JPH0846662A - 同期検波方式 - Google Patents

同期検波方式

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JPH0846662A
JPH0846662A JP6175289A JP17528994A JPH0846662A JP H0846662 A JPH0846662 A JP H0846662A JP 6175289 A JP6175289 A JP 6175289A JP 17528994 A JP17528994 A JP 17528994A JP H0846662 A JPH0846662 A JP H0846662A
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JP
Japan
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value
doppler shift
signal
input signal
band
Prior art date
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JP6175289A
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English (en)
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Hideto Furukawa
秀人 古川
Kazuo Kawabata
和生 川端
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Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
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Publication date
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、ドップラシフトを伴う受信波を同
期検波する同期検波方式に関し、良好な復調特性を安定
に得ることを目的とする。 【構成】 検波手段１３の出力端のビット誤り率が予め
決められた許容最大値未満となる通過帯域が、入力信号
に付随し得るドップラシフトの値ｆD に対応して予め記
憶された記憶手段１４と、入力信号のレベルまたは包絡
線成分の値Ｒを求めて予め設定された閾値との大小関係
が逆転する回数Ｎを単位時間毎に求め、その入力信号の
同相・直交成分、これらの時間微分の分布、電力スペク
トラム分布の下で、その閾値で正規化された値Ｒに対す
る回数Ｎと値ｆD との比を示す式に基づく算術演算を行
い、値ｆD を推定する推定手段１５と、推定手段１５に
よって推定された値ｆD に基づいて記憶手段１４を参照
して通過帯域を求め、その通過帯域を濾波手段１２に設
定する帯域制御手段１６とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高速で移動する移動体
との間に無線伝送路が形成される移動通信システムの受
信端において、受信波を同期検波する同期検波方式に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、衛星通信技術の進展に伴い、多く
の基地局を設置せずに広大な地域に効率的にサービスエ
リアを形成する通信衛星を用いた移動通信システムにつ
いて、積極的に研究開発が進められ、さらに、地上に既
設の移動通信システムのサービスエリアの補完や拡大等
を目的とした運用計画が立案されつつある。
【０００３】また、地上の移動通信システムでは、移動
局の移動に応じてその移動局と基地局との間に形成され
る無線伝送路上に介在する地形や地物が刻々と変化して
反射、回折、散乱等が発生する。さらに、このような無
線伝送路の受信端では、上述した反射や回折に併せて、
受信波が異なる伝搬路を介して到来する複数の信号のベ
クトル和として与えられることに起因して大きな幅のフ
ェージングが発生する。
【０００４】したがって、従来、移動通信システムの受
信端では、このようなフェージングに併せて位相雑音や
熱雑音に起因する伝送特性の劣化を抑圧するために、検
波器として受信波から搬送波信号を再生せずに安定に動
作する遅延検波器が多く用いられている。
【０００５】一方、同期検波器では、内蔵された搬送波
再生回路が受信波から搬送波信号を再生し、その搬送波
信号と受信波との積をとることにより復調処理が行われ
るので、無線伝送路で生じるフェージングが許容される
程度に小さい場合には、上述した遅延検波器に代えて同
期検波器を適用することにより、受信端では、搬送波信
号に直交する雑音成分が抑圧され、その遅延検波器を用
いた場合に比べて伝送品質が改善される。
【０００６】また、上述した搬送波再生回路に固有のル
ープ帯域幅ＢL は、所望のＣ／Ｎ比を確保しつつ雑音帯
域幅を可能な限り小さく抑え、かつ受信波の搬送波周波
数の偏差に適応して安定に搬送波を再生するために、一
般に、伝送速度の数百分の一ないし想定し得るドップラ
シフトの数十倍の値に予め設定される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、低軌道を周回
する衛星を介して構成された移動体衛星通信システムで
は、地球局や地上の移動局とその衛星との間の相対速度
は７〜８km/sにも達し、受信波には２〜３kHz 程度のド
ップラシフトｆD が生じる。さらに、上述した相対速度
の変動幅が大きいために、ドップラシフトｆD の変動幅
は、地上の移動通信システムで生じる値（移動局の移動
速度が高々１００km/h程度の低速であるから、１００Hz
程度となる。）に比べて、著しく大きな値となる。
【０００８】しかし、このようにドップラシフトの変動
幅が大きい場合には、上述したループ帯域幅ＢL はその
変動幅に対して常に適合した値とはならず、一般に、図
９に示すように、そのループ帯域幅ＢL のドップラシフ
トｆD に対する比Ｒと上述した最適値に対応する比Ｒ0
との差分が大きくなるほど、復調特性が劣化して受信端
におけるビット誤り率が低下した。
