JPH08340364A - 直交変調信号復調回路 - Google Patents
直交変調信号復調回路Info
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- JPH08340364A JPH08340364A JP14616695A JP14616695A JPH08340364A JP H08340364 A JPH08340364 A JP H08340364A JP 14616695 A JP14616695 A JP 14616695A JP 14616695 A JP14616695 A JP 14616695A JP H08340364 A JPH08340364 A JP H08340364A
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- Japan
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- signal
- modulation signal
- mixer
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直交変調信号復調回路のミキサに供給する局部
発振信号電力を低減して受信装置の低電力化を図る。 【構成】信号分配器１は直交変調信号を２分岐する。０
度移相器２は分岐された直交変調信号の一方を０度移相
してミキサ７に供給する。移相量が変化できる９０度移
相器３は分岐された直交変調信号の他方をほぼ９０度移
相する。レベル減衰器６は９０度移相器３からの直交変
調信号のレベルを０度移相器２の出力レベルに合わせ
る。一方、互いに同相の局部発振信号がミキサ７および
８に供給される。ミキサ７は供給された直交変調信号と
局部発振信号とを乗算してこの直交変調信号の同相成分
であるＩ相のベースバンド信号を生じる。また、ミキサ
８は供給された直交変調信号と局部発振信号とを乗算し
てこの直交変調信号の直交成分であるＱ相のベースバン
ド信号を生じる。
発振信号電力を低減して受信装置の低電力化を図る。 【構成】信号分配器１は直交変調信号を２分岐する。０
度移相器２は分岐された直交変調信号の一方を０度移相
してミキサ７に供給する。移相量が変化できる９０度移
相器３は分岐された直交変調信号の他方をほぼ９０度移
相する。レベル減衰器６は９０度移相器３からの直交変
調信号のレベルを０度移相器２の出力レベルに合わせ
る。一方、互いに同相の局部発振信号がミキサ７および
８に供給される。ミキサ７は供給された直交変調信号と
局部発振信号とを乗算してこの直交変調信号の同相成分
であるＩ相のベースバンド信号を生じる。また、ミキサ
８は供給された直交変調信号と局部発振信号とを乗算し
てこの直交変調信号の直交成分であるＱ相のベースバン
ド信号を生じる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直交変調信号復調回路に
関し、特に低電力化の可能な直交変調信号復調回路に関
する。
関し、特に低電力化の可能な直交変調信号復調回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＱＰＳＫ（４相フェーズシフトキ
イーング）変調波等の直交変調信号を上記直交変調信号
の互いに直交する成分を有する２つのベースバンド信号
に復調する直交変調信号復調回路は、例えば特開平５−
２３６０４１号公報の図１に示されるような構成をとっ
ている。この復調回路では、π／４シフトＱＰＳＫ変調
信号を２分岐し、このＱＰＳＫ変調信号の一方と第１の
基準搬送波（第１の局部発振信号）とを第１のミキサで
乗算して上記ＱＰＳＫ変調信号の同相成分（Ｉ相）であ
る第１のベースバンド信号を生じ、上記ＱＰＳＫ変調信
号の他方と第２の基準搬送波（第２の局部発振信号）と
を第２のミキサで乗算して上記ＱＰＳＫ変調信号の直交
成分（Ｑ相）である第２のベースバンド信号を生じる。
ここで、上記第１の搬送波信号と第２の搬送波信号は、
同一の搬送波信号源（局部発振信号発生回路）から信号
