JPH08328671A - 安定な負荷極を有する電圧調整器 - Google Patents

安定な負荷極を有する電圧調整器

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JPH08328671A
JPH08328671A JP8121986A JP12198696A JPH08328671A JP H08328671 A JPH08328671 A JP H08328671A JP 8121986 A JP8121986 A JP 8121986A JP 12198696 A JP12198696 A JP 12198696A JP H08328671 A JPH08328671 A JP H08328671A
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JP
Japan
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voltage
voltage regulator
stage
transistor
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JP8121986A
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English (en)
Inventor
William E Edwards
イー． エドワーズ ウイリアム
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STMicroelectronics lnc USA
Original Assignee
SGS Thomson Microelectronics Inc
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Publication date
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    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/267—Current mirrors using both bipolar and field-effect technology

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 回路における電力散逸を増加させることなし
に安定性を増加させた電圧調整器を提供する。 【解決手段】 電圧調整器（６０）は、出力段（６４）
と、比較器段（６２）と、活性負荷（６６）とを有して
いる。活性負荷は、電圧調整器における電流要求に逆比
例して電圧調整器の出力端から電流を引出す。出力電流
要求が大きい場合には、活性負荷が比較的低い電流を引
出す。出力電流要求が大きい場合には、活性負荷が比較
的低い電流を引出す。出力電流要求が小さい場合には、
活性負荷は比較的大きな電流を引出す。従って、本電圧
調整器は電力消費を増加させることなしに高い安定性を
与えている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧調整器として使
用される電子回路に関するものであって、更に詳細に
は、電圧調整器を安定化させるために使用される回路及
び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】本発明によって対処される問題は電圧調
整器回路において遭遇するものである。電圧調整器は本
来的に中程度乃至高利得回路であり、典型的に５０ｄｂ
以上であって、帯域幅が低い。この高利得且つ低帯域幅
のために、しばしば、支配的な極（ポール）を負荷コン
デンサで設定することによって安定性が達成されてい
る。低い値の負荷コンデンサ（≒０. １μＦ）でもって
広い範囲の負荷電流に亘って安定性を達成することは困
難である。なぜならば、負荷コンデンサ及び負荷抵抗に
よって形成される負荷極（ポール）は、周波数が１００
０倍を超えて変化する場合があり且つＫＨｚの数１０倍
高いものとなることがあり、３ＭＨｚを超える非常に広
い帯域を有する回路を必要とし、そのことは電圧調整器
に使用するパワープロセスとあい入れないものである。
【０００３】図１はこの様な安定化問題に対する従来技
術の解決方法を示している。図１における電圧調整器２
４は、調整されていないＶｄｄ電圧（この場合は１２
Ｖ）をノード２６において調整された電圧（この場合は
５Ｖ）へ変換させる。コンデンサ８、抵抗１０、増幅器
１２、抵抗１４は反転入力として出力電圧ノード２６を
具備すると共に非反転入力として基準電圧を具備する積
分器として構成されている。この積分器はバイポーラト
ランジスタ４を駆動し、バイポーラトランジスタ４は当
該技術分野において公知の如くＰチャンネルトランジス
タ２及び１６によって形成されている出力カレントミラ
ーと直列接続されている。抵抗１８はこの回路の安定性
を増加させるために付加されたプルダウン抵抗である。
【０００４】この従来例においては、プルダウン抵抗に
関連する極即ちポールは次式によって計算することが可
能である。
【０００５】ｆ＝１／（２πＲLＣL） 尚、ＲL＝Ｒ２０と並列なＲ１８負荷の抵抗 ＣL＝典型的に約０. １μＦ 従って、この従来回路に関連する極（ポール）は負荷に
依存するものであり且つＲ１８＝１００ｋΩ及びＲ２０
が５０Ω乃至１ｍｅｇａΩの範囲である場合に、１６Ｈ
ｚから３２ＫＨｚへ変化する場合がある。この様に広い
極周波数の変動は当業者にとって理解されるように安定
化させることが困難である。この問題に対する従来の解
決方法は、プルダウン抵抗Ｒ１８を５００ｋΩから約５
００Ωへ代えることであり、そのことは極周波数を３.
