Communications,Vo1．COM-33,No.7,July 1985,pages 66 5 to 675）を見よ。ＯＦＤＭ信号は、周波数が近接していてそれぞれデータで変調された多数の搬送波からなっている。典型的には数百又はそれ以上もの搬送波がある。提案されたＤＡＢ方式は次を含んでいる。（ａ）多くの同時の狭帯域搬送波を用いて、周波数選択性を克服するための、変調及び復調の両過程用の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、（ｂ）すべての固定及び移動受信条件において大きい符号化利得を実現するための、周波数及び時間におけるインタリーブ（はさみ込み）、並びに（ｃ）例えば、大きい符号化利得を得るためのビテルビ（Viterbi）最大尤度復号化アルゴリズムと関連した畳込み符号化、及びことによると畳込み内側符号と連鎖した外側ブロック符号を含んでいる符号化。このような信号は符号化直交周波数分割多重化（ＣＯＦＤＭ）と名づけることができる。ＣＯＦＤＭ提案に関する更なる背景情報に関しては、例えば次のものを参照するとよい。（ｉ）ポミエ及びラトリフ著「移動携帯用及び固定式ラジオ受信機への高品質ディジタル音声放送のための新しい展望」，ＩＢＣ８８，ＩＥＥ会議出版物第２９３号，３４９ないし３５３ページ所載（Pommier and Ratliff,“New Prospect s for High Quality Digital Sound Broadcasting to Mobile Portable and Fix ed Radio Receivers",IBC 88,IEE Conference Publication No.293,pages 349 t o 353）。（ii）ル・フロシュ外著「移動受信機へのディジタル音声放送」，ＩＥＥＥ消費者電子機器部会会報３５巻３号，１９８９年８月、４９３ないし５０３ページ所載（Le Floch,et al.,“Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivevs", IEEE Tvansactions on Consumer Electronics,Vo1.35,No.3,August 1989,pages 493 to 503）、これは提案された受信機の構成図を含んでいる。（iii）プレンジ著「ＤＡＢ−新しい音声放送方式・・・」，ＥＢＵレビュー−テクニカル第２４６号，１９９１年４月，８７ないし１１２ページ所載（Plenge, “DAB-A New Sound Broadcasting System ・・・'',EBU Review-Technical,No.246, April 1991,pages 87 to 112）、これは送信機及び受信機の両方の構成を概説している。（iv）カサス外著「移動無線ＦＭ通信路によるデータ通信のためのＯＦＤＭ− Ｉ部・・・」，ＩＥＥＥ通信部会会報３９巻５号，１９９１年５月，７８３ないし７９３ページ所載（Casas,et al., “OFDM for Data Communication Over Mobil e Radio FM Channels-Part 1・・・" IEEE Transactions on Communications,Vo1,3 9,No.5,May 1991,pages 783 to 793）。（ｖ）１９９２年６月８〜９日モントルー，第１回ディジタルオーディオ放送国際シンポジウムにおいて発表された種々の研究論文，例えば、ル・フロシュ著「ＤＡＢのためのチャネル符号化及び変調」，会報９９〜１０９ページ所載（ Various papers presented at the First International Symposium on Digital Audio Broadcasting, Montreux 8-9 June 1992; eg.Le Floch,“Channel Codin g and Modulation for DAB",Proceedings pages 99-109）。（vi）米国特許ＵＳ−Ａ−４８８１２４１。（vii）欧州特許出願ＥＰ−Ａ−０４４１７３０。提案された、ＣＯＦＤＭを用いたＤＡＢにおいては、４−ＰＳＫ変調とも呼ばれる横軸位相偏移キーイング変調（ＱＰＳＫ）が、高速フーリエ変換回路による変換の前に搬送波を変調するために使用される。原則として、高次のＰＳＫ変調方式が使用されることになるであろう。