分配器により２分岐された信号であり、上記信号分配器
と一方のミキサとの間に９０度移相器を挿入することに
より、上記第１のミキサおよび上記第２のミキサに互い
に直交位相で供給されている。
イーング）変調波等の直交変調信号を上記直交変調信号
の互いに直交する成分を有する２つのベースバンド信号
に復調する直交変調信号復調回路は、例えば特開平５−
２３６０４１号公報の図１に示されるような構成をとっ
ている。この復調回路では、π／４シフトＱＰＳＫ変調
信号を２分岐し、このＱＰＳＫ変調信号の一方と第１の
基準搬送波（第１の局部発振信号）とを第１のミキサで
乗算して上記ＱＰＳＫ変調信号の同相成分（Ｉ相）であ
る第１のベースバンド信号を生じ、上記ＱＰＳＫ変調信
号の他方と第２の基準搬送波（第２の局部発振信号）と
を第２のミキサで乗算して上記ＱＰＳＫ変調信号の直交
成分（Ｑ相）である第２のベースバンド信号を生じる。
ここで、上記第１の搬送波信号と第２の搬送波信号は、
同一の搬送波信号源（局部発振信号発生回路）から信号
分配器により２分岐された信号であり、上記信号分配器
と一方のミキサとの間に９０度移相器を挿入することに
より、上記第１のミキサおよび上記第２のミキサに互い
に直交位相で供給されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の直交変
調信号復調回路では、９０度移相器を局部発振信号発生
器とミキサとの間に挿入しているため、９０度移相器の
挿入損失を補うために、上記局部発振信号発生器は高い
レベルの局部発振信号を出力する必要がある。例えば、
９０度移相器として３ｄＢハイブリッドを用いると、上
記局部発振信号発生器の出力レベルを３ｄＢ高くする必
要がある。このため、従来の直交変調信号復調回路で
は、上記局部発振信号発生器の出力レベルを増大させる
ために増幅器等の消費電力が大きくなるという問題があ
った。
調信号復調回路では、９０度移相器を局部発振信号発生
器とミキサとの間に挿入しているため、９０度移相器の
挿入損失を補うために、上記局部発振信号発生器は高い
レベルの局部発振信号を出力する必要がある。例えば、
９０度移相器として３ｄＢハイブリッドを用いると、上
記局部発振信号発生器の出力レベルを３ｄＢ高くする必
要がある。このため、従来の直交変調信号復調回路で
は、上記局部発振信号発生器の出力レベルを増大させる
ために増幅器等の消費電力が大きくなるという問題があ
った。
【０００４】また、直交変調信号復調回路では、互いに
直交する２つのベースバンド信号を得るためには、上記
２つのミキサに供給される２つの直交変調信号および２
つの局部変調信号の位相関係を正しく調整しておく必要
がある。
直交する２つのベースバンド信号を得るためには、上記
２つのミキサに供給される２つの直交変調信号および２
つの局部変調信号の位相関係を正しく調整しておく必要
がある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の直交変調信号復
調回路は、直交変調信号を２分岐する信号分配器と、分
岐された前記直交変調信号の一方と第１の局部発振信号
とを乗算して前記直交変調信号の同相成分である第１の
ベースバンド信号を生じる第１のミキサと、分岐された
前記直交変調信号の他方と第２の局部発振信号とを乗算
して前記直交変調信号の直交成分である第２のベースバ
ンド信号を生じる第２のミキサとを備える直交変調信号
復調回路において、前記第１の局部発振信号および前記
第２の局部発振信号が前記第１のミキサおよび前記第２
のミキサに互いにほぼ同相で供給され、前記信号分配器
と前記第１のミキサとの間に挿入され前記直交変調信号
を０度移相する０度移相器と、前記信号分配器と前記第
２のミキサとの間に挿入され前記直交変調信号をほぼ９
０度移相する移相量可変の９０度移相器とを備える。
調回路は、直交変調信号を２分岐する信号分配器と、分
岐された前記直交変調信号の一方と第１の局部発振信号
とを乗算して前記直交変調信号の同相成分である第１の
ベースバンド信号を生じる第１のミキサと、分岐された
前記直交変調信号の他方と第２の局部発振信号とを乗算
