JPH08237323A - 直交変調器の位相誤差補正方式 - Google Patents
直交変調器の位相誤差補正方式Info
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- JPH08237323A JPH08237323A JP7065008A JP6500895A JPH08237323A JP H08237323 A JPH08237323 A JP H08237323A JP 7065008 A JP7065008 A JP 7065008A JP 6500895 A JP6500895 A JP 6500895A JP H08237323 A JPH08237323 A JP H08237323A
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- Japan
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- signal
- phase
- phase shifter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ９０°移相器のばらつきがある場合でも良好
な変調精度を得ることが可能な直交変調器の位相誤差補
正方式を提供する。 【構成】 Ｉ信号とＱ信号を９０°位相の異なるキャリ
ア信号により乗算し、これら乗算したＩ信号とＱ信号を
加算して出力する直交変調器は、Ｉ信号側に９０°位相
の誤差を補正するデジタル可変移相器１０を設け、乗算
される前にデジタル可変移相器１０により９０°位相の
誤差を補正する。
な変調精度を得ることが可能な直交変調器の位相誤差補
正方式を提供する。 【構成】 Ｉ信号とＱ信号を９０°位相の異なるキャリ
ア信号により乗算し、これら乗算したＩ信号とＱ信号を
加算して出力する直交変調器は、Ｉ信号側に９０°位相
の誤差を補正するデジタル可変移相器１０を設け、乗算
される前にデジタル可変移相器１０により９０°位相の
誤差を補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は直交変調器の位相誤差
補正方式に関するものであり、具体的にはデジタル移動
通信の変調器として用いられる直交変調器内の９０°移
相器などの誤差を補正する位相誤差補正方式に関するも
のである。
補正方式に関するものであり、具体的にはデジタル移動
通信の変調器として用いられる直交変調器内の９０°移
相器などの誤差を補正する位相誤差補正方式に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】近年、通信分野ではアナログ通信に代わ
ってデジタル通信が主流になりつつある。これは、デジ
タル通信ではアナログ通信と比較して、有線、無線に関
係なく音声信号以外のディジタル信号を高品質に伝送可
能であり、漏話が少なく、また通信状態の監視や通信中
に種々の制御信号を伝送できるなどの利点が有るためで
ある。
ってデジタル通信が主流になりつつある。これは、デジ
タル通信ではアナログ通信と比較して、有線、無線に関
係なく音声信号以外のディジタル信号を高品質に伝送可
能であり、漏話が少なく、また通信状態の監視や通信中
に種々の制御信号を伝送できるなどの利点が有るためで
ある。
【０００３】図７は、このようなデジタル方式の変調方
式、すなわちたとえばＰＳＫ(PhaseShift Keying)方式
やＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) 方式また
はＤＱＰＳＫ(Differentally encoded Phase Shift Key
ing)方式等に適用される従来技術の直交変調器を示す機
能ブロック図である。この従来技術では、Ｉ(Inphase)
，Ｑ(Quadratuer)のベースバンド信号を、９０°移相
器により位相をずらしてローカルキャリア信ＬＯと乗算
し、これら乗算した信号を加算することにより変調信号
Ｓ（ｔ）として出力するものであった。
式、すなわちたとえばＰＳＫ(PhaseShift Keying)方式
やＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation) 方式また
