JPH08321704A - 可変減衰器 - Google Patents
可変減衰器Info
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- JPH08321704A JPH08321704A JP7124643A JP12464395A JPH08321704A JP H08321704 A JPH08321704 A JP H08321704A JP 7124643 A JP7124643 A JP 7124643A JP 12464395 A JP12464395 A JP 12464395A JP H08321704 A JPH08321704 A JP H08321704A
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- impedance
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 線型性が高く、広帯域動作が可能でかつＭＭ
ＩＣ化が容易な可変減衰器を提供することである。 【構成】 反射型可変減衰器を、マイクロストリイップ
導体１ａ，１ｂからなる方向性結合器１およびゲート接
地ＦＥＴからなる２つの可変インピーダンス回路２，３
により構成する。方向性結合器１のマイクロストリップ
導体１ａの一方側の端部に可変インピーダンス回路２を
接続し、マイクロストリップ導体１ｂの他方側の端部に
可変インピーダンス回路３を接続する。マイクロストリ
ップ導体１ｂの一方側の端部に高周波入力信号ＲＦｉｎ
を受ける入力端子Ｉ１を接続し、マイクロストリップ導
体１ａの他方側の端部に高周波出力信号ＲＦｏｕｔを導
出する出力端子Ｏ１を接続する。
ＩＣ化が容易な可変減衰器を提供することである。 【構成】 反射型可変減衰器を、マイクロストリイップ
導体１ａ，１ｂからなる方向性結合器１およびゲート接
地ＦＥＴからなる２つの可変インピーダンス回路２，３
により構成する。方向性結合器１のマイクロストリップ
導体１ａの一方側の端部に可変インピーダンス回路２を
接続し、マイクロストリップ導体１ｂの他方側の端部に
可変インピーダンス回路３を接続する。マイクロストリ
ップ導体１ｂの一方側の端部に高周波入力信号ＲＦｉｎ
を受ける入力端子Ｉ１を接続し、マイクロストリップ導
体１ａの他方側の端部に高周波出力信号ＲＦｏｕｔを導
出する出力端子Ｏ１を接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はマイクロ波帯またはミリ
波帯で使用される可変減衰器に関する。
波帯で使用される可変減衰器に関する。
【０００２】
【従来の技術】可変減衰器は、通信システムにおいて、
例えば、位相変調器を構成するために用いられる。従来
の集積回路では、可変減衰器としてブランチライン型の
９０°ハイブリッドやバラクタダイオード等が用いられ
ている。しかしながら、これらの可変減衰器は、線型性
が悪く、動作帯域が狭いという欠点を有する。
例えば、位相変調器を構成するために用いられる。従来
の集積回路では、可変減衰器としてブランチライン型の
９０°ハイブリッドやバラクタダイオード等が用いられ
ている。しかしながら、これらの可変減衰器は、線型性
が悪く、動作帯域が狭いという欠点を有する。
【０００３】図１２（ａ），（ｂ）に送信システムの構
成例を示す。図１２（ａ）の送信システムでは、発振器
５１により発生された高周波信号が変調器５２により変
調された後、増幅器５３により増幅されて出力される。
一方、図１２（ｂ）の送信システムでは、発振器５１に
より発生された高周波信号が増幅器５３により増幅され
た後、変調器５２により変調されて出力される。図１２
（ｂ）の送信システムでは、図１２（ａ）の送信システ
ムに比べてＳ／Ｎ比が高くなるが、変調器５２に大きい
電力振幅の高周波信号が入力されることになる。
成例を示す。図１２（ａ）の送信システムでは、発振器