して前記直交変調信号の直交成分である第２のベースバ
ンド信号を生じる第２のミキサとを備える直交変調信号
復調回路において、前記第１の局部発振信号および前記
第２の局部発振信号が前記第１のミキサおよび前記第２
のミキサに互いにほぼ同相で供給され、前記信号分配器
と前記第１のミキサとの間に挿入され前記直交変調信号
を０度移相する０度移相器と、前記信号分配器と前記第
２のミキサとの間に挿入され前記直交変調信号をほぼ９
０度移相する移相量可変の９０度移相器とを備える。
【０００６】前記直交変調信号復調回路は、前記０度移
相器および９０度移相器の各各が、カップルドライン形
の３ｄＢハイブリッドをそれぞれ用いている構成をとる
ことができる。
相器および９０度移相器の各各が、カップルドライン形
の３ｄＢハイブリッドをそれぞれ用いている構成をとる
ことができる。
【０００７】前記直交変調信号復調回路は、前記９０度
移相器が、前記３ｄＢハイブリッドの入力端子を前記直
交変調信号の入力端子とし、０度出力端子および９０度
出力端子に可変コンデンサをそれぞれ接続し、終端端子
を前記直交変調信号の出力端子とする構成をとることが
できる。
移相器が、前記３ｄＢハイブリッドの入力端子を前記直
交変調信号の入力端子とし、０度出力端子および９０度
出力端子に可変コンデンサをそれぞれ接続し、終端端子
を前記直交変調信号の出力端子とする構成をとることが
できる。
【０００８】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【０００９】図１は本発明による直交変調信号復調回路
の一実施例のブロック図である。
の一実施例のブロック図である。
【００１０】受信装置の高周波数受信部からこの直交変
調信号復調回路に供給された直交変調信号は信号分配器
（Ｈ）１によって同相・同レベルで２分岐される。分岐
された直交変調信号の一方は、移相器２で移相を生じる
ことなく（０度移相で）ミキサ７のＲＦ端子に供給され
る。また、分岐された直交変調信号の他方は、移相器３
でほぼ９０度の移相を受けたあと、ミキサ７に供給され
るレベルと同じになるようレベル減衰器６でレベル調整
を受け、ミキサ８のＲＦ（高周波数信号）端子に供給さ
れる。
調信号復調回路に供給された直交変調信号は信号分配器
（Ｈ）１によって同相・同レベルで２分岐される。分岐
された直交変調信号の一方は、移相器２で移相を生じる
ことなく（０度移相で）ミキサ７のＲＦ端子に供給され
る。また、分岐された直交変調信号の他方は、移相器３
でほぼ９０度の移相を受けたあと、ミキサ７に供給され
るレベルと同じになるようレベル減衰器６でレベル調整
を受け、ミキサ８のＲＦ（高周波数信号）端子に供給さ
れる。
【００１１】ここで、０度移相器である移相器２および
９０度移相器である移相器３は移相量の周波数変化が少
ないカップルドライン形の３ｄＢハイブリッドをそれぞ
れ用いている。このため、後述するとおり、移相器２に
は３ｄＢ程度の損失が生じるのに対し、移相器３の損失
は１ｄＢ以下である。レベル減衰器６は、上述のレベル
差を補償するものであり、移相量の周波数変化が少ない
抵抗減衰器を用いるのが望ましい。また、移相器３は、
２つのミキサ７および８に供給される２つの直交変調信
号の位相関係を正しく９０度差に調整できる移相量調整
回路を備えている。
９０度移相器である移相器３は移相量の周波数変化が少
ないカップルドライン形の３ｄＢハイブリッドをそれぞ
れ用いている。このため、後述するとおり、移相器２に
は３ｄＢ程度の損失が生じるのに対し、移相器３の損失
は１ｄＢ以下である。レベル減衰器６は、上述のレベル
差を補償するものであり、移相量の周波数変化が少ない
抵抗減衰器を用いるのが望ましい。また、移相器３は、
２つのミキサ７および８に供給される２つの直交変調信
号の位相関係を正しく９０度差に調整できる移相量調整
回路を備えている。
【００１２】一方、局部発振信号発生器１２は上記直交
変調信号の搬送波と同じ周波数の局部発振信号を発生し
ている。この局部発振信号は信号分配器（Ｈ）９によっ
て同相・同レベルで２分岐される。分岐された局部発振