はＤＱＰＳＫ(Differentally encoded Phase Shift Key
ing)方式等に適用される従来技術の直交変調器を示す機
能ブロック図である。この従来技術では、Ｉ(Inphase)
，Ｑ(Quadratuer)のベースバンド信号を、９０°移相
器により位相をずらしてローカルキャリア信ＬＯと乗算
し、これら乗算した信号を加算することにより変調信号
Ｓ（ｔ）として出力するものであった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしこのような従来
技術では、たとえばマイクロ波帯のような非常に高い無
線周波数で変調する場合、直交度誤差により変調角度が
悪化するという問題があった。すなわち、９０°移相器
を例えば集中定数素子のインダクタンスやコンデンサに
より構成した場合、１００ＭＨｚ程度の低い周波数では
直交性の確度誤差１°以内に抑えることができるが、８
００ＭＨｚ帯〜１．５ＧＨｚ帯等のマイクロ波帯のよう
に周波数が高くなると、集中定数素子の値が小さくなる
ため、素子値のばらつきの影響や寄生素子成分の影響が
大きくなり、直交性の確度を良好に実現することが困難
となる。
技術では、たとえばマイクロ波帯のような非常に高い無
線周波数で変調する場合、直交度誤差により変調角度が
悪化するという問題があった。すなわち、９０°移相器
を例えば集中定数素子のインダクタンスやコンデンサに
より構成した場合、１００ＭＨｚ程度の低い周波数では
直交性の確度誤差１°以内に抑えることができるが、８
００ＭＨｚ帯〜１．５ＧＨｚ帯等のマイクロ波帯のよう
に周波数が高くなると、集中定数素子の値が小さくなる
ため、素子値のばらつきの影響や寄生素子成分の影響が
大きくなり、直交性の確度を良好に実現することが困難
となる。
【０００５】また、９０°移相器をカウンタにより構成
すると、高速のクロック動作が必要となるため、回路の
消費電力が大きくなり、バッテリーで動作する携帯通信
端末等には適さない。そこで、マイクロ波帯の９０°移
相器は一般にマイクロストリップラインまたは２導体か
らなる同軸線等を用いて構成されることが多い。しかし
この場合でも、上記のマイクロ波帯の９０°移相器で
は、量産時において２〜３°の直交誤差のばらつきを避
けることはできなかった。このように９０°移相器を用
いるとそのばらつきを避けることはできなかった。
すると、高速のクロック動作が必要となるため、回路の
消費電力が大きくなり、バッテリーで動作する携帯通信
端末等には適さない。そこで、マイクロ波帯の９０°移
相器は一般にマイクロストリップラインまたは２導体か
らなる同軸線等を用いて構成されることが多い。しかし
この場合でも、上記のマイクロ波帯の９０°移相器で
は、量産時において２〜３°の直交誤差のばらつきを避
けることはできなかった。このように９０°移相器を用
いるとそのばらつきを避けることはできなかった。
【０００６】このような９０°移相器の誤差のために変
調精度が劣化する問題を解決するため、たとえば特開平
５−１３０１５７号公報には、９０°移相器内の伝送線
路の一方に外部素子付加して誤差の補正を調整してい
る。また、特開平２−１７４３４３号公報では、Ｉ信号
とＱ信号のレベルを可変できるようにしたものを、Ｉ信
号またはＱ信号と加算することによって９０°位相誤差
を補正している。しかしこれら従来技術では、両方とも
位相誤差の補正に伴いＩ信号およびＱ信号の振幅変化が
発生し、調整が困難であるという問題があった。
調精度が劣化する問題を解決するため、たとえば特開平
５−１３０１５７号公報には、９０°移相器内の伝送線
路の一方に外部素子付加して誤差の補正を調整してい
る。また、特開平２−１７４３４３号公報では、Ｉ信号
とＱ信号のレベルを可変できるようにしたものを、Ｉ信
号またはＱ信号と加算することによって９０°位相誤差
を補正している。しかしこれら従来技術では、両方とも
位相誤差の補正に伴いＩ信号およびＱ信号の振幅変化が
発生し、調整が困難であるという問題があった。
【０００７】さらに、たとえば特開平３−２６３９４９
号公報に示すように、直交振幅変調器の入力側に線形結
合回路を設けることにより、移相器内を無調整化する従
来技術がある。しかしながらこの場合でも、線形結合回