ＯＦＤＭ信号においては、種々の搬送波が同相であるときに、短時間の間比較的高い電圧ピークが生じることがある。起こり得るピーク電力と平均電力との間の比は搬送波の数が増大するにつれて増大する。それで、信号が実用的な装置（例えば増幅器）を通じて伝送されるときには、この装置は非線形効果の発生を防止するために大量の「へッドルーム（headroom）」のある線形伝達特性を持たなければならないので、問題が生じる。送信機回路網においては必要とされるへッドルームの量は送信機の原価にかなり影響を与えることがある。このへッドルームは、信号の瞬時ピーク対平均電力比が低減され得るならば低減されることができる。このピーク対平均電力比を低減する一つの方法は、システムのデータ容量の若干のものを使用して、各記号において多数の搬送波の位相を選べるようにして全信号包絡線における大きい変動の発生を防止することであろう。ＤＡＢに対してはこれはこの目的のための余分のデータ容量が存在しないので可能ではない。別の可能性は搬送波の半分に、例えば交番する搬送波に、４５゜位相偏移を導入することであろう。これは、搬送波の位相が同時にすべて加わり得ないことを保証するであろう。しかしながら、実際上、この方法ではほとんど改善が得られないことを我々は知った。単に信号を制限することによってピーク電力における所望の低減が達成され得ることが考えられるかもしれない。しかしながら、この過程は相互変調積を導入する。ＯＦＤＭ方式においては、相互変調積は正に存在する搬送波に入り、従ってこれらの搬送波の振幅及び位相を実効上変化させる。欧州特許出願ＥＰ−Ａ−０４９９５６０（及び対応するカナダ特許出願ＣＡ−Ａ−２０５９４５５）はＯＦＤＭ信号のコヒーレント復調のために設計された受信機を記述している。受信機側では、時間領域における受信ＯＦＤＭ信号がＦＦＴによって周波数領域へ変換される。基準データが抽出されて、これから逆ＦＦＴによって伝送通信路のインパルス応答が構成される。この結果の種々の成分は次に低レベル成分の効果を放棄する又は低減するために重み付けされ、そして次に周波数応答が更なるＦＦＴによって推定される。この周波数応答の推定は次に受信データをコヒーレントに復調するために使用される。米国特許ＵＳ−Ａ−５１９７０６１においては、ＣＯＦＤＭ方式の種々のビットに二つの異なった保護レベルを適用して、どの符号化方式が適用されるべきであるかに関して選択が行われることを可能にし、これにより伝送の効率を最適化することが提案されている。信号を符号化する信号機側においては符号化送信信号の復号化をも行うことは周知である。これは、入力を量子化し、量子化された又は符号化された出力を次の入力と比較して送信のための差分信号を発生するデルタ変調方式の本質的部分である。英国特許明細書ＧＢ−Ａ−２１８８５０９においては、ビデオ信号を二つの異なった方法で符号化し、そして送信機側で両方の結果を復号化することが提案されている。どちらの符号化方式でも最小の損傷を導入するものが次に実際の送信のために使用される。発明の要約それゆえ、ＣＯＦＤＭ信号のような多重搬送波周波数分割多重化信号における諸成分のピーク振幅又は電力を低減するための方法及び装置を提供することがこの発明の目的である。この発明は、多数の近接した搬送波が位相偏移キーイング変調法により送信されるべきディジタルデータのそれぞれのビットで変調されるような方法及び装置を提供する。結果としての被変調信号は、例えば逆フーリエ変換によって、周波数領域から時間領域に逆に変換される。この発明に従って、変換信号はそのあと送信されないで、まずその振幅又は電力を制限するように制限される。第２の変換がこのように制限された時間領域信号を周波数領域における多数の信号へ変換する。信号の若干のものの位相及び／又は振幅はその後調整され、そして最終的には信号は再び周波数領域から時間領域に変換されて送信のための信号が与えられる。この発明の例が下で諸図面を参照して更に詳細に記述される。この例は、ＣＯＦＤＭ法によるＤＡＢ信号の送信に関係があり、搬送波を調整することによって信号のピーク対平均電力比を低減する。ＤＡＢは、情報が搬送波の位相において搬送される横軸位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）変調を使用しているので、各搬送波の振幅は、全信号の包絡線におけるピークの大きさを低減するために記号ごとに変化することを許される。