信号はミキサ７および８のＬＯ（局部発振信号）端子に
互いにほぼ同相・同レベルで供給される。
変調信号の搬送波と同じ周波数の局部発振信号を発生し
ている。この局部発振信号は信号分配器（Ｈ）９によっ
て同相・同レベルで２分岐される。分岐された局部発振
信号はミキサ７および８のＬＯ（局部発振信号）端子に
互いにほぼ同相・同レベルで供給される。
【００１３】ミキサ７は供給された直交変調信号と局部
発振信号とを乗算して上記直交変調信号の同相成分であ
るＩ相ベースバンド信号をＩＦ（中間周波数信号）端子
に生じる。また、ミキサ８は供給された直交変調信号と
局部発振信号とを乗算して上記直交変調信号の直交成分
であるＱ相ベースバンド信号をＩＦ（中間周波数信号）
端子に生じる。Ｉ相ベースバンド信号およびＱ相ベース
バンド信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０および
１１によって不要な高周波数成分が取り除かれ、この直
交変調信号復調器の出力信号であるＩ信号およびＱ信号
になる。
発振信号とを乗算して上記直交変調信号の同相成分であ
るＩ相ベースバンド信号をＩＦ（中間周波数信号）端子
に生じる。また、ミキサ８は供給された直交変調信号と
局部発振信号とを乗算して上記直交変調信号の直交成分
であるＱ相ベースバンド信号をＩＦ（中間周波数信号）
端子に生じる。Ｉ相ベースバンド信号およびＱ相ベース
バンド信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０および
１１によって不要な高周波数成分が取り除かれ、この直
交変調信号復調器の出力信号であるＩ信号およびＱ信号
になる。
【００１４】上述したとおり、本実施例の直交変調信号
復調回路は、局部発振信号の信号分配器９とミキサ７あ
るいは８との間にカップルドライン形の３ｄＢハイブリ
ッドを用いる場合には約３ｄＢもの損失を生じる９０度
移相器を必要としないので、局部発振信号発生器１２の
出力レベルを低く抑えることができる。また、移相器３
には移相量調整回路を備えるので、ミキサ７および８に
供給される２つの直交変調信号および２つの局部発振信
号の位相関係を容易に正しく調整できるという効果があ
る。なお、この復調回路に供給される上記直交変調信号
は一般に高周波数増幅器で増幅されるとともにミキサ７
および８に供給される局部発振信号のレベルより相当低
いレベルであるので、移相器２，３およびレベル減衰器
６による信号損失は、直交変調信号の品質およびこの復
調回路を含む受信装置の電力消費に対する悪影響は殆ど
ない。
復調回路は、局部発振信号の信号分配器９とミキサ７あ
るいは８との間にカップルドライン形の３ｄＢハイブリ
ッドを用いる場合には約３ｄＢもの損失を生じる９０度
移相器を必要としないので、局部発振信号発生器１２の
出力レベルを低く抑えることができる。また、移相器３
には移相量調整回路を備えるので、ミキサ７および８に
供給される２つの直交変調信号および２つの局部発振信
号の位相関係を容易に正しく調整できるという効果があ
る。なお、この復調回路に供給される上記直交変調信号
は一般に高周波数増幅器で増幅されるとともにミキサ７
および８に供給される局部発振信号のレベルより相当低
いレベルであるので、移相器２，３およびレベル減衰器
６による信号損失は、直交変調信号の品質およびこの復
調回路を含む受信装置の電力消費に対する悪影響は殆ど
ない。
【００１５】図２は本実施例に用いた０度移相器２の構
成図である。
成図である。
【００１６】この０度移相器２は１／４波長長さのカッ
プルドラインを有するカップルドライン形の３ｄＢハイ
ブリッド２１を主構成要素とする。この３ｄＢハイブリ
ッド２１は、ポートＰ１を入力端子とすると、ポートＰ
１に１／４波長長さで接続されているポートＰ２に９０
度移相で３ｄＢダウンの出力を生じ、ポートＰ１とは絶
縁されているカップルドラインのポートＰ１側にあるポ
ートＰ３に０度移相で３ｄＢダウンの出力を生じる。ポ
ートＰ３に１／４波長長さで接続されているポートＰ４
は、この３ｄＢハイブリッド２１が通常用途である分配