５１により発生された高周波信号が変調器５２により変
調された後、増幅器５３により増幅されて出力される。
一方、図１２（ｂ）の送信システムでは、発振器５１に
より発生された高周波信号が増幅器５３により増幅され
た後、変調器５２により変調されて出力される。図１２
（ｂ）の送信システムでは、図１２（ａ）の送信システ
ムに比べてＳ／Ｎ比が高くなるが、変調器５２に大きい
電力振幅の高周波信号が入力されることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の可
変減衰器は良好な線型性を有さないので、変調器５２に
大きい電力振幅の高周波信号が入力されると、線型的な
出力が得られないという問題がある。したがって、図１
２（ｂ）の構成を採用してＳ／Ｎ比が高い送信システム
を実現することが困難となる。
変減衰器は良好な線型性を有さないので、変調器５２に
大きい電力振幅の高周波信号が入力されると、線型的な
出力が得られないという問題がある。したがって、図１
２（ｂ）の構成を採用してＳ／Ｎ比が高い送信システム
を実現することが困難となる。
【０００５】一方、マイクロ波帯およびミリ波帯を用い
た通信の発達に伴って通信システムの小型化および高集
積化のためにＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回
路）が開発されている。しかし、ブランチライン型の９
０°ハイブリッドやバラクターダイオードからなる従来
の可変減衰器はＭＭＩＣ化が容易でないという問題があ
る。
た通信の発達に伴って通信システムの小型化および高集
積化のためにＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回
路）が開発されている。しかし、ブランチライン型の９
０°ハイブリッドやバラクターダイオードからなる従来
の可変減衰器はＭＭＩＣ化が容易でないという問題があ
る。
【０００６】本発明の目的は、線型性が高く、広帯域動
作が可能でかつＭＭＩＣ化が容易な可変減衰器を提供す
ることである。
作が可能でかつＭＭＩＣ化が容易な可変減衰器を提供す
ることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に係る可変減衰器
は、電磁的に結合した第１および第２の導体からなる方
向性結合器と、第１の電界効果トランジスタからなる第
１の可変インピーダンス手段と、第２の電界効果トラン
ジスタからなる第２の可変インピーダンス手段とを備
え、第１の導体の一方側の端部に第１の可変インピーダ
ンス手段が接続され、第２の導体の他方側の端部に第２
の可変インピーダンス手段が接続され、第２の導体の一
方側の端部に高周波入力信号が与えられ、第１の導体の
他方側の端部から高周波出力信号が導出されるものであ
る。
は、電磁的に結合した第１および第２の導体からなる方
向性結合器と、第１の電界効果トランジスタからなる第
１の可変インピーダンス手段と、第２の電界効果トラン
ジスタからなる第２の可変インピーダンス手段とを備
え、第１の導体の一方側の端部に第１の可変インピーダ
ンス手段が接続され、第２の導体の他方側の端部に第２
の可変インピーダンス手段が接続され、第２の導体の一
方側の端部に高周波入力信号が与えられ、第１の導体の
他方側の端部から高周波出力信号が導出されるものであ
る。
【０００８】特に、第１の電界効果トランジスタがゲー
ト接地されたショットキゲート型電界効果トランジスタ
からなり、第２の電界効果トランジスタがゲート接地さ
れたショットキゲート型電界効果トランジスタからなる
ことが好ましい。
ト接地されたショットキゲート型電界効果トランジスタ
からなり、第２の電界効果トランジスタがゲート接地さ
れたショットキゲート型電界効果トランジスタからなる
ことが好ましい。
【０００９】あるいは、第１の電界効果トランジスタが
ドレイン接地されたショットキゲート型電界効果トラン