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行って信号の周波数領域表現を得ることによって、まず、制限により導入された帯域外れ相互変調積は、帯域外れ搬送波の振幅を零に設定し、それから別の逆ＦＦＴで再変換を行って信号の新しい時間表現を得ることによって消去されることができる。次に、信号を単純に制限することに起因する位相誤差は、ＦＦＴ及び逆ＦＦＴ過程中に搬送波の位相を正しい値に再設定することによって消去されることができる。これら二つの再設定方法は独立して使用されることができるが、一緒に使用されることが望ましい。ある場合には、主信号に近い周波数の搬送波の存在が許され、それの存在は信号におけるピーク電圧を低減するために使用されることができる。この方法は実際、ＰＳＫ変調において使用された搬送波の振幅に存在するＯＦＤＭ方式における冗長性を利用している。これらの振幅は帯域内で１、帯域外で０であると仮定されているが、この発明に従って、ピーク送信電力を低減するような方法で変化することが許される。各搬送波の振幅はそれゆえ記号ごとにわずかに変化する。振幅冗長性は、送信機識別情報のような付加的なデータを搬送するために、１９９３年５月１３日公表の国際特許出願公表ＷＯ９３／０９６１６号に提案されているように非変化方法で使用される。この発明はこの提案に関連して使用されることができる。この発明の方法はＯＦＤＭ符号器において一つ以上の付加的なＦＦＴ及び逆ＦＦＴ演算を導入することによって実施されることができる。時間−周波数変換の前に、信号は制限され、そして各周波数−時間変換の前に、帯域外成分はフィルタされ及び／又は搬送波位相はリセットされる。実際にはＯＦＤＭ符号器はＩ及びＱチャネルを独立的に発生することによって事実上動作することができる。システムが各ＦＦＴに独立的に適用されるならば、クロストークがｌ及びＱチャネル間に導入されることがあり、信号の位相が再び乱される。この効果は実際問題として重要でないと想定され、従って次の記述では無視されている。図面の簡単な説明この発明は今度は例として諸図面を参照して更に詳細に記述されるが、この諸図面中、図１は今までに提案されたようなＣＯＦＤＭ送信機の構成図であり、図２はＱＰＳＫ信号の位相を示しており、図３は三つの連続した記号期間における送信信号を図解しており、図４は図１の送信機と共に使用され得るＣＯＦＤＭ受信機の構成図であり、図５はこの発明を具体化したＣＯＦＤＭ送信機の構成図であり、図６はフーリエ変換前の１５３６の等振幅搬送波を有するＣＯＦＤＭ信号のスペクトルを周波数領域で示しており、図７はフーリエ変換後の信号の時間領域表現を示しており、図８はその後の振幅制限後の信号の時間領域表現を示しており、図９は位相誤差が有効搬送波において許されている処理信号の位相状態を示しており、図１０は制限後の信号のスペクトルを示しており、図１１はフィルタリング後の、有効搬送波の位相がリセットされた信号のスペクトルを示しており、図１２は制限及びフィルタリング後の信号の時間領域表現であり、図１３は信号の最終スペクトルを示しており、又図１４は三つの反復後の信号の最終スペクトルを示している。ＣＯＦＤＭシステムＣＯＦＤＭシステムは、音声又はテレビジョン信号の放送に適用されることができるので、このシステムについての説明が最初に与えられる。図１は、この例では送信用の三つのディジタル音声信号を受けるための入力１２，１２ａ，１２ｂを有するＣＯＦＤＭ符号器１０を示している。入力１２に加えられた信号は畳込み符号器１４を通過して時間インタリーブ（はさみ込み）回路１６に送られ、又入力１２ａ及び１２ｂにおける信号も対応する回路において同様に処理される。時間インタリーブ回路の出力は次にマトリックス（行列回路）１８に集められる。マトリックス１８は又入力２０からへッダ及び／又は同期情報を受ける。マトリックス１８がデータの完全な１フレームを含んでいるときに、それは図示例ではシフトレジスタ２２によって直列に抽出されて並列形式に変えられる。マトリックス１８の出力はシフトレジスタの一端部からクロックインされて、シフトレジスタが一杯になるとこれの個々の段からの出力が周波数インタリーブ（はさみ込み）回路２４に加えられる。周波数インタリーブ回路２４から、信号は既知の差分符号化技法を使用する差分符号化回路（ＤＩＦＦ）２６に加えられる。