【０００９】また、地上の移動通信システムでは、同期
検波器は、上述したフェージングによって位相雑音が生
じるために、受信波に位相同期した搬送波信号を再生す
ることができない。したがって、同期検波器は、正常な
動作が保証されず、遅延検波器の代わりに適用されなか
った。
【００１０】本発明は、大幅なドップラシフトに対して
安定に良好な復調特性が得られる同期検波方式を提供す
ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】図１は、請求項１、２に
記載の発明の原理ブロック図である。請求項１に記載の
発明は、伝送情報で変調された入力信号に無線周波数帯
あるいはベースバンドの領域で変調方式に適応した演算
を施し、変調成分が抑圧された制御信号を生成する信号
処理手段１１と、信号処理手段１１によって生成された
制御信号の帯域を制限して雑音成分を抑圧する濾波手段
１２と、濾波手段１２によって雑音成分が抑圧された制
御信号に適応して発振周波数を可変して入力信号に位相
同期した搬送波信号を再生し、その搬送波信号に基づく
同期検波処理を行って伝送情報を得る検波手段１３とを
備えた同期検波方式において、濾波手段１２について、
検波手段１３によって得られる伝送情報のビット誤り率
が予め決められた許容最大値未満となる通過帯域が、入
力信号に付随し得るドップラシフトの値に対応して予め
記憶された記憶手段１４と、入力信号のレベルあるいは
包絡線成分の瞬時値を求めてその値Ｒについて予め設定
された閾値との大小関係が逆転する回数Ｎを単位時間毎
に求め、その入力信号の同相成分、直交成分およびこれ
らの時間微分の分布と電力スペクトラム分布との下で、
その閾値で正規化された値Ｒに対してその回数Ｎとドッ
プラシフトの値ｆD との比を示す式にその回数を代入す
る算術演算を行い、ドップラシフトの値ｆD を推定する
推定手段１５と、推定手段１５によって推定されたドッ
プラシフトｆD に基づいて記憶手段１４を参照してその
ドップラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯
域を濾波手段１２に設定する帯域制御手段１６とを備え
たことを特徴とする。
【００１２】請求項２に記載の発明は、伝送情報で変調
された入力信号に無線周波数帯あるいはベースバンドの
領域で変調方式に適応した演算を施し、変調成分が抑圧
された制御信号を生成する信号処理手段１１と、信号処
理手段１１によって生成された制御信号の帯域を制限し
て雑音成分を抑圧する濾波手段１２と、濾波手段１２に
よって雑音成分が抑圧された制御信号に適応して発振周
波数を可変して入力信号に位相同期した搬送波信号を再
生し、その搬送波信号に基づく同期検波処理を行って伝
送情報を得る検波手段１３とを備えた同期検波方式にお
いて、濾波手段１２について、検波手段１３によって得
られる伝送情報のビット誤り率が予め決められた許容最
大値未満となる通過帯域が、入力信号に付随し得るドッ
プラシフトの値に対応して予め記憶された記憶手段１４
と、入力信号のレベルあるいは包絡線成分の値Ｒとその
平均値Ｖavとを求めて単位時間毎に両者の大小関係が逆
転する回数Ｎを求め、かつｆD＝π-1/2ｅ1/2Ｎの式に示
す算術演算を行ってドップラシフトの値ｆD を推定する
推定手段２１と、推定手段２１によって推定されたドッ
プラシフトｆD に基づいて記憶手段１４を参照してその
ドップラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯
域を濾波手段１２に設定する帯域制御手段２２とを備え
たことを特徴とする。
【００１３】図２は、請求項３、４に記載の発明の原理
ブロック図である。請求項３に記載の発明は、共通の伝
送情報で変調されて２つブランチから与えられる入力信
号に無線周波数帯あるいはベースバンドの領域で変調方
式に適応した演算を個別に施し、変調成分が抑圧された
制御信号を生成する信号処理手段３１1、３１2と、信号
処理手段３１1、３１2によって生成された制御信号の帯
域を個別に制限して雑音成分を抑圧する濾波手段３
２1、３２2と、濾波手段３２1 、３２2 によって雑音成
分が抑圧された制御信号に適応して発振周波数を可変し
て入力信号に個別に位相同期した搬送波信号を再生し、
これらの搬送波信号に基づく同期検波処理を並行して行
って個別に伝送情報を得る検波手段３３1、３３2と、２
つのブランチから与えられる入力信号のレベルあるいは
包絡線成分を求め、両者の大小関係に応じて検波手段３
３1、３３2によって得られた伝送情報の何れか一方を選
択して出力するダイバシチ制御手段３４とを備えた同期
検波方式において、濾波手段３２1、３２2について、検
波手段３３1、３３2によって得られる伝送情報のビット
誤り率が予め決められた許容最大値未満となる通過帯域
が、入力信号に付随し得るドップラシフトの値に対応し
て予め記憶された記憶手段３５と、単位時間毎にダイバ
シチ制御手段３４によって求められた大小関係が逆転す
る回数Ｆb を求め、かつｆD＝Ｆb／1.3 の式に示す算術
演算を行ってドップラシフトの値ｆD を推定する推定手
段３６と、推定手段３６によって推定されたドップラシ
フトｆD に基づいて記憶手段３５を参照してそのドップ
ラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯域を濾
波手段３２1、３２2に設定する帯域制御手段３７とを備
えたことを特徴とする。
【００１４】請求項４に記載の発明は、共通の伝送情報
で変調されて２つブランチから与えられる入力信号に無
線周波数帯あるいはベースバンドの領域で変調方式に適
応した演算を個別に施し、変調成分が抑圧された制御信
号を生成する信号処理手段３１1、３１2と、信号処理手
段３１1、３１2によって生成された制御信号の帯域を個
別に制限して雑音成分を抑圧する濾波手段３２1、３２2
と、濾波手段３２1 、３２2 によって雑音成分が抑圧さ
れた制御信号に適応して発振周波数を可変して入力信号
に個別に位相同期した搬送波信号を再生し、これらの搬
送波信号に基づく同期検波処理を並行して行って個別に
伝送情報を得る検波手段３３1、３３2と、２つのブラン
チから与えられる入力信号のレベルあるいは包絡線成分