路をアナログ回路で実現しているため、位相誤差の調整
に伴い振幅の変化が発生し、変調精度が悪化して受信側
で正確に信号の受信ができなくなるという問題が発生し
た。
号公報に示すように、直交振幅変調器の入力側に線形結
合回路を設けることにより、移相器内を無調整化する従
来技術がある。しかしながらこの場合でも、線形結合回
路をアナログ回路で実現しているため、位相誤差の調整
に伴い振幅の変化が発生し、変調精度が悪化して受信側
で正確に信号の受信ができなくなるという問題が発生し
た。
【０００８】このように従来技術では、位相誤差を補正
すると振幅も変化してしまうため、位相と振幅の両方を
最適な状態に調整することが非常に困難であった。
すると振幅も変化してしまうため、位相と振幅の両方を
最適な状態に調整することが非常に困難であった。
【０００９】この発明は、９０°移相器のばらつきがあ
る場合でも良好な変調精度を得ることが可能な直交変調
器の位相誤差補正方式を提供することを目的とする。
る場合でも良好な変調精度を得ることが可能な直交変調
器の位相誤差補正方式を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、この発明は、Ｉ信号とＱ信号を９０°位相の異なる
キャリア信号により乗算し、これら乗算した前記Ｉ信号
とＱ信号を加算して出力する直交変調器の位相誤差補正
方式は、Ｉ信号側およびＱ信号側の少なくともいずれか
一方に、９０°位相の誤差を補正するデジタル可変移相
器１０を設け、乗算される前にデジタル可変移相器１０
により９０°位相の誤差を補正する。
に、この発明は、Ｉ信号とＱ信号を９０°位相の異なる
キャリア信号により乗算し、これら乗算した前記Ｉ信号
とＱ信号を加算して出力する直交変調器の位相誤差補正
方式は、Ｉ信号側およびＱ信号側の少なくともいずれか
一方に、９０°位相の誤差を補正するデジタル可変移相
器１０を設け、乗算される前にデジタル可変移相器１０
により９０°位相の誤差を補正する。
【００１１】また、この発明によれば、Ｉ信号とＱ信号
を９０°位相の異なるキャリア信号により乗乗算し、こ
れら乗算した前記Ｉ信号とＱ信号を加算して出力する直
交変調器の位相誤差補正方式は、Ｉ信号側およびＱ信号
側に９０°位相の誤差を補正するデジタル可変移相器１
０ａ・１０ｂを設け、乗算される前にデジタル可変移相
器により９０°位相の誤差を補正する。
を９０°位相の異なるキャリア信号により乗乗算し、こ
れら乗算した前記Ｉ信号とＱ信号を加算して出力する直
交変調器の位相誤差補正方式は、Ｉ信号側およびＱ信号
側に９０°位相の誤差を補正するデジタル可変移相器１
０ａ・１０ｂを設け、乗算される前にデジタル可変移相
器により９０°位相の誤差を補正する。
【００１２】
【作用】この発明によれば、Ｉ信号とＱ信号の少なくと
もいずれか一方の位相をデジタル可変移相器により調整
することで、振幅を固定したまま９０°位相の誤差を補
正する。
もいずれか一方の位相をデジタル可変移相器により調整
することで、振幅を固定したまま９０°位相の誤差を補
正する。
【００１３】
【実施例】次に、この発明による直交変調器の位相誤差
補正方式の実施例の構成を図１に示す。図１で、実施例
の直交変調器は、デジタル可変移相器１０と乗算器１４
・１６と、９０°移相器１２および加算器１８により構
成されている。
補正方式の実施例の構成を図１に示す。図１で、実施例
の直交変調器は、デジタル可変移相器１０と乗算器１４
・１６と、９０°移相器１２および加算器１８により構
成されている。
【００１４】デジタル可変移相器１０は、ベースバンド
信号（Ｉ＝Ｉ0 ｃｏｓφｉ）を入力し、これに移相量−
θを与えたデジタルデータを出力する可変移相器であ
り、乗算器１４に接続されている。乗算器１４は、デジ
タル可変移相器１０に接続されたローカルキャリア信号
Ｌ（Ｌ＝ｃｏｓωｔ）と、可変移相器１０からの信号Ｉ
0 ｃｏｓ（φｉ−θ）を乗算する乗算器であり、Ｉ0 ｃ
ｏｓ（φｉ−θ）×ｃｏｓωｔの信号を加算器１８に出
力する。
信号（Ｉ＝Ｉ0 ｃｏｓφｉ）を入力し、これに移相量−
θを与えたデジタルデータを出力する可変移相器であ
り、乗算器１４に接続されている。乗算器１４は、デジ
タル可変移相器１０に接続されたローカルキャリア信号