２ＫＨｚ乃至３２ＫＨｚの範囲へ変化させ、その場合の
周波数の広がりは１０００倍ではなく１０倍である。し
かしながら、出力トランジスタ１６によって散逸される
パワーは次式で表わせられる。
【０００６】パワー＝（１２Ｖ−５Ｖ）（Ｉload＋Ｉ
pulldown）＝（７Ｖ）（１００ｍＡ）＋（７Ｖ）（１０
ｍＡ） 従って、５００Ω抵抗はチップ内に７０ｍＷの電力散逸
を付加し、それは安定性を増加させたための電力散逸の
増加が約１０％であることを示している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的とすると
ころは、上述した如き従来技術の欠点を解消し、回路内
の電力散逸を増加させることなしに電圧調整器の安定性
を増加させることである。本発明の別の目的とするとこ
ろは、必要な場合に抵抗値を減少させて安定性を維持し
且つ抵抗値を増加させて電力消費を減少させる活性プル
ダウン抵抗を有する電圧調整器及びその方法を提供する
ことである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、安定な負荷極
を有する電圧調整器として要約することが可能である。
本電圧調整器は、出力段と、比較器段と、活性負荷とを
有している。活性負荷は、電圧調整器上の電流要求に逆
比例して電圧調整器の出力端から電流を引出す。出力電
流要求が大きい場合には、活性負荷は比較的低い電流を
引出す。出力電流要求が大きい場合には、活性負荷は比
較的大きな電流を引出す。従って、本電圧調整器は過剰
な電力を消費することなしに高い安定性を有している。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の好適実施例に基づいて構
成された電圧調整器を図２に示してある。電圧調整器６
０は比較器段６２、出力段６４、活性負荷６６を有して
いる。
【００１０】比較段６２はＮＰＮトランジスタのベース
をコンデンサ４４の第一プレート及びオペアンプ４６の
出力端へ接続することによって構成されている。トラン
ジスタ４０のエミッタはＮＰＮトランジスタ３６のエミ
ッタへ接続すると共に電流源４２のドレイン端部へ接続
している。電流源の供給端部は基準電圧（接地）へ接続
している。トランジスタ３６のベースはバイアス電圧
（不図示）へ接続している。コンデンサ４４の第二プレ
ートは抵抗４５の第一端部へ接続している。抵抗４５の
第二端部はオペアンプ４６の反転入力端へ接続しており
且つ抵抗４８の第一端部へ接続している。非反転入力端
は基準電圧へ接続しており、それはこの実施例において
は５Ｖである。本電圧調整器は当該技術分野において明
らかなように基準電圧をトラッキングする。
【００１１】出力段は、Ｐチャンネルトランジスタ３８
のドレイン及びゲート及びＰチャンネルトランジスタ５
０のゲートをトランジスタ４０のコレクタへ接続するこ
とによって構成されている。この接続は比較器段の出力
端及び出力段の入力端を有している。トランジスタ３８
及び５０のソースはＶｄｄへ接続しており、それは、本
実施例においては、１２Ｖである。トランジスタ５０の
ドレインは抵抗４８の第二端部及びＮチャンネルトラン
ジスタ５４のドレインへ接続している。この接続は出力
段の出力端、電圧調整器の出力端、比較器段の入力端を
形成している。活性負荷６６は、トランジスタ３６のコ
レクタをＰチャンネルトランジスタ３４のドレイン及び
ゲートへ接続すると共にＰチャンネルトランジスタ３０
のゲートへ接続することによって構成されている。トラ
ンジスタ３０及び３４のソースはＶｄｄへ接続してい
る。トランジスタ３０のドレインはＮチャンネルトラン
ジスタ３２のドレイン及びゲートへ接続すると共にＮチ
ャンネルトランジスタ５４のゲートへ接続している。ト
ランジスタ３２及び５４のソースは接地へ接続してい
る。
【００１２】本発明の一部を構成するものではない負荷
は、コンデンサ５８と並列接続されている抵抗５６とし
て示してある。
【００１３】動作について説明すると、トランジスタ５
０へ接続されているトランジスタ３８によって形成され
るカレントミラーは出力段を構成している。この出力段
は比較器段に応答してノード５２上に電流を駆動する。
トランジスタ５０を介して流れる電流はトランジスタ３
８を介して流れる電流に比例しており、その場合の割合
は当該技術分野において公知の如くトランジスタの相対
的な面積によって決定される。その結果ノード５２上で
発生する電圧は抵抗４８によって検知され且つオペアン
プ４６の非反転入力端上の基準電圧と比較される。コン
デンサ４４及び抵抗４５によって形成される積分器は支
配的な極（ポール）を形成し且つ負荷極を相殺させるゼ
ロを有している。オペアンプ４６の出力端はトランジス
タ４０を駆動し、トランジスタ４０は出力段のカレント
ミラーを介しての電流を駆動する。トランジスタ４０を
介しての電流は電流源４２によって制限される。
【００１４】トランジスタ３６、トランジスタ４０、電
流源４２は差動対として構成されている。従って、トラ
ンジスタ３６及び４０を介して流れる電流は電流源４２
の電流と等しい。出力段上の電流要求が増加すると、ト
ランジスタ４０を介しての電流が増加しトランジスタ３