差分符号化回路２６の出力は一連の横軸位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）変調器２８に加えられる。この例では、図２に示されたように、四つの可能な位相位置を生じさせるＱＰＳＫが使用されており、従って二つのビットが各変調器２８によって伝送され得る。それゆえシフトレジスタ２２からの、周波数インタリーブ回路２４におけるビットは図示されたように対になっている。シフトレジスタ２２を満たすために必要とされるビットの数は一例においては３０７２ビットとして定義されることができ、このビットの数は「記号」と呼ばれる。それゆえ３０７２ビットを１５３６の近接した搬送波へ変調する１５３６の変調器２８がある。これらの搬送波は次に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路３０に加えられる。ＦＦＴ回路３０には２０４８の入力及び２０４８の出力がある。位相変調器２８はそれゆえ中間の１５３６の入力に接続されており、そして最初の２５６の入力及び最後の２５６の入力は０値入力を受ける。これはベースバンド（基底帯域）スベクトルの上端部が、変調過程により導入された第１高調波の下端部と干渉しないことを保証する。ＦＦＴ回路３０は厳密にいえば逆ＦＦＴ回路であってＦＦＴ^-1と称され、近接して隔置された周波数の１５３６の搬送波を表す入力を時間領域における出力に変換する。この出力は、図示例ではシフトレジスタ３２によって、並列形式から直列形式へと再変換される。察知されるであろうように、ＦＦＴ回路３０は記号ごとに動作する。一つの記号に対する動作の開始と次のものとの間の時間は記号期間Ｔ_ｓである。記号期間Ｔ_ｓ及び変調器２８が動作する搬送波周波数は、近接隔置された搬送波周波数が１／Ｔ_ｓの倍数により隔置されているので、関係づけられている。これは多重化に直交性の特性を与える。シフトレジスタ３２の出力は次に保護期間付加回路３４に加えられるが、この回路はシフトレジスタから受けたような各記号に保護期間を加える。これは図３に図解されており、この図は記号Ｎ−１，Ｎ及びＮ＋１に対する三つの連続した記号期間Ｔ_ｓを示している。回路３４は連続した記号間に実効上保護帯域があるように動作する。これは実際には図３において（ａ）で示されたように達成される。データは全記号期間Ｔ_ｓの一部分ｔ_ｓにおいて伝送されるように圧縮され、そしてギリシア文字デルタ（Δ）により示された残りの部分は有効記号期間ｔ_ｓにおけるデータの最初の部分を繰り返すことによって満たされる。これは、全記号期間Ｔ_ｓ内のｔ_ｓに等しい任意の持続時間がすべてのデータビットを含んでいることを意味する。最後に、保護期間付加回路３４の出力はディジタルーアナログ変換器３６に加えられ、そして次に、放送送信リンクによる送信のために出力３８に加えられる。フーリエ変換の特性のために、有効信号期間ｔ_ｓにおけるすべてのデータが受信されるかぎり、期間ｔ_ｓが全記号期間Ｔ_ｓに入っている所に全く関係なく、データは受信機側で処理されることができる。更に、フーリエ変換の特性のために、図３に示された信号が、任意の量だけ遅延した同じ信号の別の形式のものをそれに加えているならば、その遅延が持続時間デルタ、すなわち保護期間の長さ、より小さいかぎり、受信機はやはりデータを復号化することができる。復号化は、受信機が二つの連続した記号に関するデータを混合しないとすれば、正しいであろう。この目的のために、受信機は、図３において（ｂ）で示されたように、各記号期間Ｔ_ｓにおける長さｔ_ｓの最後の部分を選択するように構成されている。デルタに等しい量まで遅延した信号は、受信機側の多重分離出力に影響を及ぼすことなく、主信号と正しく組み合う。システムのこれらの特性は、主信号とエコーとの間の最大遅延量がデルタを超えないという条件で、性能低下を伴うことなく多重路伝搬に対処することを可能にする。保護期間が十分に長ければ、システムは更に、受信機から異なった距離にあって、同一周波数で同一番組を送信している二つの異なった送信機からの信号の同時受信に対処することができる。これは次にいわゆる単一周波数回路網（ＳＦＮ）の構成を可能にする。システムは又、移動用受信機において生じるようなドップラー効果に対して相当程度の抵抗性を有するように示されることができる。前述の引用文献を参照のこと。既述の結果は次のように離散フーリエ変換によって達成される。ＦＦＴ回路３０への入力において、記号を構成する種々のデータビットは種々の搬送波において（実際には対で）搬送され、そしてこれは記号期間の間それらの値を維持する。