Ｌ（Ｌ＝ｃｏｓωｔ）と、可変移相器１０からの信号Ｉ
0 ｃｏｓ（φｉ−θ）を乗算する乗算器であり、Ｉ0 ｃ
ｏｓ（φｉ−θ）×ｃｏｓωｔの信号を加算器１８に出
力する。
【００１５】９０°移相器１２は、ローカルキャリア信
号Ｌに９０°の位相差を与える移相器であり、これのば
らつきによる移相誤差θを含む−ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の
キャリア信号を乗算器１６に出力する。乗算器１６は、
ベースバンド信号Ｑ（Ｑ＝Ｑ0 ｓｉｎφｉ）と、−ｓｉ
ｎ（ωｔ＋θ）のキャリア信号とを乗算する乗算器であ
り、−Ｑ0 ｓｉｎφｉ×ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の信号を加
算器１８に出力する。
号Ｌに９０°の位相差を与える移相器であり、これのば
らつきによる移相誤差θを含む−ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の
キャリア信号を乗算器１６に出力する。乗算器１６は、
ベースバンド信号Ｑ（Ｑ＝Ｑ0 ｓｉｎφｉ）と、−ｓｉ
ｎ（ωｔ＋θ）のキャリア信号とを乗算する乗算器であ
り、−Ｑ0 ｓｉｎφｉ×ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の信号を加
算器１８に出力する。
【００１６】加算器１８は、９０°移相器１２の移相誤
差θを含む−Ｑ0 ｓｉｎφｉ×ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の信
号と、この移相誤差θの補正を行なったＩ0 ｃｏｓ（φ
ｉ−θ）×ｃｏｓωｔとを加算し、Ｉ0 ｃｏｓφｉ・ｃ
ｏｓωｔ−Ｑ0 ｓｉｎφｉ・ｓｉｎωｔの信号Ｓを出力
する加算器である。
差θを含む−Ｑ0 ｓｉｎφｉ×ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の信
号と、この移相誤差θの補正を行なったＩ0 ｃｏｓ（φ
ｉ−θ）×ｃｏｓωｔとを加算し、Ｉ0 ｃｏｓφｉ・ｃ
ｏｓωｔ−Ｑ0 ｓｉｎφｉ・ｓｉｎωｔの信号Ｓを出力
する加算器である。
【００１７】ローカルキャリア信号Ｌは、９０°移相器
１２により９０°位相差が与えられ−ｓｉｎωｔとなる
が、実際には９０°移相器１２のばらつきによりθの誤
差が生じ、−ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のキャリア信号が乗算
器１６に出力される。このため、ベースバンド信号Ｑ
は、乗算器１６により−ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のキャリア
信号と乗算されて、これより−Ｑ0 ｓｉｎφｉ×ｓｉｎ
（ωｔ＋θ）の信号が加算器１８に出力される。
１２により９０°位相差が与えられ−ｓｉｎωｔとなる
が、実際には９０°移相器１２のばらつきによりθの誤
差が生じ、−ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のキャリア信号が乗算
器１６に出力される。このため、ベースバンド信号Ｑ
は、乗算器１６により−ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のキャリア
信号と乗算されて、これより−Ｑ0 ｓｉｎφｉ×ｓｉｎ
（ωｔ＋θ）の信号が加算器１８に出力される。
【００１８】一方、ベースバンド信号Ｉは、可変移相器
１０により位相量の補正を行わないと、Ｉ0 ｃｏｓφｉ
のベースバンド信号が乗算器１４に出力される。このた
め、乗算器１４からはＩ0 ｃｏｓφｉ×ｃｏｓωｔの信
号が加算器１８に出力され、加算器１８よりＩ0 ｃｏｓ
φｉ・ｃｏｓωｔ−Ｑ0 ｓｉｎφｉ・ｓｉｎ（ωｔ＋
θ）の信号Ｓが出力される。この信号Ｓはθの誤差があ
るため、変調精度を劣化させる。したがって本実施例で
は、信号Ｓより９０°移相器１２の移相誤差θを検出
し、この誤差θを補正する移相量−θをデジタル可変移
相器１０に設定する。
１０により位相量の補正を行わないと、Ｉ0 ｃｏｓφｉ
のベースバンド信号が乗算器１４に出力される。このた
め、乗算器１４からはＩ0 ｃｏｓφｉ×ｃｏｓωｔの信