６を介しての電流が比例した量だけ減少する。逆に、ト
ランジスタ４０を介しての電流が減少すると、トランジ
スタ３６を介しての電流は比例した量だけ増加する。
【００１５】トランジスタ３６を介しての電流はトラン
ジスタ３０及び３４によって形成されるカレントミラー
を介してミラー動作される。トランジスタ３０を介して
の電流はトランジスタ３２及びトランジスタ５４によっ
て形成されるカレントミラーによってミラー動作され
る。従って、活性負荷６６の電流は、出力段６４を介し
ての電流が減少すると増加し、逆に、出力段６４を介し
ての電流が増加すると、活性負荷５４を介しての電流は
減少する。
【００１６】本回路の動作は、以下に示す式によって定
量的に説明することが可能である。 （１） Ｉ36＋Ｉ40＝Ｉ42 (2) I54＝ｎＩ36 尚、ｎ＝（ＷＩＤＴＨ３０／ＷＩＤＴＨ３４）（ＷＩＤ
ＴＨ５４／ＷＩＤＴＨ３２） （３） Ｉ50＝ｍＩ40 尚、ｍ＝（ＷＩＤＴＨ５０／ＷＩＤＴＨ３８） （４） Ｉ50＝ＩLOAD＋Ｉ54 ∴Ｉ54＝（ｍＩ42−ＩLOAD）／（ｍ／ｎ＋１） ≒（ｍＩ42−ＩLOAD）／（ｍ／ｎ） 注：ｍａｘＩLOAD＝ｍＩ42 （５） ＩLOAD＝０の場合には、Ｉ54＝ｎＩ42であり、
従って、トランジスタ５４の抵抗は実効的に以下の通り
である。
【００１７】Ｖ52／Ｉ54＝Ｖ52／ｎＩ42 （６） 従って、最大出力電流においては、 ＩLOAD＝ｍＩ42及びＩ54＝０ 従って、ＲEFF＝∞ 更に、負荷極は以下のように計算される。
【００１８】ｆ＝１／（２πＲＣ） 尚、Ｒ＝ＲEFF及びＣ＝Ｃ22 （７） ＩLOAD＝０及びＲL＝∞ ＲEFF＝Ｖ0／ｎＩT ｆ＝１／（２π（Ｖ0／ｎＩ42）Ｃ58） （８） ＩLOAD＝Ｉmax＝ｍＩ42 ｆ＝１／（２π（Ｖ0／ｍＩ42）Ｃ58） （ＲEFF＝０） （９） 負荷極変動はＩL＝０、ＩL＝Ｉmaxに対するＲ
の比である。
【００１９】 （Ｖ0／ｍＩ42）／（Ｖ0／ｎＩ42）＝ｍ／ｎ ｎ＝ｍ 固定負荷極 １０ｎ＝ｍ 負荷極変動≒１０倍の周波数 トランジスタ１６における電力散逸は以下のように計算
することが可能である。
【００２０】 （１０） Ｉ50＝Ｉ58＋（ｍＩ42−ＩLOAD）／（ｍ／ｎ） Ｐ＝（Ｖ+−Ｖ0）（Ｉm1） 尚、（Ｖ+−Ｖ0）＝ＶDS Ｐ∝Ｉm1（固定電源） ＩLOAD Ｉ50 Ｐ50 0 nI42 V16(DS)nI42 0.1Imax=0.1mI42 0.1mI42+0.9nI42 - 0.2Imax=0.2mI42 0.2mI42+0.8nI42 - 0.5Imax=0.5mI42 0.5mI42+0.5nI42 (0.5mI42+0.5nI42)V(16)DS Imax=mI42 mI42 (mIT)V16(DS) Ｉ50＝ＩLOAD＋Ｉ54 注：ＩLが増加すると、トランジスタ５０における電流が減少し、電力散逸に対 する貢献を減少させる。
【００２１】活性負荷を使用することによって、電圧調
整器６０は回路内での電力散逸を増加させることなしに
電圧調整器６０の安定性を増加させる利点を提供してい
る。更に、電圧調整器６０は活性プルダウン抵抗を有し
ており、それは必要な場合に抵抗を減少させて安定性を
維持し且つ安定性のためにエキストラな負荷が必要でな
い場合には抵抗を増加させて電力消費を減少させる。
【００２２】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来公知のプルダウン抵抗を有する電圧調整
器を示した概略図。
【図２】 本発明の１実施例に基づく活性負荷を有する
電圧調整器を示した概略図。
【符号の説明】
６０ 電圧調整器 ６２ 比較器段 ６４ 出力段 ６６ 活性負荷

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電圧調整器回路において、 入力端と出力端とを有する出力段、 前記出力段の出力と基準電圧とを比較して前記出力段を
    駆動する比較器段であって前記出力段の出力端へ接続し
    た第一入力端と、基準電圧へ接続した第二入力端と、前
    記出力段の入力端へ接続した出力端とを有する比較器
    段、 前記出力段の入力端へ接続している入力端を有すると共
    に前記出力段の出力端から基準電圧への導通経路を有す
    る活性負荷、を有することを特徴とする電圧調整器回
    路。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記導通経路が前記
    比較器段の出力端における電圧に逆比例して導電度を増
    加させることを特徴とする電圧調整器回路。
  3. 【請求項３】 請求項１において、前記活性負荷の導通
    経路がトランジスタを有することを特徴とする電圧調整
    器回路。
  4. 【請求項４】 請求項３において、前記トランジスタが
    ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタを有することを
    特徴とする電圧調整器回路。
  5. 【請求項５】 請求項１において、前記活性負荷が前記
    出力段を介して流れる電流を検知するための第一カレン
    トミラー及び前記第一カレントミラーを検知するための