ジスタからなり、第２の電界効果トランジスタがドレイ
ン接地されたショットキゲート型電界効果トランジスタ
からなることが好ましい。
ドレイン接地されたショットキゲート型電界効果トラン
ジスタからなり、第２の電界効果トランジスタがドレイ
ン接地されたショットキゲート型電界効果トランジスタ
からなることが好ましい。
【００１０】可変減衰器をオン状態およびオフ状態で使
用する場合には、第１および第２の電界効果トランジス
タの相互コンダクタンスが平坦な領域にゲート電圧を設
定することが好ましい。
用する場合には、第１および第２の電界効果トランジス
タの相互コンダクタンスが平坦な領域にゲート電圧を設
定することが好ましい。
【００１１】
【作用】本発明に係る可変減衰器においては、第１およ
び第２の電界効果トランジスタのゲート電圧を制御する
ことにより、第１および第２の可変インピーダンス手段
のインピーダンスを変化させることができる。特に、第
１および第２の電界効果トランジスタがゲート接地また
はドレイン接地されている場合には、ゲート電圧を制御
することにより第１および第２の電界効果トランジスタ
の相互コンダクタンスを変化させ、それらの入力側また
は出力側インピーダンスを変化させることができる。
び第２の電界効果トランジスタのゲート電圧を制御する
ことにより、第１および第２の可変インピーダンス手段
のインピーダンスを変化させることができる。特に、第
１および第２の電界効果トランジスタがゲート接地また
はドレイン接地されている場合には、ゲート電圧を制御
することにより第１および第２の電界効果トランジスタ
の相互コンダクタンスを変化させ、それらの入力側また
は出力側インピーダンスを変化させることができる。
【００１２】それにより、方向性結合器から第１の可変
インピーダンス手段への反射係数および方向性結合器か
ら第２の可変インピーダンス手段への反射係数が変化
し、方向性結合器の伝達特性が変化する。第２の導体の
一方側の端部に与えられた高周波入力信号は、方向性結
合器の伝達特性に応じて減衰され、第１の導体の他方側
の端部から高周波出力信号として導出される。
インピーダンス手段への反射係数および方向性結合器か
ら第２の可変インピーダンス手段への反射係数が変化
し、方向性結合器の伝達特性が変化する。第２の導体の
一方側の端部に与えられた高周波入力信号は、方向性結
合器の伝達特性に応じて減衰され、第１の導体の他方側
の端部から高周波出力信号として導出される。
【００１３】本発明に係る可変減衰器は、対向する２つ
の導体からなる方向性結合器および電界効果トランジス
タからなる第１および第２の可変インピーダンス手段に
より構成されるので、ＭＭＩＣ化も容易である。
の導体からなる方向性結合器および電界効果トランジス
タからなる第１および第２の可変インピーダンス手段に
より構成されるので、ＭＭＩＣ化も容易である。
【００１４】特に、第１および第２の電界効果トランジ
スタがゲート接地またはドレイン接地されたショットキ
ゲート型電界効果トランジスタからなる場合には、第１
および第２の可変インピーダンス手段の線型性が高くな
り、かつ入力側または出力側インピーダンスがほとんど
周波数に依存しない。したがって、可変減衰器の線型性
が高くなり、かつ広帯域動作が可能となる。
スタがゲート接地またはドレイン接地されたショットキ
ゲート型電界効果トランジスタからなる場合には、第１
および第２の可変インピーダンス手段の線型性が高くな
り、かつ入力側または出力側インピーダンスがほとんど
周波数に依存しない。したがって、可変減衰器の線型性
が高くなり、かつ広帯域動作が可能となる。
【００１５】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例における反射型
可変減衰器の構成を示す回路図である。
可変減衰器の構成を示す回路図である。
【００１６】図１の可変減衰器は方向性結合器１および
可変インピーダンス回路２，３からなる。方向性結合器