データはそれゆえ周波数領域で表現される。フーリエ変換の効果は時間領域において等価の波形を構成することである。フーリエ変換は更に、符号化方式により与えられた誤り防護と組み合わされたときに誤りが相当程度まで補正されるような方法でデータをチャネルに分配するための時間及び周波数インタリーブの容易な実現を可能にする。これは、信号が周波数選択性フェージングに対して相当程度の免疫性を獲得したことを意味する。対応する受信機１１０が図４に示されている。これは概念的には図１に図示された送信機の鏡像として示されており、対応する素子は１００だけ異なる参照数字を有している。実際的な受信機において、ただ一つの番組が通常受信されることになるので、諸番組をまず時間インタリーブ分離してその時点で望まれた番組だけを処理のために選択することが可能である。これは処理負荷を低減する。図４に言及すると、送信信号は入力１３８において受信されて、アナログーディジタル変換器１３６に加えられる。有効記号期間ｔ_ｓは回路１３４によって、図３に関して上述された方法で選択される、すなわち全記号期間Ｔ_ｓの最後のｔ_ｓがとられる。信号は次にシフトレジスタ１３２に加えられ、これは信号をＦＦＴ回路１３０への印加のために並列形式に変換し、そしてＦＦＴ回路は信号を記号ごとの方式で時間領域から周波数領域へと変換する。送信機におけるＦＦＴ３０への入力にあった信号がまさに再現されている。ＦＦＴ回路１３０の周波数領域出力は復調器１２８によって位相復調される。察知されることであろうが、２０４８出力のうちの中間の１５３６だけが復調される必要がある。復調信号は回路（ＤＩＦＦ）１２６によって差分的に復号化されて、回路１２４において周波数インタリーブ分離される。シフトレジスタ１２２が信号を直列形式に再変換し、そして次にデータはマトリックス１１８において再形式化され、マトリックスから成分データ流が読み出され得る。各音声信号は回路１１６において時間インタリーブ分離され、そして復号化回路１１４において出力１１２への印加のために畳込み復号化される。図示されたように三つの音声信号が伝送のために組み合わされているが、この数が単に図解のためであって、伝送されるべきデータ流の正確な形式又は内容が変化し得ることは察知されるであろう。上述のように、この説明は信号のＩ及びＱ成分が別々に処理され得る可能性を無視してきたが、これはこの発明にとって重要ではないためである。しかしながら、簡単にいえば、図１の送信機において、逆ＦＦＴ回路３０が並列に動作する二つの類似した回路によって置き換えられることになり、図４の受信機におけるＦＦＴ回路１３０も同様である。好適な実施例この発明を具体化したＣＯＦＤＭ送信機４０が図５に構成図形式で示されている。これの大部分は図１と同じであって同じ参照番号を持っており、従って再び説明されない。逆ＦＦＴ回路３０の出力がシフトレジスタ３２に直接接続される代わりに、相当量の付加的な回路部分がこの箇所に含まれている。逆ＦＦＴ回路３０の出力は単純な拡幅制限機能を与えるリミッタ４２に加えられるが、もっともより複雑な制限機能も予想され得る。このように制限された信号は次に（順方向）ＦＦＴ回路４４に加えられ、この回路は逆ＦＦＴ回路３０の動作を反転させて信号を再び周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路４４は受信機におけるＦＦＴ回路１３０に類似している。リミッタ４２が存在しないとすれば、ＦＦＴ４４の出力は理論上ＦＦＴ３０の入力に等しくなるであろう。リミッタ４２のために、この出力は同じではなく、種々の変化が導入されているであろう。これらの変化のうちの選択されたものが次に個別の補正回路４６において行われる適当な調整によって除去され又は低減される。調整された信号は次に第２の逆ＦＦＴ回路４８によって再変換され、そしてこの回路の出力が、送信のためにシフトレジスタ３２に加えられる。Ｉ及びＱ信号が別々に送信される場合には、位相変調器２８からシフトレジスタ３２までの回路部分が二重にされて、二つの信号が並列に処理される。図４におけるのと同じ受信機が図５の送信機と共に変更なしで使用される。図５の回路の動作が今度は残りの図面を参照して説明される。図６は１５３６の搬送波の集合を周波数領域において表している。これらの搬送波はすべて等しい振幅のものであり、従って原点と搬送波１５３６との間には１の振幅があり、この領域の外側には０の振幅がある。