器として使用される場合には、一般には出力の生じない
終端端子とされる。
プルドラインを有するカップルドライン形の３ｄＢハイ
ブリッド２１を主構成要素とする。この３ｄＢハイブリ
ッド２１は、ポートＰ１を入力端子とすると、ポートＰ
１に１／４波長長さで接続されているポートＰ２に９０
度移相で３ｄＢダウンの出力を生じ、ポートＰ１とは絶
縁されているカップルドラインのポートＰ１側にあるポ
ートＰ３に０度移相で３ｄＢダウンの出力を生じる。ポ
ートＰ３に１／４波長長さで接続されているポートＰ４
は、この３ｄＢハイブリッド２１が通常用途である分配
器として使用される場合には、一般には出力の生じない
終端端子とされる。
【００１７】この０度移相器２は、３ｄＢハイブリッド
２１のポートＰ２およびＰ４をこの３ｄＢハイブリッド
２１の特性抵抗を有する抵抗器Ｒ１およびＲ２で終端
し、ポートＰ１を直交変調信号の入力端子とし、ポート
Ｐ３を直交変調信号の出力端子とする。すると、ポート
Ｐ３には０度移相で入力レベルに対して３ｄＢダウンの
直交変調信号を生じる。
２１のポートＰ２およびＰ４をこの３ｄＢハイブリッド
２１の特性抵抗を有する抵抗器Ｒ１およびＲ２で終端
し、ポートＰ１を直交変調信号の入力端子とし、ポート
Ｐ３を直交変調信号の出力端子とする。すると、ポート
Ｐ３には０度移相で入力レベルに対して３ｄＢダウンの
直交変調信号を生じる。
【００１８】３ｄＢハイブリッド２１は、箔状のカップ
ルドラインを高誘電率セラミックスで囲む構成にした
り，高誘電率セラミックス上にカップルドラインを厚膜
または薄膜形成することにより小型化でき、携帯無線機
用等にも適用範囲が広がっている。このような３ｄＢハ
イブリッド２１には、ＨＤ−０９００Ｍ３−ＣＨ形ハイ
ブリッド（ヒロセ電機（株）製）や、ＬＤＣ３３Ｂ０３
０ＧＣ０９００形チップ積層ハイブリッドカプラ（村田
製作所（株）製）等がある。
ルドラインを高誘電率セラミックスで囲む構成にした
り，高誘電率セラミックス上にカップルドラインを厚膜
または薄膜形成することにより小型化でき、携帯無線機
用等にも適用範囲が広がっている。このような３ｄＢハ
イブリッド２１には、ＨＤ−０９００Ｍ３−ＣＨ形ハイ
ブリッド（ヒロセ電機（株）製）や、ＬＤＣ３３Ｂ０３
０ＧＣ０９００形チップ積層ハイブリッドカプラ（村田
製作所（株）製）等がある。
【００１９】図３は本実施例に用いた９０度移相器３の
構成図である。
構成図である。
【００２０】この９０度移相器３は、３ｄＢハイブリッ
ド２１のポートＰ２およびＰ３に可変コンデンサＣ１お
よびＣ２をそれぞれ接続し、ポートＰ１を直交変調信号
の入力端子，ポートＰ４を出力端子とする。本来３ｄＢ
ダウンの信号を生じるポートＰ２およびＰ３に可変コン
デンサＣ１およびＣ２によるリアクタンスが接続される
と、ポートＰ２およびＰ３に生じた信号は反射して終端
端子であるポートＰ４で合成される。この合成されてポ
ートＰ４に生じる直交変調信号は、ポートＰ１，Ｐ２，
Ｐ４のルートも、ポートＰ１，Ｐ３，Ｐ４のルートも、
共に１／４波長のカープルドラインと０度移相の信号結
合ルートとを通る。従って、可変コンデンサＣ１および
Ｃ２の容量値が無限小であれば、直交変調信号は可変コ
ンデンサＣ１およびＣ２で同相反射するので、この９０
度移相器３は、ポートＰ４に９０度移相の直交変調信号
を生じる。また、可変コンデンサＣ１およびＣ２の容量
値が無限大であれば、直交変調信号は可変コンデンサＣ
１およびＣ２で逆相反射するので、ポートＰ４に合計２
７０度位相の直交変調信号を生じる。可変コデンサＣ１
およびＣ２が有限の容量値を持つ場合には、この９０度
移相器３は９０度から２７０度の間の移相量を生じる。
なお、可変コンデンサＣ１とＣ２の容量値が異なると、
この９０度移相器３の挿入損失が増加し、ポートＰ１で
のリターンロスが減少する。
ド２１のポートＰ２およびＰ３に可変コンデンサＣ１お
よびＣ２をそれぞれ接続し、ポートＰ１を直交変調信号
の入力端子，ポートＰ４を出力端子とする。本来３ｄＢ
ダウンの信号を生じるポートＰ２およびＰ３に可変コン
デンサＣ１およびＣ２によるリアクタンスが接続される