号が加算器１８に出力され、加算器１８よりＩ0 ｃｏｓ
φｉ・ｃｏｓωｔ−Ｑ0 ｓｉｎφｉ・ｓｉｎ（ωｔ＋
θ）の信号Ｓが出力される。この信号Ｓはθの誤差があ
るため、変調精度を劣化させる。したがって本実施例で
は、信号Ｓより９０°移相器１２の移相誤差θを検出
し、この誤差θを補正する移相量−θをデジタル可変移
相器１０に設定する。
【００１９】次に図２〜図５を用いて、本実施例におけ
るデジタル可変移相器１０を説明する。図２はデジタル
可変移相器１０の動作を説明する波系図である。この可
変位相器１０は、各時間にＩ0 ｃｏｓφｉに対して位相
量θを与えたＩ0 ｃｏｓ（φｉ−θ）のデジタルデータ
Ｄ0 〜Ｄn をＩ0 ｃｏｓφｉのデジタルデータの代わり
に送出する。
るデジタル可変移相器１０を説明する。図２はデジタル
可変移相器１０の動作を説明する波系図である。この可
変位相器１０は、各時間にＩ0 ｃｏｓφｉに対して位相
量θを与えたＩ0 ｃｏｓ（φｉ−θ）のデジタルデータ
Ｄ0 〜Ｄn をＩ0 ｃｏｓφｉのデジタルデータの代わり
に送出する。
【００２０】すなわち、Ｉ＝Ｉ0 ｃｏｓφｉ，Ｑ＝Ｑ0
ｓｉｎφｉでＩ0 ＝Ｑ0 ＝１として、φｉ＝π／４とす
れば（π／４＝４５°）、 Ｉ＝１／√２＝０．７０７１０．．．，Ｑ＝１／√２＝
０．７０７１０．．． となる。９０°移相器１２が理想的に働けば図３（ａ）
に示すようにＩ信号、Ｑ信号は９０°の位相関係にあ
る。ところが、９０°移相器１２に移相誤差θ（例えば
２°）があると、図３（ｂ）に示すようにあるべき信号
点配置から信号点がずれてしまい変調精度が劣化する。
ｓｉｎφｉでＩ0 ＝Ｑ0 ＝１として、φｉ＝π／４とす
れば（π／４＝４５°）、 Ｉ＝１／√２＝０．７０７１０．．．，Ｑ＝１／√２＝
０．７０７１０．．． となる。９０°移相器１２が理想的に働けば図３（ａ）
に示すようにＩ信号、Ｑ信号は９０°の位相関係にあ
る。ところが、９０°移相器１２に移相誤差θ（例えば
２°）があると、図３（ｂ）に示すようにあるべき信号
点配置から信号点がずれてしまい変調精度が劣化する。
【００２１】理想はＩ0 ＝Ｑ0 ＝１として、Ｑ＝ｓｉｎ
φｉ、Ｉ＝ｓｉｎ（φｉ＋９０°）＝ｃｏｓφｉだが、
実際には９０°移相器１２の移相誤差θによって、 Ｑ＝ｓｉｎφｉ、Ｉ＝ｓｉｎ（φｉ＋９０°−θ）＝ｃ
ｏｓ（φｉ−θ） となってしまう。
φｉ、Ｉ＝ｓｉｎ（φｉ＋９０°）＝ｃｏｓφｉだが、
実際には９０°移相器１２の移相誤差θによって、 Ｑ＝ｓｉｎφｉ、Ｉ＝ｓｉｎ（φｉ＋９０°−θ）＝ｃ
ｏｓ（φｉ−θ） となってしまう。
【００２２】そこで、Ｑ側はｓｉｎφｉのデータをその
まま用いるが、Ｉ側はｃｏｓφｉのデータではなく、ｃ
ｏｓ（φｉ−θ）のデータを用いる。例えば、φｉ＝４
５°、θ＝２°とすれば、 Ｉ＝ｃｏｓ（４５°−２°）＝０．７３１３５．．．、 Ｑ＝ｓｉｎ４５°＝０．７０７１０．．．のようにφｉ
に対して、移相誤差θ分を換算したデータをＩまたはＱ
に出力するようにする。
まま用いるが、Ｉ側はｃｏｓφｉのデータではなく、ｃ
ｏｓ（φｉ−θ）のデータを用いる。例えば、φｉ＝４
５°、θ＝２°とすれば、 Ｉ＝ｃｏｓ（４５°−２°）＝０．７３１３５．．．、 Ｑ＝ｓｉｎ４５°＝０．７０７１０．．．のようにφｉ
に対して、移相誤差θ分を換算したデータをＩまたはＱ
に出力するようにする。
【００２３】実施例では、９０°移相器１２の未知の誤
差θに対して、例えばＩ＝Ｉ0 ｃｏｓφｉのデータをφ
ｉ´＝φｉ−θとし、θを０．１°ステップで上記移相
誤差９０°θの予想される範囲（例えば±５°）のデー
タを持ち、θを可変した時の変調精度を測定していくこ
とで、変調精度が最良の値を得るθを求め、このθの値
で固定しておく。図４にはθを変えることにより変調精
度が変わっていく様子を示す波系図が、また図５には調
整時の処理フローがそれぞれ示されている。
差θに対して、例えばＩ＝Ｉ0 ｃｏｓφｉのデータをφ
ｉ´＝φｉ−θとし、θを０．１°ステップで上記移相
誤差９０°θの予想される範囲（例えば±５°）のデー
タを持ち、θを可変した時の変調精度を測定していくこ
とで、変調精度が最良の値を得るθを求め、このθの値
で固定しておく。図４にはθを変えることにより変調精
度が変わっていく様子を示す波系図が、また図５には調
整時の処理フローがそれぞれ示されている。