    入力端を具備すると共に出力端を具備する第二カレント
    ミラーを有しており、前記出力端が前記活性負荷の導通
    経路であることを特徴とする電圧調整器回路。
  6. 【請求項６】 出力段を有する電圧調整器において電圧
    を安定化させる方法において、 活性負荷に出力電圧をロードさせ、 出力電流に比例する電流を検知し、 出力電流が減少する場合に前記ロードを増加させ、 前記出力電流が増加する場合に前記ロードを減少させ
    る、上記各ステップを有することを特徴とする方法。
  7. 【請求項７】 請求項６において、前記ロードをトラン
    ジスタによって実施することを特徴とする方法。
  8. 【請求項８】 請求項７において、前記トランジスタが
    ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする方
    法。
  9. 【請求項９】 電圧調整器回路において、 入力端と出力端とを具備しており出力電圧を発生する手
    段、 前記出力電圧を基準電圧と比較する手段であって、前記
    出力電圧へ接続した第一入力端と、基準電圧へ接続した
    第二入力端と、前記出力電圧を発生する手段の入力端へ
    接続した出力端とを具備する比較手段、 前記出力電圧を発生する手段の入力端へ接続している入
    力端を具備すると共に前記出力電圧を超えて基準電圧へ
    接続した導通経路を具備する活性負荷を発生する手段、
    を有することを特徴とする電圧調整器回路。
  10. 【請求項１０】 請求項９において、前記導通経路が前
    記出力電圧を比較する手段の出力端における電圧に逆比
    例して導電度を増加させることを特徴とする電圧調整器
    回路。
  11. 【請求項１１】 請求項９において、前記活性負荷を発
    生する手段の導通経路がトランジスタを有することを特
    徴とする電圧調整器回路。
  12. 【請求項１２】 請求項１１において、前記トランジス
    タがＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタを有するこ
    とを特徴とする電圧調整器回路。
  13. 【請求項１３】 請求項９において、前記活性負荷を発
    生する手段が、前記出力電圧を発生する手段を介して流
    れる電流を検知する第一カレントミラー及び前記第一カ
    レントミラーを検知する入力端を具備すると共に出力端
    を具備する第二カレントミラーを有しており、前記出力
    端が前記活性負荷の導通経路であることを特徴とする電
    圧調整器回路。
  14. 【請求項１４】 少なくとも１個の電圧調整器を具備す
    る電源システムにおいて、前記電圧調整器が、 入力端と出力端とを具備する出力段、 前記出力段の出力と基準電圧とを比較して前記出力段を
    駆動する比較器段であって前記出力段の出力端へ接続し
    ている第一入力端と、基準電圧へ接続している第二入力
    端と、前記出力段の入力端へ接続している出力端とを具
    備する比較器段、 前記出力段の入力端へ接続している入力端を具備すると
    共に前記出力段の出力端から基準電圧への導通経路を具
    備する活性負荷、を有することを特徴とする電源システ
    ム。
  15. 【請求項１５】 請求項１４において、前記導通経路が
    前記比較器段の出力端における電圧に逆比例して導通度
    を増加させることを特徴とする電源システム。
  16. 【請求項１６】 請求項１４において、前記活性負荷の
    導通経路がトランジスタを有することを特徴とする電源
    システム。
  17. 【請求項１７】 請求項１６において、前記トランジス
    タがＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタを有するこ
    とを特徴とする電源システム。
  18. 【請求項１８】 請求項１４において、前記活性負荷が
    前記出力段を介して流れる電流を検知する第一カレント
    ミラー及び前記第一カレントミラーを検知するための入
    力端を具備すると共に出力端を具備する第二カレントミ
    ラーを有しており、前記出力端が前記活性負荷の導通経
    路であることを特徴とする電源システム。
JP8121986A 1995-05-31 1996-05-16 安定な負荷極を有する電圧調整器 Pending JPH08328671A (ja)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/456,120 US5637992A (en) 1995-05-31 1995-05-31 Voltage regulator with load pole stabilization
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DE (1) DE69635008D1 (ja)

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