を求め、両者の大小関係に応じて検波手段３３1、３３2
によって得られた伝送情報の何れか一方を選択して出力
するダイバシチ制御手段３４とを備えた同期検波方式に
おいて、濾波手段３２1 、３２2 について、検波手段３
３1 、３３2 によって得られる伝送情報のビット誤り率
が予め決められた許容最大値未満となる通過帯域が、入
力信号に付随し得るドップラシフトの値に対応して予め
記憶された記憶手段３５と、単位時間毎にダイバシチ制
御手段３４によって求められた大小関係が逆転する回数
Ｆb を求め、かつその大小関係が単位時間毎に逆転する
確率Ｐに対してｆD ＝Ｆb／2.6Ｐの式に示す算術演算を
行ってドップラシフトの値ｆD を推定する推定手段４１
と、推定手段４１によって推定されたドップラシフトｆ
D に基づいて記憶手段３５を参照してそのドップラシフ
トに対応した通過帯域を求め、その通過帯域を濾波手段
３２1、３２2に設定する帯域制御手段４２とを備えたこ
とを特徴とする。
【００１５】
【作用】請求項１に記載の発明にかかわる同期検波方式
では、推定手段１５は、入力信号のレベルあるいは包絡
線成分の値Ｒと、その入力信号のダイナミックレンジ内
に設定された閾値との大小関係が単位時間毎に逆転する
回数Ｎとを求める。さらに、推定手段１５は、このよう
な入力信号の同相成分、直交成分およびこれらの時間微
分の分布と電力スペクトラム分布との下で、その閾値で
正規化された瞬時値Ｒに対する回数Ｎとドップラシフト
の値ｆD との比を示す式にその回数を代入する算術演算
を行うことにより、ドップラシフトの値ｆD を推定す
る。帯域制御手段１６は、このようにして推定されたド
ップラシフトの値ｆD に基づいて記憶手段１４を参照す
ることにより、その値ｆD に対応した通過帯域を求めて
濾波手段１２に設定する。
【００１６】このようにして設定される通過帯域は、信
号処理手段１１から検波手段１３に至るループの帯域を
設定する濾波手段１２について、検波手段１３の出力端
におけるビット誤り率が予め決められた許容最大値未満
となる値として記憶手段１４に格納されていたものであ
るから、ドップラシフトの変化に適応した値に逐次可変
設定され、その変化に対して復調特性の安定化がはから
れる。
【００１７】請求項２に記載の発明にかかわる同期検波
方式では、推定手段２１は、請求項１に記載の推定手段
１５と同様にしてドップラシフトの値ｆD を推定する。
しかし、その値を算出する過程では、入力信号のレベル
あるいは包絡線成分のＲ値とその平均値Ｖavとが求めら
れた後に、両者の大小関係が単位時間毎に逆転する回数
Ｎが求められ、さらに、ｆD＝π-1/2ｅ1/2Ｎの式に示す
算術演算が行なわれる。
【００１８】このような式は、上述した値Ｒと平均値Ｖ
avとの間に回数Ｎが最大となる算術的関係が成立する場
合におけるドップラシフトの値ｆD を示し、かつ請求項
１に記載の発明において推定手段１５に適用された式に
比べて単純な構成となる。したがって、濾波手段１２に
は、演算所要時間を抑えつつドップラシフトに起因して
生じ得る大小関係の逆転回数の最大値に適応した帯域が
帯域制御手段２２によって設定され、ドップラシフトの
変化に対する復調特性の安定化がはかられる。
【００１９】請求項３に記載の発明にかかわる同期検波
方式では、ダイバシチ制御手段３４が２つブランチに対
応して得られる入力信号のレベルあるいは包絡線成分の
値Ｒ 1 、Ｒ2 を求めて両者の大小関係を求め、推定手段
３６が単位時間毎にその大小関係が逆転する回数Ｆb を
求める。推定手段３６は、ダイバシチ制御手段３４によ
って求められた単位時間毎の大小関係の逆転回数Ｆb を
求める。このような逆転回数については、入力信号に付
随するドップラシフトの下で第１種ベッセル関数で与え
られる値Ｒ1 、Ｒ2 の自己相関が「０」となる時間幅
(＝1/2.6ｆD)と、その時間幅毎に上述した大小関係が逆
転する確率（＝0.5)との積の逆数に等しい値となると期
待されるので、ドップラシフトｆD はｆD＝1／1.3Ｆbの
式に示す算術演算に基づいて推定される。ここに、上述
した確率の値は、２つのブランチの定常的な特性に顕著
な偏りがない場合における値である。
【００２０】帯域制御手段３７は、推定されたドップラ
シフトの値ｆD に基づいて記憶手段１４を参照すること
により、その値ｆD に対応した通過帯域を求めて濾波手
段３２1、３２2に設定する。
【００２１】このようにして設定される通過帯域は、信
号処理手段３１1 から検波手段３３ 1 と、信号処理手段
３１2 から検波手段３３2 とにそれぞれ至るループの帯
域を設定する濾波手段３２1、３２2について、検波手段
３３1、３３2の出力端におけるビット誤り率が予め決め
られた許容最大値未満となる値として記憶手段３５に格
納されていたものであるから、ドップラシフトの変化に
適応した値に逐次可変設定され、その変化に対して復調
特性の安定化がはかられる。
【００２２】請求項４に記載の発明にかかわる同期検波
方式では、推定手段４１は、ダイバシチ制御手段３４に
よって求められた値Ｒ1、Ｒ2の大小関係について、単位
時間毎に逆転する回数Ｆb を求める。さらに、推定手段
４１は、このような回数Ｆbが単位時間毎に逆転する確
率Ｐと、入力信号に付随するドップラシフトの下で第１
種ベッセル関数で与えられる値Ｒ1 、Ｒ2 の自己相関が
「０」となる時間幅（＝1/2.6ｆD）との積の逆数に等し
い値となると期待されるので、ドップラシフトｆD はｆ
D＝1／2.6ＦbＰの式に示す算術演算に基づいて推定され
る。
【００２３】また、上述した確率Ｐは、２つのブランチ
の定常的な無線伝送特性に顕著な偏りがある場合には、
その偏りの度合いに適応した値に予め設定可能である。
したがって、このようにして推定されたドップラシフト
の値ｆD に基づいて記憶手段３５を参照することによ
り、帯域制御手段４２が求めて濾波手段３２1 、３２2
に設定する通過帯域は上述した無線伝送特性に適応した
値となり、そのドップラシフトの変化に対して復調特性
が精度よく安定化される。
【００２４】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図３は、請求項１、２に記載の発明