【００２４】なお、図１に示した第１の実施例では可変
移相器１０をＩ信号側に設けたが、特にＩ信号側に限定
されるものではなく、Ｑ信号側に設けても良い。
移相器１０をＩ信号側に設けたが、特にＩ信号側に限定
されるものではなく、Ｑ信号側に設けても良い。
【００２５】図６は本発明による直交変調器の位相誤差
補正方式の第２の実施例を示す構成図である。同図に示
すように、第２の実施例ではデジタル可変移相器１０ａ
・１０ｂをＩ信号側とＱ信号側の両方に設けた点が第１
の実施例と異なる。すなわち、第２の実施例ではθ＝−
（θ1 ＋θ2 ）となるように移相量θ1 、θ2 を調整す
る。
補正方式の第２の実施例を示す構成図である。同図に示
すように、第２の実施例ではデジタル可変移相器１０ａ
・１０ｂをＩ信号側とＱ信号側の両方に設けた点が第１
の実施例と異なる。すなわち、第２の実施例ではθ＝−
（θ1 ＋θ2 ）となるように移相量θ1 、θ2 を調整す
る。
【００２６】第１の実施例および第２の実施例のいずれ
でも、デジタル可変移相器１０（１０ａ，１０ｂ）を設
けて、９０°位相器１２の移相誤差θを補正するように
するので、振幅を固定したまま位相のみを補正すること
が可能である。したがって、マイクロ波帯のような高周
波帯でも直交度誤差の補正を確実に行うことが可能とな
る。
でも、デジタル可変移相器１０（１０ａ，１０ｂ）を設
けて、９０°位相器１２の移相誤差θを補正するように
するので、振幅を固定したまま位相のみを補正すること
が可能である。したがって、マイクロ波帯のような高周
波帯でも直交度誤差の補正を確実に行うことが可能とな
る。
【００２７】
【発明の効果】この発明の直交変調器によれば、デジタ
ル可変移相器により誤差補正を行うことにより、振幅を
固定したまま位相のみを補正することが可能である。し
たがって、マイクロ波帯のような高周波帯でも直交度誤
差の補正を簡単にかつ確実に行うことが可能となる。
ル可変移相器により誤差補正を行うことにより、振幅を
固定したまま位相のみを補正することが可能である。し
たがって、マイクロ波帯のような高周波帯でも直交度誤
差の補正を簡単にかつ確実に行うことが可能となる。
【図１】この発明による直交変調器の第１の実施例を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】図１に示した直交変調器における可変移相器の
原理を示す波系図である。
原理を示す波系図である。
【図３】図１に示した直交変調器において、９０°移相
器により移相誤差が発生したときの状態を説明する説明
図である。
器により移相誤差が発生したときの状態を説明する説明
図である。
【図４】誤差θと変調精度との関係を示す波系図であ
る。
る。
【図５】最適な変調精度を得るための動作フローであ
る。
る。
【図６】この発明による直交変調器の第２の実施例を示
す構成図である。
す構成図である。
【図７】従来技術における直交変調器を示した構成図で
ある。
ある。
１０・１０ａ・１０ｂ 可変移相器 １２ ９０°移相器 １４・１６ 乗算器 １８ 加算器
Claims (4)
- 【請求項１】 Ｉ信号とＱ信号を９０°位相の異なるキ
ャリア信号により乗算し、これら乗算した前記Ｉ信号と
Ｑ信号を加算して出力する直交変調器の位相誤差補正方
式において、 Ｉ信号側およびＱ信号側の少なくともいずれか一方に、
前記９０°位相の誤差を補正するデジタル可変移相器(1
0)を設け、 乗算される前にデジタル可変移相器(10)により前記９０
°位相の誤差を補正することを特徴とする直交変調器の
位相誤差補正方式。 - 【請求項２】 請求項１に記載の直交変調器の位相誤差
補正方式において、デジタル可変移相器(10)は前記Ｉ信
号側に配設され、Ｉ0 ｃｏｓφｉに対して前記９０°位
相の誤差に相当する移相量θを与えたＩ0 ｃｏｓ（φｉ
−θ）のデジタルデータを送出することにより前記９０
°位相の誤差を補正することを特徴とする直交変調器の
位相誤差補正方式。 - 【請求項３】 Ｉ信号とＱ信号を９０°位相の異なるキ
ャリア信号により乗算し、これら乗算した前記Ｉ信号と
Ｑ信号を加算して出力する直交変調器の位相誤差補正方
式において、 Ｉ信号側およびＱ信号側に前記９０°位相の誤差を補正