１は、電磁的に結合した２つのマイクロストリップ導体
１ａ，１ｂからなる。この方向性結合器１の入出力イン
ピーダンス（線路インピーダンス）Ｚ0 は５０Ω、結合
度Ｃは−３ｄＢである。
可変インピーダンス回路２，３からなる。方向性結合器
１は、電磁的に結合した２つのマイクロストリップ導体
１ａ，１ｂからなる。この方向性結合器１の入出力イン
ピーダンス（線路インピーダンス）Ｚ0 は５０Ω、結合
度Ｃは−３ｄＢである。
【００１７】可変インピーダンス回路２は、ＭＥＳ−Ｆ
ＥＴ（金属−半導体電界効果トランジスタ；以下、ＦＥ
Ｔと呼ぶ）２０、抵抗２１，２２およびキャパシタ２３
を含む。ＦＥＴ２０のゲートはキャパシタ２３を介して
接地され、ソースは方向性結合器１のマイクロストリッ
プ導体１ａの一方側の端部に接続される。ゲートには抵
抗２１を介して制御信号ＶCNT が与えられ、ドレインに
は抵抗２２を介して一定のドレイン電圧ＶDDが与えられ
る。
ＥＴ（金属−半導体電界効果トランジスタ；以下、ＦＥ
Ｔと呼ぶ）２０、抵抗２１，２２およびキャパシタ２３
を含む。ＦＥＴ２０のゲートはキャパシタ２３を介して
接地され、ソースは方向性結合器１のマイクロストリッ
プ導体１ａの一方側の端部に接続される。ゲートには抵
抗２１を介して制御信号ＶCNT が与えられ、ドレインに
は抵抗２２を介して一定のドレイン電圧ＶDDが与えられ
る。
【００１８】可変インピーダンス回路３は、ＦＥＴ３
０、抵抗３１，３２およびキャパシタ３３を含む。ＦＥ
Ｔ３０のゲートはキャパシタ３３を介して接地され、ソ
ースは方向性結合器１のマイクロストリップ導体１ｂの
他方側の端部に接続される。ゲートには抵抗３１を介し
て制御信号ＶCNT が与えられ、ドレインには抵抗３２を
介して一定のドレイン電圧ＶDDが与えられる。
０、抵抗３１，３２およびキャパシタ３３を含む。ＦＥ
Ｔ３０のゲートはキャパシタ３３を介して接地され、ソ
ースは方向性結合器１のマイクロストリップ導体１ｂの
他方側の端部に接続される。ゲートには抵抗３１を介し
て制御信号ＶCNT が与えられ、ドレインには抵抗３２を
介して一定のドレイン電圧ＶDDが与えられる。
【００１９】このように、可変インピーダンス回路２，
３はゲート接地ＦＥＴにより構成される。抵抗２１の抵
抗値は例えば１ＫΩであり、抵抗２２の抵抗値は例えば
２００Ωである。また、抵抗３１の抵抗値は例えば１Ｋ
Ωであり、抵抗３２の抵抗値は例えば２００Ωである。
ドレイン電圧ＶDDは２〜３Ｖ程度であり、制御信号Ｖ
CNT の電圧は−０．３Ｖ程度から−２Ｖ以下の範囲内で
変化させる。可変インピーダンス回路２，３には同じ電
圧の制御信号ＶCNT を与える。
３はゲート接地ＦＥＴにより構成される。抵抗２１の抵
抗値は例えば１ＫΩであり、抵抗２２の抵抗値は例えば
２００Ωである。また、抵抗３１の抵抗値は例えば１Ｋ
Ωであり、抵抗３２の抵抗値は例えば２００Ωである。
ドレイン電圧ＶDDは２〜３Ｖ程度であり、制御信号Ｖ
CNT の電圧は−０．３Ｖ程度から−２Ｖ以下の範囲内で
変化させる。可変インピーダンス回路２，３には同じ電
圧の制御信号ＶCNT を与える。
【００２０】方向性結合器１のマイクロストリップ導体
１ｂの一方側の端部は高周波入力信号ＲＦｉｎを受ける
入力端子Ｉ１に接続され、マイクロストリップ導体１ａ
の他方側の端部は高周波出力信号をＲＦｏｕｔを出力す
る出力端子Ｏ１に接続される。
１ｂの一方側の端部は高周波入力信号ＲＦｉｎを受ける
入力端子Ｉ１に接続され、マイクロストリップ導体１ａ
の他方側の端部は高周波出力信号をＲＦｏｕｔを出力す
る出力端子Ｏ１に接続される。
【００２１】図２は図１の可変減衰器の等価回路図であ
る。図２において方向性結合器１の入出力インピーダン
スＺ0 は標準で５０Ωである。可変インピーダンス回路
２，３のインピーダンスをそれぞれＺとする。この場
合、可変減衰器の伝達特性は次式で表される。
る。図２において方向性結合器１の入出力インピーダン