に対応した第一の実施例を示す図である。
【００２５】図において、直交検波回路５１の入力に
は、受信波が所定の周波数の中間周波信号に変換されて
与えられる。直交検波回路５１の出力（直交するＩチャ
ネルとＱチャネルとから構成される。）は、同期検波回
路５２およびドップラシフト検出回路５３の入力に接続
される。ドップラシフト検出回路５３の出力はループ帯
域設定回路５４を介して同期検波回路５２の制御入力に
接続され、その出力には復調された伝送情報がシンボル
単位に得られる。また、同期検波回路５２は搬送波再生
回路（図示されない。）を有し、その搬送波再生回路
は、上述した制御入力を介してループ帯域設定回路５４
から与えられる制御電圧に応じてループ帯域幅ＢL を可
変設定（プリセット）する付加回路を含む。
【００２６】ドップラシフト検出回路５３では、上述し
た２つのチャネルの出力が包絡線算出回路５５の対応す
る入力に接続され、その出力は遅延回路５６および受信
電力算出回路５７の入力に接続される。遅延回路５６お
よび受信電力算出回路５７の出力はそれぞれ比較回路５
８の対応する入力に接続され、その出力は交差回数計数
部５９を介してループ帯域設定回路５４の入力に接続さ
れる。
【００２７】交差回数計数部５９では、その入力端が排
他的論理和ゲート６０の一方の入力と遅延回路６１の入
力とに接続され、その遅延回路６１の出力は排他的論理
和ゲート６０の他方の入力に接続される。排他的論理和
ゲート６０の出力は、カウンタ６２を介してループ帯域
設定回路５４の入力に接続される。
【００２８】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、直交検波回路５１および同期検
波回路５２は信号処理手段１１、濾波手段１２および検
波手段１３に対応し、ループ帯域設定回路５４は記憶手
段１４および帯域制御手段１６、２１に対応し、ドップ
ラシフト検出回路５３は推定手段１５、２１に対応す
る。
【００２９】図４は、本実施例の動作を説明する図であ
る。以下、図３および図４を参照して本実施例の動作を
説明する。直交検波回路５１は、中間周波信号を取り込
んで直交復調し、互いに直交するＩチャネルおよびＱチ
ャネルの復調信号を出力する。同期検波回路５２に内蔵
された搬送波再生回路は、上述した復調信号から受信波
に位相同期した搬送波信号を生成する。同期検波回路５
２は、このようにして生成された搬送波信号と上述した
復調信号との積をとることにより復調処理を行い、伝送
情報を出力する。
【００３０】また、ループ帯域設定回路５４では、上述
した搬送波再生回路にかかわる制御電圧とループ帯域幅
ＢL との対応関係が実測その他に基づいて予め与えら
れ、そのループ帯域幅に対応した制御電圧のテーブルに
変換されてリードオンリメモリ（図示されない。）に蓄
積される。さらに、このようなリードオンリメモリに
は、シンボル構成や無線伝送路およびその無線伝送路の
伝送方式（変復調方式を含む。）に適応してビット誤り
率が最小となるループ帯域幅と、ドップラシフトｆ D と
の比Ｒ（図９に示される。）の値が予め実測等により求
められて蓄積される。
【００３１】一方、ドップラシフト検出回路５３では、
包絡線算出回路５５は、上述したＩチャネルおよびＱチ
ャネルの復調信号を取り込み、これらのチャネルの瞬時
値ｉ、ｑに対して
【００３２】
【数１】
【００３３】の式に示す算術演算を行うことにより、受
信波の包絡線レベルを示す瞬時値Ｒ（図４）を求め
る。さらに、受信電力算出手段５７は、このようにして
求められた瞬時値Ｒを積分することにより、受信波の平
均電力ｂ0 を求めると共に、
【００３４】
【数２】
【００３５】の式に示す算術演算を行うことにより、そ
の平均電力に対応した平均受信電圧Ｖ av（図４）を求
める。比較回路５８は、このようにして求められる瞬時
値Ｒと平均受信電圧Ｖavとを比較することにより両者間
の大小関係を示す２値信号（図４）を出力する。排他
的論理和ゲート６０および遅延回路６１は、微分回路を
構成し、上述した２値信号の変化点に対応したパルス信
号（図４）を出力する。
【００３６】ところで、単位時間毎に瞬時値Ｒが上述し
た平均受信電圧Ｖavを交差する回数の最大値Ｎ
RS,maxと、その時点におけるドップラシフトｆD との間
には、一般に、瞬時値Ｒがとり得る任意の値Ｒs に対し
て
【００３７】
【数３】
【００３８】の関係式が成立する（奥村善久その他「移
動通信の基礎」電子情報通信学会、ｐ70、式（3.27),
(3.28)) 。カウンタ６２は、上述したパルス信号をカウ
ントすることにより、上式に示すＮRS,maxの値を求め
る。
【００３９】ループ帯域設定回路５４は、このようにし
て求められたＮRS,maxの値を上式の左辺に代入し、
【００４０】
【数４】
【００４１】の式に基づく算術演算を行うことにより、
時々刻々と変化するドップラシフトｆ D を推定する。さ
らに、ループ帯域設定回路５４は、 ＢL ＝Ｒ0 ・ｆD の式で示す算術演算を行うことにより、その時点におけ
るドップラシフトに最適なループ帯域幅ＢL を求める。
さらに、ループ帯域設定回路５４は、このようにして求
めたループ帯域幅ＢL に基づいてテーブルを参照をする
ことにより、そのループ帯域幅に対応した制御電圧の値
を求め、その値をＤ／Ａ変換して搬送波再生回路（同期
検波回路５２に含まれる。）に与える。
【００４２】このように本実施例によれば、ループ帯域
幅ＢL が受信波に伴うドップラシフトに適応した値に逐
次可変設定されてそのドップラシフトの可変幅の範囲で
安定に搬送波信号が再生され、従来例に比べて復調特性
が大幅に改善される。さらに、地上の移動通信システム
のように、無線伝送路に大きなフェージングが生じる場
合にも、そのフェージングによって発生する位相雑音に
起因して生じる擾乱の程度が軽減され、受信波に位相同
期した搬送波信号が安定に再生される。
【００４３】したがって、本実施例にかかわる同期検波
方式では、大きな幅で生じるドップラシフトに対して良
好な復調特性が安定に得られる。図５は、請求項１、２
に記載の発明に対応した第二の実施例を示す図である。
【００４４】図において、図３に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。本実施例と図３に示