するデジタル可変移相器(10a,10b) を設け、 前記乗算される前にデジタル可変移相器(10a,10b) によ
り前記９０°位相の誤差を補正することを特徴とする直
交変調器の位相誤差補正方式。 - 【請求項４】 請求項３に記載の直交変調器の位相誤差
補正方式において、Ｉ信号側デジタル可変移相器(10a)
は前記Ｉ信号側に配設され、Ｉ0 ｃｏｓφｉに対して移
相量θを与えたＩ0 ｃｏｓ（φｉ−θ１）のデジタルデ
ータを送出することにより前記９０°位相の誤差を補正
するとともに、 Ｑ信号側デジタル可変移相器(10b) は前記Ｑ信号側に配
設され、Ｉ0 ｓｉｎφｉに対して移相量θを与えたＩ0
ｃｏｓ（φｉ−θ２）のデジタルデータを送出すること
により前記９０°位相の誤差を補正することを特徴とす
る直交変調器の位相誤差補正方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7065008A JPH08237323A (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 直交変調器の位相誤差補正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7065008A JPH08237323A (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 直交変調器の位相誤差補正方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237323A true JPH08237323A (ja) | 1996-09-13 |
Family
ID=13274538
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7065008A Pending JPH08237323A (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 直交変調器の位相誤差補正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08237323A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006081045A (ja) * | 2004-09-13 | 2006-03-23 | Hitachi Ltd | 直交検出器ならびにそれを用いた直交復調器およびサンプリング直交復調器 |
| JP2008211782A (ja) * | 2007-01-30 | 2008-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 変調装置及び復調装置 |
| WO2024051837A1 (zh) * | 2022-09-08 | 2024-03-14 | 加特兰微电子科技(上海)有限公司 | 校准电路及方法、移相电路、射频收发电路、雷达及设备 |
-
1995
- 1995-02-28 JP JP7065008A patent/JPH08237323A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006081045A (ja) * | 2004-09-13 | 2006-03-23 | Hitachi Ltd | 直交検出器ならびにそれを用いた直交復調器およびサンプリング直交復調器 |
| JP4492264B2 (ja) * | 2004-09-13 | 2010-06-30 | 株式会社日立製作所 | 直交検出器ならびにそれを用いた直交復調器およびサンプリング直交復調器 |
| JP2008211782A (ja) * | 2007-01-30 | 2008-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 変調装置及び復調装置 |
| WO2024051837A1 (zh) * | 2022-09-08 | 2024-03-14 | 加特兰微电子科技(上海)有限公司 | 校准电路及方法、移相电路、射频收发电路、雷达及设备 |
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