スＺ0 は標準で５０Ωである。可変インピーダンス回路
２，３のインピーダンスをそれぞれＺとする。この場
合、可変減衰器の伝達特性は次式で表される。
【００２２】 Ｓ21＝２０ｌｏｇ｜Γ｜ ［ｄＢ］ …（１） ここで、Ｓ21はＳパラメータの正方向伝達係数である。
Γは、方向性結合器１から可変インピーダイス回路２へ
の反射係数および方向性結合器１から可変インピーダン
ス回路３への反射係数を表わし、ゲート接地ＦＥＴの場
合は入力側反射係数であり、ドレイン接地ＦＥＴの場合
は出力側反射係数である。反射係数Γは次式により表さ
れる。
Γは、方向性結合器１から可変インピーダイス回路２へ
の反射係数および方向性結合器１から可変インピーダン
ス回路３への反射係数を表わし、ゲート接地ＦＥＴの場
合は入力側反射係数であり、ドレイン接地ＦＥＴの場合
は出力側反射係数である。反射係数Γは次式により表さ
れる。
【００２３】 Γ＝（Ｚ−Ｚ0 ）／（Ｚ＋Ｚ0 ） …（２） ここで、Ｚ0 ＝５０［Ω］である。したがって、Ｚ＝５
０［Ω］のときには、式（２）よりΓ＝０となり、式
（１）よりＳ21＝−∞［ｄＢ］となる。一方、Ｚ＝０
（短絡）およびＺ＝∞（開放）のときには、式（２）よ
りそれぞれΓ＝−１，Γ＝１となり、式（１）よりＳ21
＝０［ｄＢ］となる。
０［Ω］のときには、式（２）よりΓ＝０となり、式
（１）よりＳ21＝−∞［ｄＢ］となる。一方、Ｚ＝０
（短絡）およびＺ＝∞（開放）のときには、式（２）よ
りそれぞれΓ＝−１，Γ＝１となり、式（１）よりＳ21
＝０［ｄＢ］となる。
【００２４】したがって、可変インピーダンス回路２，
３のインピーダンスＺを制御することにより、出力端子
Ｏ１から出力される高周波出力信号ＲＦｏｕｔの値を制
御することができる。
３のインピーダンスＺを制御することにより、出力端子
Ｏ１から出力される高周波出力信号ＲＦｏｕｔの値を制
御することができる。
【００２５】可変インピーダンス回路２，３のインピー
ダンスＺを０または無限大に設定すると、高周波入力信
号ＲＦｉｎが減衰されずに方向性結合器１を通過し、出
力端子Ｏ１から高周波出力信号ＲＦｏｕｔとして出力さ
れる。一方、可変インピーダンス回路２，３のインピー
ダンスＺを５０Ωに設定すると、高周波入力信号ＲＦｉ
ｎが出力端子Ｏ１から出力されない。
ダンスＺを０または無限大に設定すると、高周波入力信
号ＲＦｉｎが減衰されずに方向性結合器１を通過し、出
力端子Ｏ１から高周波出力信号ＲＦｏｕｔとして出力さ
れる。一方、可変インピーダンス回路２，３のインピー
ダンスＺを５０Ωに設定すると、高周波入力信号ＲＦｉ
ｎが出力端子Ｏ１から出力されない。
【００２６】ここで、ゲート接地ＦＥＴ、ドレイン接地
ＦＥＴおよびソース接地ＦＥＴの入力側インピーダンス
および出力側インピーダンスを表１に示す。
ＦＥＴおよびソース接地ＦＥＴの入力側インピーダンス
および出力側インピーダンスを表１に示す。
【００２７】
【表１】
【００２８】表１においてｇｍはＦＥＴの相互コンダク
タンスを表わす。表１に示すように、ゲート接地ＦＥＴ
では入力側が低インピーダンスとなり、出力側が高イン
ピーダンスとなる。ゲート接地ＦＥＴの入力側インピー
ダンスＺｉｎは１／ｇｍにほぼ等しくなる。ドレイン接
地ＦＥＴでは出力側が低インピーダンスとなり、入力側
が高インピーダンスとなる。出力側インピーダンスＺｏ
ｕｔはほぼ１／ｇｍに等しくなる。
タンスを表わす。表１に示すように、ゲート接地ＦＥＴ
では入力側が低インピーダンスとなり、出力側が高イン
ピーダンスとなる。ゲート接地ＦＥＴの入力側インピー
ダンスＺｉｎは１／ｇｍにほぼ等しくなる。ドレイン接
地ＦＥＴでは出力側が低インピーダンスとなり、入力側
が高インピーダンスとなる。出力側インピーダンスＺｏ
ｕｔはほぼ１／ｇｍに等しくなる。
【００２９】このように、ゲート接地ＦＥＴの入力側イ
ンピーダンスＺｉｎの値およびドレイン接地ＦＥＴの出
力側インピーダンスＺｏｕｔの値は周波数依存性が少な