ＦＦＴ３０による時間領域への変換後は、振幅は図７に示されたようになる。図示の例では、これは使用された任意目盛において約１．７５の振幅ピークを生じさせる。この信号は回路４２において１でクリップされて図８に示されるような時間領域表現を生じるが、この図において１．０より上のすべての値は今では１．０に低減されており、且つ１．０より下のすべての値は変化していない。これらの信号が再び周波数領域へ変換されると、図９及び１０に示された結果が得られる。図９は搬送波の位相を示している。図面においてＹ軸上には任意目盛においてそれぞれ０，＋π／２，−π／２及び±πで表された四つの位相がある。＋π及び−πの値は同時的な＋１８０゜及び−１８０゜位相位置に対応している。スペクトル折り重なり又はエイリアシング効果のために、４０９６より下に示された値は、Ｘ軸における０のちょうど下のそれと概念上同じであり、従って図面の右側部分は都合のよいことには左側縁部に巻き付けられたと考えられ得る。プロットは搬送波７６８に関して実質上対称である。図９に示されたように、位相値は正確ではないが、公称値の周りに広がっている。信号が厳しく制限されるほど、広がりは大きくなる。図１０は振幅も又変化したことを示している。１５３６までの搬送波の帯域内領域より上ではこの変化が望まれる。上に指摘されたように、ピーク対平均電力比を低減することを可能にするために、システムが必要とする冗長性を与えるのがこの変化の利用法である。しかしながら、搬送波１５３６より上の、搬送波４０９６までの大量の帯域外振幅成分が存在する。これらの帯域外相互変調積は、隣接の信号と干渉を引き起こすので、一般に望ましくない。補正回路はそれゆえに二つの動作を行う。すなわち、（ｉ）図９に示されたようにより正確でなくなった帯域内位相値は、搬送波１ないし１５３６に関して、その正確な値にリセットされ、そして（ii）信号は帯域外搬送波を除去するためにフィルタされる。フィルタされた信号は図１１に示されている。特に、ＦＦＴ３０における０入力に対応する搬送波は再び０にリセットされる。原則として、これら二つの補正動作は独立しており、いずれか一方は他方に独立的に使用されることができる。これは以下の数値例において例証されている。両方の補正が適用されるべきであると仮定して、このように調整された信号が逆ＦＦＴ４８において再変換されたときには、結果として生じる信号の時間領域表現は図１２のようになる。ピーク対平均比は再び増大しており、ピーク値は約１．４である。しかしながら、図７により表現されたピーク対平均比に比べて相当の改善がなお存在する。上に記述されたように、図１０に示されたようなすべての帯域外成分が除去されて図１１のスペクトルが生じたものと仮定されてきた。しかしながら、帯域内成分に近い帯域外成分の若干のものが残存することを許され、且つ帯域外成分が帯域内成分から離れるに従って帯域外成分をますます低減する、よりゆるやかなフィルタリング機能を適用することが望ましいかもしれない。察知されたことであろうが、既述の動作は繰返し又は反復方法で１回より多く利用されてもよい。すなわち、構成部分４２ないし４８は、逆ＦＦＴ４８の出力がリミッタ４２のような第２組のリミッタに加えられるように繰り返されてもよい。原則として、反復の回数が多いほど結果はより良くなる。図１４は３回反復後の信号の図１３に類似した線図である。種々の変更が既述のシステムに対して行われ得る。特に、図５の種々の素子は別々に説明され且つ図示されてきたが、複素信号処理について普通であるように、それらの機能は連鎖させられることができる。より明確には、システムは原則として汎用計算機において全部又は一部実施されることができるであろう。その場合には図５はハードウェア構成図ではなくて流れ図の性質をもつものとみなすことができる。現在の提案では、使用されるべき変換がフーリエ変換であるが、任意の他の形式の変換が使用されることは実際問題としてありそうもない。しかしながら、想像では、所要の特性、例えば可逆性及び直交性保存、を有する他の変換又は符号化機能は使用され得るであろう。位相偏移キーイング変調方式に関連して説明されるが、この発明がより一般的に他の変調方式に適用可能であることはあり得る。まず第一に、この発明の方法は、信号の位相において情報を搬送する任意の変調方式に対して一般化されることができる。より完全な一般性のために、情報が個々の搬送波の振幅において搬送される変調方式が使用されたならば、個々の位相は全信号におけるピークを低減するために調整されることができるであろう。