と、ポートＰ２およびＰ３に生じた信号は反射して終端
端子であるポートＰ４で合成される。この合成されてポ
ートＰ４に生じる直交変調信号は、ポートＰ１，Ｐ２，
Ｐ４のルートも、ポートＰ１，Ｐ３，Ｐ４のルートも、
共に１／４波長のカープルドラインと０度移相の信号結
合ルートとを通る。従って、可変コンデンサＣ１および
Ｃ２の容量値が無限小であれば、直交変調信号は可変コ
ンデンサＣ１およびＣ２で同相反射するので、この９０
度移相器３は、ポートＰ４に９０度移相の直交変調信号
を生じる。また、可変コンデンサＣ１およびＣ２の容量
値が無限大であれば、直交変調信号は可変コンデンサＣ
１およびＣ２で逆相反射するので、ポートＰ４に合計２
７０度位相の直交変調信号を生じる。可変コデンサＣ１
およびＣ２が有限の容量値を持つ場合には、この９０度
移相器３は９０度から２７０度の間の移相量を生じる。
なお、可変コンデンサＣ１とＣ２の容量値が異なると、
この９０度移相器３の挿入損失が増加し、ポートＰ１で
のリターンロスが減少する。
【００２１】図４は図３に示した９０度移相器３の移相
および振幅特性を示す図である。
および振幅特性を示す図である。
【００２２】この９０度移相器３は、３ｄＢハイブリッ
ド２１にＨＤ−０９００Ｍ３−ＣＨ形ハイブリッドを用
い、可変コンデンサＣ１およびＣ２にＴＴＡ−４３Ａ形
エアトリマ（村田製作所（株）製）を用いている。可変
コンデンサＣ１およびＣ２は同じ容量値になるように設
定している。
ド２１にＨＤ−０９００Ｍ３−ＣＨ形ハイブリッドを用
い、可変コンデンサＣ１およびＣ２にＴＴＡ−４３Ａ形
エアトリマ（村田製作所（株）製）を用いている。可変
コンデンサＣ１およびＣ２は同じ容量値になるように設
定している。
【００２３】この９０度移相器３は、可変コンデンサＣ
１およびＣ２の容量値が０のとき移相量が０度であり、
容量値が最大の９ＰＦのとき移相量は１８０度を超えて
いる。この１８０度を超える原因は、可変コンデサＣ１
およびＣ２のリード線インダクタンスの影響によるもの
と考えられる。この９０度移相器３の挿入損失は０．４
ｄＢないし０．６ｄＢの範囲，ポートＰ１におけるリタ
ーンロスは１８ｄＢ以上であり、良好な特性を有してい
る。なお、９１５ＭＨｚから９４０ＭＨｚの測定周波数
範囲での特性ばらつきは僅かであった。
１およびＣ２の容量値が０のとき移相量が０度であり、
容量値が最大の９ＰＦのとき移相量は１８０度を超えて
いる。この１８０度を超える原因は、可変コンデサＣ１
およびＣ２のリード線インダクタンスの影響によるもの
と考えられる。この９０度移相器３の挿入損失は０．４
ｄＢないし０．６ｄＢの範囲，ポートＰ１におけるリタ
ーンロスは１８ｄＢ以上であり、良好な特性を有してい
る。なお、９１５ＭＨｚから９４０ＭＨｚの測定周波数
範囲での特性ばらつきは僅かであった。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、第１の局
部発振信号および第２の局部発振信号が第１のミキサお
よび第２のミキサに互いに同相で供給され、信号分配器
と前記第１のミキサとの間に直交変調信号を０度移相す
る０度移相器を挿入し、前記信号分配器と前記第２のミ
キサとの間に前記直交変調信号をほぼ９０度移相する移
相量可変の９０度移相器を挿入するので、局部発振信号
発生器の発生する前記局部発振信号のレベルを減少させ
ることができるという効果がある。従って、前記局部発
振信号発生器の内蔵する増幅器等の電力消費を低減でき
るという効果が生じる。
部発振信号および第２の局部発振信号が第１のミキサお
よび第２のミキサに互いに同相で供給され、信号分配器
と前記第１のミキサとの間に直交変調信号を０度移相す
る０度移相器を挿入し、前記信号分配器と前記第２のミ
キサとの間に前記直交変調信号をほぼ９０度移相する移
相量可変の９０度移相器を挿入するので、局部発振信号
発生器の発生する前記局部発振信号のレベルを減少させ
ることができるという効果がある。従って、前記局部発
振信号発生器の内蔵する増幅器等の電力消費を低減でき
るという効果が生じる。