く、相互コンダクタンスｇｍの値で決定される。また、
相互コンダクタンスｇｍを２０ｍＳに設定することによ
り、広い周波数帯域においてインピーダス５０Ωとなる
（アクティブマッチング法）。したがって、ゲート接地
ＦＥＴまたはドレイン接地ＦＥＴを可変インピーダンス
回路２，３として用いる場合には、可変インピーダンス
回路２，３のインピーダンスＺは、ＦＥＴの相互コンダ
クタンスｇｍの値を制御することにより変化させること
ができる。
ンピーダンスＺｉｎの値およびドレイン接地ＦＥＴの出
力側インピーダンスＺｏｕｔの値は周波数依存性が少な
く、相互コンダクタンスｇｍの値で決定される。また、
相互コンダクタンスｇｍを２０ｍＳに設定することによ
り、広い周波数帯域においてインピーダス５０Ωとなる
（アクティブマッチング法）。したがって、ゲート接地
ＦＥＴまたはドレイン接地ＦＥＴを可変インピーダンス
回路２，３として用いる場合には、可変インピーダンス
回路２，３のインピーダンスＺは、ＦＥＴの相互コンダ
クタンスｇｍの値を制御することにより変化させること
ができる。
【００３０】相互コンダクタンスｇｍを２０ｍＳに設定
すると、インピーダンスＺは５０Ωとなり、相互コンダ
クタンスｇｍを０ｍＳに設定すると、インピーダンスＺ
は無限大となる。
すると、インピーダンスＺは５０Ωとなり、相互コンダ
クタンスｇｍを０ｍＳに設定すると、インピーダンスＺ
は無限大となる。
【００３１】図３にＦＥＴにおけるドレイン電圧Ｖｄと
ドレイン電流Ｉｄとの関係を示す。また、図４にＦＥＴ
におけるゲート電圧Ｖｇとドレイン電流Ｉｄおよび相互
コンダクタンスｇｍとの関係を示す。相互コンダクタン
スｇｍはゲート幅が４００μｍの場合のデータである。
ドレイン電流Ｉｄとの関係を示す。また、図４にＦＥＴ
におけるゲート電圧Ｖｇとドレイン電流Ｉｄおよび相互
コンダクタンスｇｍとの関係を示す。相互コンダクタン
スｇｍはゲート幅が４００μｍの場合のデータである。
【００３２】小信号動作の場合には、図５に示すソース
接地ＦＥＴを可変インピーダンス回路として用いること
も可能である。ソース接地ＦＥＴでは、ドレイン電圧は
印加しない。この場合、ＦＥＴのインピーダンスは、図
３のドレイン電流Ｉｄ−ドレイン電圧Ｖｄ特性の傾きで
決まる。この傾きは、ゲート電圧Ｖｇによって変化する
ので、ＦＥＴのインピーダンスを５０Ωに設定するため
には、ゲート電圧Ｖｇをある基準値に設定する必要があ
る。その基準値からのゲート電圧Ｖｇの偏差が大きいほ
ど、インピーダンスの変動が大きくなる。したがって、
大信号動作では線型性が得られない。
接地ＦＥＴを可変インピーダンス回路として用いること
も可能である。ソース接地ＦＥＴでは、ドレイン電圧は
印加しない。この場合、ＦＥＴのインピーダンスは、図
３のドレイン電流Ｉｄ−ドレイン電圧Ｖｄ特性の傾きで
決まる。この傾きは、ゲート電圧Ｖｇによって変化する
ので、ＦＥＴのインピーダンスを５０Ωに設定するため
には、ゲート電圧Ｖｇをある基準値に設定する必要があ
る。その基準値からのゲート電圧Ｖｇの偏差が大きいほ
ど、インピーダンスの変動が大きくなる。したがって、
大信号動作では線型性が得られない。
【００３３】一方、ゲート接地ＦＥＴおよびドレインＦ
ＥＴでは、ドレイン電圧を印加して動作状態でＦＥＴを
使用するため、ゲート電圧Ｖｇに対して相互コンダクタ
ンスｇｍの値が平坦な領域があれば、線型性が高くな
り、大信号動作が可能となる。図４においては、ゲート
電圧Ｖｇが−１．０〜０．５Ｖの範囲で相互コンダクタ
ンスｇｍが一定となり、ゲート電圧Ｖｇのマージンが
１．５Ｖとなる。これにより、ゲート接地ＦＥＴおよび
ドレイン接地ＦＥＴでは、ソース接地ＦＥＴよりも線型
性が大幅に向上する。
ＥＴでは、ドレイン電圧を印加して動作状態でＦＥＴを
使用するため、ゲート電圧Ｖｇに対して相互コンダクタ
ンスｇｍの値が平坦な領域があれば、線型性が高くな
り、大信号動作が可能となる。図４においては、ゲート