す実施例との構成の相違点は、ドップラシフト検出回路
５３に代えてドップラシフト検出回路７１が備えられ、
そのドップラシフト検出回路７１の入力に、中間周波信
号を出力するフロントエンド部７２の受信電界レベル検
出出力が直交検波回路５１の出力に代えて接続された点
にある。
【００４５】ドップラシフト検出回路７１とドップラシ
フト検出回路５３との構成の相違点は、包絡線算出回路
５５に代えてＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）７３が備えられた
点にある。なお、交差回数計数部５９の構成について
は、図３に示すものと同じであるから、ここでは図示を
省略する。
【００４６】また、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、フロントエンド部７２、直交検
波回路５１および同期検波回路５２は信号処理手段１
１、濾波手段１２および検波手段１３に対応し、ループ
帯域設定回路５４は記憶手段１４および帯域制御手段１
６、２２に対応し、ドップラシフト検出回路７１は推定
手段１５、２１に対応する。
【００４７】以下、本実施例の動作を説明する。フロン
トエンド部７２は、受信波の電界強度レベルを逐次検出
し、その電界強度レベルをアナログの電圧で示すＲＳＳ
Ｉ信号を送出する。一般に、このようなＲＳＳＩ信号の
瞬時値は上述した受信波の包絡線の瞬時値にほぼ比例し
た値となるので、その瞬時値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器７３の出力には、包絡線レベルの瞬時値Ｒが得られ
る。
【００４８】このように本実施例では、受信波の包絡線
の瞬時値がフロントエンド部７２から出力されるアナロ
グのＲＳＳＩ信号によって与えられるが、その信号をＡ
／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器７３の出力から同期検波回路
５２の制御入力に至る格段の構成は同じであるから、図
３に示す実施例と同様にして、受信波に伴うドップラシ
フトの可変幅の範囲で安定に搬送波信号が再生され、大
きな幅で生じるドップラシフトに対して良好な復調特性
が安定に得られる。
【００４９】図６は、請求項３、４に記載の発明に対応
した第一の実施例を示す図である。図において、図３に
示すものと機能および構成が同じものについては、同じ
参照番号を付与して示し、ここではその説明を省略す
る。
【００５０】本実施例では、２つのブランチに個別に対
応した中間周波信号がそれぞれ直交検波回路５１1 、５
１2 の入力に接続され、これらの出力がそれぞれ同期検
波器５２1 、５２2 の入力およびブランチ選択部８１の
対応した入力に接続される。同期検波器５２1 、５２2
の出力はそれぞれスイッチ８２の対応する接点に接続さ
れ、その共通接点には伝送情報が得られる。ブランチ選
択部８１の第一の出力はスイッチ８２の制御入力に接続
され、ブランチ選択部８１の第二の出力はループ帯域設
定回路８３の入力に接続される。ループ帯域設定回路８
３の第一および第二の出力は、同期検波回路５２1 、５
２2 の制御入力に接続される。
【００５１】ブランチ選択部８１では、直交検波回路５
１1 、５１2 の出力がそれぞれ包絡線算出回路５５1 、
５５2 の入力に接続され、これらの出力は比較回路５８
の対応する入力に接続される。比較回路５８の出力は、
スイッチ８２の制御入力およびループ帯域設定回路８３
の入力に接続される。
【００５２】なお、本実施例は、２つのブランチを有す
る選択ダイバーシチ方式の受信機に図３に示す実施例を
適用したものであり、上述した添え番号「1」、「2」
は、これらのブランチに個別に対応した構成要素を示
す。
【００５３】また、本実施例の図２に示すブロック図と
の対応関係については、直交検波回路５１1 、５１2 お
よび同期検波回路５２1 、５２2 は信号処理手段３１1
３１ 2 、濾波手段３２1 、３２2 および検波手段３
３1 、３３2 に対応し、ブランチ選択部８１およびドッ
プラシフト検出回路８３はダイバシチ制御手段３４およ
び推定手段３６、４１に対応し、ループ帯域設定回路８
４は記憶手段３５および帯域制御手段３７、４２に対応
する。
【００５４】図７は、本実施例の動作を説明する図であ
る。以下、図６および図７を参照して本実施例の動作を
説明する。直交検波器５１1 、５１2 は、個々のブラン
チに対応した中間周波信号を取り込んで直交復調し、互
いに直交するＩチャネルおよびＱチャネルの復調信号を
それぞれ出力する。同期検波回路５２1 、５２2 に個別
に内蔵された搬送波再生回路は、各ブランチについて得
られる復調信号から受信波に位相同期した搬送波信号を
生成する。同期検波回路５２1 、５２2 は、このように
して生成された搬送波信号と上述した復調信号との積を
ブランチ毎にとることにより復調処理を行い、並行して
伝送情報を出力する。
【００５５】また、ループ帯域設定回路８３では、上述
した搬送波再生回路にかかわる制御電圧とループ帯域幅
ＢL との対応関係が実測その他に基づいて予め与えら
れ、そのループ帯域幅に対応した制御電圧のテーブルに
変換されてリードオンリメモリ（図示されない。）に蓄
積される。さらに、このようなリードオンリメモリに
は、シンボル構成や無線伝送路およびその無線伝送路の
伝送方式（変復調方式を含む。）に適応してビット誤り
率が最小となるループ帯域幅ＢL と、ドップラシフトｆ
D との比Ｒ（図９に示される。）の値が予め実測等によ
り求められて蓄積される。
【００５６】一方、ブランチ選択部８１では、包絡線算
出回路５５1 、５５2 は、それぞれ各ブランチについて
上述したＩチャネルおよびＱチャネルの復調信号を取り
込み、これらのチャネルの瞬時値ｉ1、ｑ1およびｉ2、
ｑ2に対して
【００５７】
【数５】
【００５８】の式に示す算術演算を行うことにより、受
信波の包絡線レベルを示す瞬時値Ｒ1、Ｒ2 (図７、
)を求める。比較回路５８は、このようにして求めら
れた瞬時値Ｒ1 、Ｒ2 を比較することにより両者間の大
小関係を示す２値信号（図７）を出力する。
【００５９】スイッチ８２は、このような２値信号の論