この発明は音声又はビデオ信号の送信に特に有用であり、且つこれに関して記述されてきたが、それに限定されず、より一般的にはデータ伝送のために使用されることができる。これに関して、用語「送信」及び「送信機」は放送送信に限定されず、例えば二地点間伝送及び記録をも含む任意の形式の信号供給源を取扱い範囲に入れるように意図されている。数値例既述の好適なシステムの特性を調査するためにコンピュータシミュレーションが使用された。このシミュレーションにおいて、２０の無作為信号のピーク対平均比が計算され、平均値は９０％の信頼区間に対して９．３８ｄＢ±０．１４ｄＢであることが判明した。この値は、ピーク電力が２×１０^-4の出現確率を有している場合、ピーク対平均電力（振幅ではなく）比である。平均値に近い、９．３２ｄＢのピーク対平均電力比を有する信号がそれで調査のためにとられた。この信号は六つの異なったクリッピングレベルに対して種々の方法で処理された。その結果はこの説明に添付された表に述べられている。表におけるすべての値はデシベル（dB）単位である。表において、五つの縦欄は次のことを示している。すなわち、Ａ−値が得られた六つの制限点、すなわち図５のリミッタ４２により許された最大ピーク対平均比、を示している。Ｂ−補正回路が１５３６の有効な搬送波の位相をリセットするが、フィルタリングがすべての帯域外搬送波を取り除き、隣接したＤＡＢブロック割当部間には保護帯域がない場合の、図５の送信機４０の出力のピーク対平均比値を与える。Ｃ−位相がリセットされず且つ帯域外搬送波がすべてフィルタアウトされた場合のピーク対平均電力比を与える。Ｄ−位相がリセットされ且つ若干の帯域外搬送波が主信号のどちらかの側における１７０kHz 幅のスペクトルの一部分において低レベルに保持され、従って、ＤＡＢ割当部間の保護帯域が有効に利用されている場合のピーク対平均電力比を与える。Ｅ−位相がリセットされず、若干の帯域外搬送波がＤにおけるように許されている場合のピーク対平均電力比を与える。有効搬送波の位相をリセットしないことの効果は位相変調積が信号に残留することを許すことと同じである。実際問題として、主要効果は雑音余裕度の喪失である。表に示された結果は低レベルの帯域外相互変調積が保持されるのを許すことに有意の利益があることを示している。又、大量の制限に対しては、位相誤差が所望又は有効搬送波の残留することを許すことに約２dBの利益がある。しかしながら、これは若干の信号劣化を生ずることになる。３dB制限に対しては、Ｄ欄における結果はこの方法の２回以上の反復があるシステムに対して再計算された。２番目の同じ反復はピーク対平均電力比を６．７ dBから５．３dBに低減し、又３番目の反復はそれを更に４．５dBに低減した。上に記されたように、１番目及び３番目の反復後のスペクトルはそれぞれ図１３及び図１４に示されている。これらの図は、必要とされた信号の振幅における調整量を示している。とにかく、パラメータの適当な選択によって、ピーク対平均電力比は既述の諸方法の適用により約６ｄＢ又はそれ以下に低減され得ることがわかった。この量のへッドルームで動作する増幅器は、そうでない場合に隣接のＤＡＢブロックとの干渉を引き起こすような相当量の帯域外成分を発生するはずがない。各搬送波の振幅は全ピークが有効に低減されるような方法で各信号ごとにわずかに変化する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者マドックス，マーク・チャールズ・ドーベルイギリス国サリーアールエイチ１・６キューエイ，レッドヒル，サウザン・クロス（番地なし) 【要約の続き】その出力はシフトレジスタ（３２）によって直列形式に変換され、保護期間を付加され（３４）、そして結果としての信号はアナログ形式に変換される（３６）。

Claims