【図１】本発明によるＱＰＳＫ復調器の一実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】本実施例に用いた０度移相器２の構成図であ
る。
る。
【図３】本実施例に用いた９０度移相器３の構成図であ
る。
る。
【図４】図３に示した９０度移相器３の移相および振幅
特性を示す図である。
特性を示す図である。
１，９ 信号分配器 ２ ０度移相器 ３ ９０度移相器 ６ レベル減衰器 ７，８ ミキサ １０，１１ ローパスフィルタ １２ 局部発振信号発生器 ２１ ３ｄＢハイブリッド Ｒ１，Ｒ２ 抵抗器 Ｃ１，Ｃ２ 可変コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項１】 直交変調信号を２分岐する信号分配器
と、分岐された前記直交変調信号の一方と第１の局部発
振信号とを乗算して前記直交変調信号の同相成分である
第１のベースバンド信号を生じる第１のミキサと、分岐
された前記直交変調信号の他方と第２の局部発振信号と
を乗算して前記直交変調信号の直交成分である第２のベ
ースバンド信号を生じる第２のミキサとを備える直交変
調信号復調回路において、 前記第１の局部発振信号および前記第２の局部発振信号
が前記第１のミキサおよび前記第２のミキサに互いにほ
ぼ同相で供給され、 前記信号分配器と前記第１のミキサとの間に挿入され前
記直交変調信号を０度移相する０度移相器と、前記信号
分配器と前記第２のミキサとの間に挿入され前記直交変
調信号をほぼ９０度移相する移相量可変の９０度移相器
とを備えることを特徴とする直交変調信号復調回路。 - 【請求項２】 前記０度移相器および９０度移相器の各
各が、カップルドライン形の３ｄＢハイブリッドをそれ
ぞれ用いていることを特徴とする請求項１記載の直交変
調信号復調回路。 - 【請求項３】 前記９０度移相器が、前記３ｄＢハイブ
リッドの入力端子を前記直交変調信号の入力端子とし、
０度出力端子および９０度出力端子に可変コンデンサを
それぞれ接続し、終端端子を前記直交変調信号の出力端
子とすることを特徴とする請求項２記載の直交変調信号
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14616695A JPH08340364A (ja) | 1995-06-13 | 1995-06-13 | 直交変調信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14616695A JPH08340364A (ja) | 1995-06-13 | 1995-06-13 | 直交変調信号復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08340364A true JPH08340364A (ja) | 1996-12-24 |
Family
ID=15401630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14616695A Pending JPH08340364A (ja) | 1995-06-13 | 1995-06-13 | 直交変調信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08340364A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100451638B1 (ko) * | 2002-05-15 | 2004-10-08 | (주)래디오닉스 | 주파수 합성 장치 |
-
1995
- 1995-06-13 JP JP14616695A patent/JPH08340364A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100451638B1 (ko) * | 2002-05-15 | 2004-10-08 | (주)래디오닉스 | 주파수 합성 장치 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990309 |