理値に応じて同期検波回路５２1 、５２2 に出力される
伝送情報の内、上述した包絡線レベルの瞬時値Ｒ1 、Ｒ
2 （受信電界強度）が大きいブランチに対応した一方を
選択して出力する。
【００６０】また、交差回数計数部５９では、上述した
２値信号の変化点に対応したパルス信号（図７）を出
力する。ところで、上述したブランチの切替え頻度Ｆb
については、一般に、受信波のドップラシフト分に比例
し、かつ上述した大小関係が単位時間毎に逆転する確率
Ｐ（ブランチの特性等によって決定される。）に対して Ｆb ＝2.6ＰｆD ・・・ の式で与えられる値と期待される（竹中哲喜「受信ダイ
バーシティを利用した移動速度推定法」（1993年電子情
報通信学会春季大会論文予行、p.2−402) 。
【００６１】交差回数計数部５９は、上述したパルス信
号をカウントすることにより、上式に示すＦb の１／
Ｐ（各ブランチの特性が均一と見なされる場合には、
「２」となる。）倍の値を求める。
【００６２】ループ帯域設定回路８４は、このようにし
てカウンタ６２によって求められたＦb の値を上式の
左辺に代入した
【００６３】
【数６】
【００６４】の式に示す算術演算を行うことにより、刻
々と変化するドップラシフトｆD を推定し、かつ ＢL ＝Ｒ0・ｆD の式に示す算術演算を行うことにより、その時点におけ
るドップラシフトに最適なループ帯域幅ＢL を求める。
さらに、ループ帯域設定回路８４は、このようにして求
めたループ帯域幅ＢL に基づいてテーブルを参照をする
ことにより、そのループ帯域幅に対応した制御電圧の値
を求め、その値をＤ／Ａ変換して同期検波回路５２1 、
５２2 に与える。
【００６５】このように本実施例によれば、ループ帯域
幅ＢL が受信波に伴うドップラシフトに適応した値に逐
次可変設定されるので、そのドップラシフトの可変幅の
範囲で安定に搬送波信号が再生され、従来例に比べて復
調特性が大幅に改善される。さらに、地上の移動通信シ
ステムのように、無線伝送路に大きなフェージングが生
じる場合にも、そのフェージングによって発生する位相
雑音に起因して生じる擾乱の程度が軽減され、受信波に
位相同期した搬送波信号が安定に再生される。
【００６６】したがって、本実施例にかかわる同期検波
方式では、大きな幅で生じるドップラシフトに対して良
好な復調特性が安定に得られる。図８は、請求項３、４
に記載の発明に対応した第二の実施例を示す図である。
【００６７】図において、図５および図６に示すものと
機能および構成が同じものについては、同じ参照番号を
付与して示し、ここではその説明を省略する。本実施例
と図６に示す実施例との構成の相違点は、ブランチ選択
部８１に代えてブランチ選択部９１が備えられ、直交検
波器５１1 、５１2 の前段にフロントエンド部７２1 、
７２2 が付加され、ブランチ選択部９１の入力には、中
間周波信号を出力するフロントエンド部７２1 、７２2
の受信電界レベル検出出力が直交検波回路５１1 、５１
2 の出力に代えて接続された点にある。
【００６８】ブランチ選択部８１とブランチ選択部９１
との構成の相違点は、包絡線算出回路５５1 、５５2 に
代えてＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）７３1 、７３2 が備えら
れた点にある。
【００６９】なお、本実施例と図２に示すブロック図と
の対応関係については、フロントエンド部７２1 、７２
2 、直交検波回路５１1 、５１2 および同期検波回路５
２1、５２2 は信号処理手段３１1 ３１2 、濾波手段３
２1 、３２2 および検波手段３３1 、３３2 に対応し、
ブランチ選択部９１およびドップラシフト検出回路８３
はダイバシチ制御手段３４および推定手段３６、４１に
対応し、ループ帯域設定回路８４は記憶手段３５および
帯域制御手段３７、４２に対応する。
【００７０】以下、本実施例の動作を説明する。フロン
トエンド部７２1 、７２2 は、個々のブランチについて
受信波の電界強度レベルを逐次検出し、その電界強度レ
ベルをアナログの電圧で示すＲＳＳＩ1信号およびＲＳ
ＳＩ2 信号として送出する。一般に、これらの信号の瞬
時値は各ブランチにおける受信波の包絡線の瞬時値にほ
ぼ比例した値となるので、Ａ／Ｄ変換器７３1 、７３2
は、これらの瞬時値をＡ／Ｄ変換することにより、図６
に示す包絡線算出回路５５1、５５2と同様にして包絡線
レベルの瞬時値Ｒ1、Ｒ2を出力する。
【００７１】このように本実施例では、受信波の包絡線
レベルの瞬時値がフロントエンド部７２1、７２2から個
別に出力されるアナログのＲＳＳＩ1 信号およびＲＳＳ
Ｉ2信号として与えられるが、これらの信号をＡ／Ｄ変
換するＡ／Ｄ変換器７３1 、７３2 の出力から同期検波
回路５２1 、５２2 の制御入力に至る各段の構成につい
ては、図６に示すものと同じであるから、図６に示す実
施例と同様にして、受信波に伴うドップラシフトの可変
幅の範囲で安定に搬送波信号が再生されて従来例に比べ
て復調特性が大幅に改善され、かつ無線伝送路に大きな
フェージングが生じる場合にも、選択ダイバーシチ方式
に基づいて無線伝送路の伝送特性の変動分を吸収しつつ
遅延検波器とほぼ同等の安定な復調処理が行われる。
【００７２】なお、上述した各実施例では、同期検波に
用いられる基準搬送波信号の生成方法として、ベースバ
ンド領域において信号処理が行われるコスタス法が適用
されているが、本発明は、このようなコスタス法に限定
されず、例えば、逓倍法や逆変調法が採用された場合に
も同様にして適用可能である。
【００７３】また、上述した各実施例では、同期検波回
路５２に内蔵されたループフィルタの回路方式が示され
ていないが、ループ帯域設定回路５４、８４から与えら
れる制御電圧に応じてループ帯域がプリセットされるな
らば、そのループ帯域を可変する素子としては可変容量
ダイオード（バラクタダイオードを含む。）、トランジ
スタ、ＦＥＴその他の如何なる能動素子を用いてもよ
く、かつ回路方式についてはその能動素子に適応したも
のであってループ帯域について所望の遮断特性が確実に
得られるものであれば、如何なるものを採用してもよ
い。
【００７４】さらに、図６および図８に示す実施例で
は、各ブランチの特性が均一と見なされて確率Ｐが「0.