【特許請求の範囲】１．多搬送波周波数分割多重化信号におけるディジタルデータ伝送する方法であって、多数の近接隔置された搬送波を、位相偏移キーイング変調法によりディジタルデータのそれぞれのビットで変調して、多数の第１被変調信号を与える段階、前記第１被変調信号を周波数領域から時間領域に可逆的に変換して、第１時間領域信号を与える段階、前記第１時間領域信号をその振幅又は電力について制限して、制限された時間領域信号を与える段階、前記制限された時間領域信号を周波数領域における多数の第２被変調信号へ逆変換する段階、前記第２被変調信号の若干のものの位相及び／又は振幅を調整して、多数の調整された信号を与える段階、並びに前記調整された信号を周波数領域から時間領域に変換して、伝送のための第２時間領域信号を与える段階、を含んでいるディジタルデータ流を伝送する方法。２．送信のためのディジタルデータ流を受けるための入力手段、前記入力手段に結合されていて、多数の近接隔置された搬送波を、位相偏移キーイング変調法によりディジタルデータのそれぞれのビットで変調して、多数の第１被変調信号を与えることのできる変調手段、前記変調手段に結合されていて、前記第１被変調信号を周波数領域から時間領域に可逆的に変換して、第１時間領域信号を与えることのできる第１変換手段、前記第１変換手段に結合されていて、前記第１時間領域信号をその振幅又は電力について制限して、制限された時間領域信号を与えることのできる制限手段、前記制限手段に結合されていて、前記制限された時間領域信号を周波数領域における多数の第２被変調信号へ逆変換することのできる第２変換手段、前記第２変換手段に結合されていて、前記第２被変調信号の若干のものの位相及び／又は振幅を調整して、多数の調整された信号を与えることのできる調整手段、並びに前記調整手段に結合されていて、前記調整された信号を周波数領域から時間領域に変換して、送信のための第２時間領域信号を与えることのできる第３変換手段、を含んでいる多搬送波周波数分割多重化送信機。３．前記調整手段が前記第２被変調信号の少なくとも若干のものの位相をリセットする、請求項２に記載の送信機。４．前記調整手段が前記第２被変調信号の若干のものをフィルタアウトする、請求項２に記載の送信機。５．前記第１被変調信号が存在するよりも多くの前記第１時間領域信号が存在し、且つ前記調整手段が前記第１被変調信号に対応していない前記第２被変調信号の若干のものの振幅を低減する、請求項２に記載の送信機。６．前記変調手段を、前記第１変換手段、前記制限手段、前記第２変換手段、前記調整手段、及び前記第３変換手段がデータビットの連続した群について動作する、請求項２に記載の送信機。７．前記連続した群の周期性がＴ_ｓであり、且つ搬送波の間隔が１／Ｔ_ｓ又はこれの倍数である、請求項６に記載の送信機。８．前記変調手段が横軸位相偏移キーイング又は４−ＰＳＫ変調器である、請求項２に記載の送信機。９．前記第２変換手段がフーリエ変換で変換を行い、且つ前記第１及び第３変換手段が逆フーリエ変換で変換を行う、請求項２に記載の送信機。 10．前記制限手段、前記第２変換手段、前記調整手段、及び前記第３変換手段が反復動作を与えるように１回以上繰り返される、請求項２に記載の送信機。 11．多搬送波周波数分割多重化信号におけるディジタルデータ流を伝送する方法であって、多数の近接隔置された搬送波をディジタルデータのそれぞれのビットで変調して、多数の被変調信号を与える段階、前記被変調信号を符号化関数により可逆的に符号化して符号化信号を与える段階、前記符号化信号を所定の関数にかけて変更符号化信号を与える段階、前記変更符号化信号を復号化して復号化信号を与える段階、前記復号化信号の少なくとも若干のものを調整して、前記被変調信号に一層厳密に適合させて、調整された信号を与える段階、及び前記調整された信号を前記符号化関数により記録して伝送のための符号化出力信号を与える段階、を含んでいるディジタルデータ流を伝送する方法。 12．多搬送波周波数分割多重化信号におけるディジタルデータ流を伝送する装置であって、伝送用のディジタルデータ流を受けるための入力手段、前記入力手段に結合されていて、多数の近接隔置された搬送波を、ディジタルデータのそれぞれのビットで変調して、多数の被変調信号を与える変調手段、前記変調手段に結合されていて、前記被変調信号を符号化関数により可逆的に符号化して符号化信号を与える符号化手段、前記符号化手段に結合されていて、前記符号化信号に所定の関数を適用して変更符号化信号を与える関数適用手段、前記関数適用手段に結合されていて、前記変更符号化信号を復号化して復号化信号を与える復号化手段、前記復号化手段に結合されていて、前記復号化信号の少なくとも若干のものを調整して前記被変調信号に一層厳密に適合させて、調整された信号を与える調整手段、及び前記調整手段に結合されていて、前記調整された信号を前記符号化関数により記録して、伝送のための符号化出力信号を与える記録手段、を含んでいるディジタルデータ流を伝送する装置。