5 」に設定されているが、本発明は、このような場合に
限定されず、その確率Ｐの値が所望の確度で予め得られ
るならば、ブランチの特性に偏差がある場合についても
同様に適用可能である。
【００７５】
【発明の効果】以上説明したように請求項１および請求
項２に記載の発明では、入力信号に付随し得るドップラ
シフトの値に対して検波手段の出力端におけるビット誤
り率が最小となる濾波手段の通過帯域が予め記憶手段に
記憶され、その入力信号のレベルあるいは包絡線成分の
値とその値について予め設定された閾値との大小関係が
逆転する頻度を求めると共に、その頻度が得られる時点
におけるドップラシフトを理論的に示す算術式に求めら
れた頻度を適用する算術演算を行うことによりそのドッ
プラシフトを推定し、さらに、そのドップラシフトに基
づいて記憶手段を参照することにより最適な通過帯域を
求めて濾波手段に設定する。
【００７６】すなわち、濾波手段の通過帯域がドップラ
シフトに応じて逐次最適な値に設定されるので、基準搬
送波信号はこのような濾波手段を介して確実に生成さ
れ、復調特性の安定化がはかられる。
【００７７】また、請求項３および請求項４に記載の発
明では、２つのブランチから個別に与えられる入力信号
に付随し得るドップラシフトの値に対して、各ブランチ
の検波手段の出力端におけるビット誤り率が最小となる
濾波手段の通過帯域が予め記憶手段に記憶される。さら
に、これらの入力信号のレベルあるいは包絡線成分の値
について両者の大小関係が逆転する頻度が求められ、そ
の頻度が得られる時点におけるドップラシフトを理論的
に示す算術式に求められた頻度を適用する算術演算を行
うことによりそのドップラシフトを推定すると共に、そ
のドップラシフトに基づいて記憶手段を参照することに
より最適な通過帯域を求めて濾波手段に設定する。
【００７８】すなわち、各ブランチについて、濾波手段
の通過帯域がドップラシフトに応じて逐次最適な値に設
定されるので、基準搬送波信号はこのような濾波手段を
介して確実に生成され、復調特性の安定化がはかられ
る。
【００７９】したがって、本発明にかかわる同期検波方
式を適用した移動通信システムでは、大きな範囲で刻々
と変化する受信波のドップラシフト分に対して高い伝送
品質が安定に確保され、チャネル設定制御の再試行や誤
り訂正処理その他を行うために受信端側で資源が捕捉さ
れる確率が低減されて運用にかかわるコストと効率とが
高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１、２に記載の発明の原理ブロック図で
ある。
【図２】請求項３、４に記載の発明の原理ブロック図で
ある。
【図３】請求項１、２に記載の発明に対応した第一の実
施例を示す図である。
【図４】本実施例の動作を説明する図である。
【図５】請求項１、２に記載の発明に対応した第二の実
施例を示す図である。
【図６】請求項３、４に記載の発明に対応した第一の実
施例を示す図である。
【図７】本実施例の動作を説明する図である。
【図８】請求項３、４に記載の発明に対応した第二の実
施例を示す図である。
【図９】ループ帯域幅とドップラシフトとの関係を示す
図である。
【符号の説明】
１１，３１ 信号処理手段 １２，３２ 濾波手段 １３，３３ 検波手段 １４，３５ 記憶手段 １５，２１，３６，４１ 推定手段 １６，２２，３７，４２ 帯域制限手段 ３４ ダイバシチ制御手段 ５１ 直交検波回路 ５２ 同期検波回路 ５３，７１， ドップラシフト検出回路 ５４，８３ ループ帯域設定回路 ５５ 包絡線算出回路 ５６ 遅延回路 ５７ 受信電力算出回路 ５８ 比較回路 ５９ 交差回数計数部 ６０ 排他的論理和ゲート ６１ 遅延回路（Ｄ） ６２ カウンタ ７２ フロントエンド部 ７３ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） ８１，９１ ブランチ選択部 ８２ スイッチ

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 伝送情報で変調された入力信号に無線周
    波数帯あるいはベースバンドの領域で変調方式に適応し
    た演算を施し、変調成分が抑圧された制御信号を生成す
    る信号処理手段(１１)と、 前記信号処理手段(１１)によって生成された制御信号の
    帯域を制限して雑音成分を抑圧する濾波手段(１２)と、 前記濾波手段(１２)によって雑音成分が抑圧された制御
    信号に適応して発振周波数を可変して前記入力信号に位
    相同期した搬送波信号を再生し、その搬送波信号に基づ
    く同期検波処理を行って前記伝送情報を得る検波手段
    (１３)とを備えた同期検波方式において、 前記濾波手段(１２)について、前記検波手段(１３)によ
    って得られる伝送情報のビット誤り率が予め決められた
    許容最大値未満となる通過帯域が、前記入力信号に付随
    し得るドップラシフトの値に対応して予め記憶された記
    憶手段(１４)と、 前記入力信号のレベルあるいは包絡線成分の瞬時値を求
    めてその値Ｒについて予め設定された閾値との大小関係
    が逆転する回数Ｎを単位時間毎に求め、その入力信号の
    同相成分、直交成分およびこれらの時間微分の分布と電
    力スペクトラム分布との下で、その閾値で正規化された
    値Ｒに対してその回数Ｎと前記ドップラシフトの値ｆD
    との比を示す式にその回数を代入する算術演算を行い、
    前記ドップラシフトの値ｆD を推定する推定手段(１５)
    と、 前記推定手段(１５)によって推定されたドップラシフト
    ｆD に基づいて前記記憶手段(１４)を参照してそのドッ
    プラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯域を
    前記濾波手段(１２)に設定する帯域制御手段(１６)とを
    備えたことを特徴とする同期検波方式。
  2. 【請求項２】 伝送情報で変調された入力信号に無線周
    波数帯あるいはベースバンドの領域で変調方式に適応し
    た演算を施し、変調成分が抑圧された制御信号を生成す
    る信号処理手段(１１)と、 前記信号処理手段(１１)によって生成された制御信号の
    帯域を制限して雑音成分を抑圧する濾波手段(１２)と、 前記濾波手段(１２)によって雑音成分が抑圧された制御
    信号に適応して発振周波数を可変して前記入力信号に位
    相同期した搬送波信号を再生し、その搬送波信号に基づ
    く同期検波処理を行って前記伝送情報を得る検波手段
    (１３)とを備えた同期検波方式において、 前記濾波手段(１２)について、前記検波手段(１３)によ
    って得られる伝送情報のビット誤り率が予め決められた
    許容最大値未満となる通過帯域が、前記入力信号に付随
    し得るドップラシフトの値に対応して予め記憶された記
    憶手段(１４)と、 前記入力信号のレベルあるいは包絡線成分の値Ｒとその
    平均値Ｖavとを求めて単位時間毎に両者の大小関係が逆
    転する回数Ｎを求め、かつｆD＝π-1/2ｅ1/2Ｎの式に示
    す算術演算を行って前記ドップラシフトの値ｆD を推定
    する推定手段（２１）と、 前記推定手段(１５)によって推定されたドップラシフト
    ｆD に基づいて前記記憶手段(１４)を参照してそのドッ
    プラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯域を
    前記濾波手段(１２)に設定する帯域制御手段(２２)とを
    備えたことを特徴とする同期検波方式。
  3. 【請求項３】 共通の伝送情報で変調されて２つブラン
    チから与えられる入力信号に無線周波数帯あるいはベー
    スバンドの領域で変調方式に適応した演算を個別に施
    し、変調成分が抑圧された制御信号を生成する信号処理
    手段(３１1、３１2)と、 前記信号処理手段(３１1、３１2)によって生成された制
    御信号の帯域を個別に制限して雑音成分を抑圧する濾波
    手段(３２1、３２2)と、 前記濾波手段(３２1、３２2)によって雑音成分が抑圧さ
    れた制御信号に適応して発振周波数を可変して前記入力
    信号に個別に位相同期した搬送波信号を再生し、これら
    の搬送波信号に基づく同期検波処理を並行して行って個
    別に前記伝送情報を得る検波手段(３３1、３３2)と、 前記２つのブランチから与えられる入力信号のレベルあ
    るいは包絡線成分を求め、両者の大小関係に応じて前記
    検波手段(３３1、３３2)によって得られた伝送情報の何
    れか一方を選択して出力するダイバシチ制御手段(３４)
    とを備えた同期検波方式において、 前記濾波手段(３２1、３２2)について、前記検波手段
    (３３1、３３2)によって得られる伝送情報のビット誤り
    率が予め決められた許容最大値未満となる通過帯域が、
    前記入力信号に付随し得るドップラシフトの値に対応し
    て予め記憶された記憶手段(３５)と、 単位時間毎に前記ダイバシチ制御手段(３４)によって求
    められた大小関係が逆転する回数Ｆb を求め、かつｆD
    ＝Ｆb／1.3 の式に示す算術演算を行って前記ドップラ
    シフトの値ｆD を推定する推定手段(３６)と、 前記推定手段(３６)によって推定されたドップラシフト
    ｆD に基づいて前記記憶手段(３５)を参照してそのドッ
    プラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯域を
    前記濾波手段(３２1、３２2)に設定する帯域制御手段
    (３７)とを備えたことを特徴とする同期検波方式。
  4. 【請求項４】 共通の伝送情報で変調されて２つブラン
    チから与えられる入力信号に無線周波数帯あるいはベー
    スバンドの領域で変調方式に適応した演算を個別に施
    し、変調成分が抑圧された制御信号を生成する信号処理
    手段(３１1、３１2)と、 前記信号処理手段(３１1、３１2)によって生成された制
    御信号の帯域を個別に制限して雑音成分を抑圧する濾波
    手段(３２1、３２2)と、 前記濾波手段(３２1、３２2)によって雑音成分が抑圧さ
    れた制御信号に適応して発振周波数を可変して前記入力
    信号に個別に位相同期した搬送波信号を再生し、これら
    の搬送波信号に基づく同期検波処理を並行して行って個
    別に前記伝送情報を得る検波手段(３３1、３３2)と、 前記２つのブランチから与えられる入力信号のレベルあ
    るいは包絡線成分を求め、両者の大小関係に応じて前記
    検波手段(３３1、３３2)によって得られた伝送情報の何
    れか一方を選択して出力するダイバシチ制御手段(３４)
    とを備えた同期検波方式において、 前記濾波手段(３２1、３２2)について、前記検波手段
    (３３1、３３2)によって得られる伝送情報のビット誤り
    率が予め決められた許容最大値未満となる通過帯域が、
    前記入力信号に付随し得るドップラシフトの値に対応し
    て予め記憶された記憶手段(３５)と、 単位時間毎に前記ダイバシチ制御手段(３４)によって求
    められた大小関係が逆転する回数Ｆb を求め、かつその
    大小関係が単位時間毎に逆転する確率Ｐに対してｆD ＝
    Ｆb／2.6Ｐの式に示す算術演算を行って前記ドップラシ
    フトの値ｆD を推定する推定手段(４１)と、 前記推定手段(４１)によって推定されたドップラシフト
    ｆD に基づいて前記記憶手段(３５)を参照してそのドッ
    プラシフトに対応した通過帯域を求め、その通過帯域を
    前記濾波手段(３２1、３２2)に設定する帯域制御手段
    (４２)とを備えたことを特徴とする同期検波方式。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004501530A (ja) * 2000-03-03 2004-01-15 クゥアルコム・インコーポレイテッド 速度推定に基づく利得表
WO2012008197A1 (ja) * 2010-07-13 2012-01-19 日本電気株式会社 送受信装置

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1013254A (ja) * 1996-06-20 1998-01-16 Saitama Nippon Denki Kk 遅延検波合成ダイバーシチ回路
JPH11512276A (ja) * 1996-07-04 1999-10-19 フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ 送信システム及び検出性能を改善した受信機、ならびに検出性能の改善方法
JP3335887B2 (ja) * 1997-08-20 2002-10-21 松下電器産業株式会社 スペクトル拡散復調装置及びスペクトル拡散復調方法
US6381290B1 (en) * 1998-05-15 2002-04-30 Ericsson Inc. Mobile unit for pilot symbol assisted wireless system and method of improving performance thereof
US7711038B1 (en) 1998-09-01 2010-05-04 Sirf Technology, Inc. System and method for despreading in a spread spectrum matched filter
US7545854B1 (en) * 1998-09-01 2009-06-09 Sirf Technology, Inc. Doppler corrected spread spectrum matched filter
KR100688107B1 (ko) * 2000-12-15 2007-03-02 아답틱스, 인코포레이티드 직교 주파수 분할 다중 접속을 이용하는 시스템에 대한서브캐리어 선택 방법
US6947748B2 (en) 2000-12-15 2005-09-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
US7573851B2 (en) 2004-12-07 2009-08-11 Adaptix, Inc. Method and system for switching antenna and channel assignments in broadband wireless networks
US7529319B2 (en) * 2006-04-13 2009-05-05 Mediatek Inc. Speed estimation method for telecommunication system

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3903525A (en) * 1965-06-21 1975-09-02 Hughes Aircraft Co Doppler radar system with optimized signal processing
JPS5086915A (ja) * 1973-11-30 1975-07-12
SU809643A1 (ru) * 1979-04-02 1981-02-28 Войсковая часть 60130 Устройство дл приема сигналов сКОМбиНиРОВАННОй чАСТОТНОй и ОТНОСиТЕльНО- фАзОВОй МАНипул циЕй
JPH0330531A (ja) * 1989-06-27 1991-02-08 Sony Corp Ｆｍ受信装置
US5272446A (en) * 1991-11-29 1993-12-21 Comsat Digitally implemented fast frequency estimator/demodulator for low bit rate maritime and mobile data communications without the use of an acquisition preamble

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004501530A (ja) * 2000-03-03 2004-01-15 クゥアルコム・インコーポレイテッド 速度推定に基づく利得表
JP2011130467A (ja) * 2000-03-03 2011-06-30 Qualcomm Inc 速度推定に基づく利得表
WO2012008197A1 (ja) * 2010-07-13 2012-01-19 日本電気株式会社 送受信装置

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