電圧Ｖｇが−１．０〜０．５Ｖの範囲で相互コンダクタ
ンスｇｍが一定となり、ゲート電圧Ｖｇのマージンが
１．５Ｖとなる。これにより、ゲート接地ＦＥＴおよび
ドレイン接地ＦＥＴでは、ソース接地ＦＥＴよりも線型
性が大幅に向上する。
【００３４】なお、図４の相互コンダクタンスｇｍはゲ
ート幅が４００μｍの場合のデータであるので、相互コ
ンダクタンスｇｍを２０ｍＳとするためには、ＦＥＴの
ゲート幅を９０μｍ程度に設定する。
ート幅が４００μｍの場合のデータであるので、相互コ
ンダクタンスｇｍを２０ｍＳとするためには、ＦＥＴの
ゲート幅を９０μｍ程度に設定する。
【００３５】この場合、ゲート電圧Ｖｇを−０．３Ｖ程
度に設定すると、相互コンダクタンスｇｍが２０ｍＳと
なり、可変インピーダンス回路２，３のインピーダンス
Ｚが５０［Ω］となる。また、ゲート電圧Ｖｇを−２Ｖ
以下に設定すると、相互コンダクタンスｇｍが０ｍＳと
なり、可変インピーダンス回路２，３のインピーダンス
Ｚは無限大となる。
度に設定すると、相互コンダクタンスｇｍが２０ｍＳと
なり、可変インピーダンス回路２，３のインピーダンス
Ｚが５０［Ω］となる。また、ゲート電圧Ｖｇを−２Ｖ
以下に設定すると、相互コンダクタンスｇｍが０ｍＳと
なり、可変インピーダンス回路２，３のインピーダンス
Ｚは無限大となる。
【００３６】以上の説明から、図１の可変減衰器では、
制御信号ＶCNT の電圧を−０．３Ｖ程度に設定すると、
ＦＥＴ２０，３０の相互コンダクタンスｇｍが２０ｍＳ
となり、インピーダンスＺが５０Ωとなる。それによ
り、式（１），（２）からＳ21＝−∞［ｄＢ］となり、
高周波入力信号ＲＦｉｎが出力端子Ｏ１から出力されな
い。この状態をオフ状態と呼ぶ。
制御信号ＶCNT の電圧を−０．３Ｖ程度に設定すると、
ＦＥＴ２０，３０の相互コンダクタンスｇｍが２０ｍＳ
となり、インピーダンスＺが５０Ωとなる。それによ
り、式（１），（２）からＳ21＝−∞［ｄＢ］となり、
高周波入力信号ＲＦｉｎが出力端子Ｏ１から出力されな
い。この状態をオフ状態と呼ぶ。
【００３７】一方、制御信号ＶCNT の電圧を−２Ｖ以下
に設定すると、ＦＥＴ２０，３０の相互コンダクタンス
ｇｍが０ｍＳとなり、インピーダンスＺは無限大とな
る。それにより、式（１），（２）からＳ21＝０［ｄ
Ｂ］となり、高周波入力信号ＲＦｉｎが減衰されずに方
向性結合器１を通過し、出力端子Ｏ１から出力される。
この状態をオン状態と呼ぶ。
に設定すると、ＦＥＴ２０，３０の相互コンダクタンス
ｇｍが０ｍＳとなり、インピーダンスＺは無限大とな
る。それにより、式（１），（２）からＳ21＝０［ｄ
Ｂ］となり、高周波入力信号ＲＦｉｎが減衰されずに方
向性結合器１を通過し、出力端子Ｏ１から出力される。
この状態をオン状態と呼ぶ。
【００３８】また、ＦＥＴ２０，３０の相互コンダクタ
ンスｇｍが０ｍＳと２０ｍＳとの間になるように制御信
号ＶCNT の電圧を設定すると、可変減衰器の減衰量を連
続的に変化させることができる。
ンスｇｍが０ｍＳと２０ｍＳとの間になるように制御信
号ＶCNT の電圧を設定すると、可変減衰器の減衰量を連
続的に変化させることができる。
【００３９】図６は本発明の第２の実施例における反射
型可変減衰器の構成を示す回路図である。図６の可変減
衰器が図１の可変減衰器と異なるのは、ゲート接地ＦＥ
Ｔからなる可変インピーダンス回路２，３の代わりにド
レイン接地ＦＥＴからなる可変インピーダンス回路２
ａ，３ａを設けた点である。
型可変減衰器の構成を示す回路図である。図６の可変減
衰器が図１の可変減衰器と異なるのは、ゲート接地ＦＥ
Ｔからなる可変インピーダンス回路２，３の代わりにド
レイン接地ＦＥＴからなる可変インピーダンス回路２
ａ，３ａを設けた点である。
【００４０】可変インピーダンス回路２ａは、ＦＥＴ２
５、抵抗２６，２７およびキャパシタ２８を含む。ＦＥ
Ｔ２５のソースは方向性結合器１のマイクロストリップ
導体１ａの一方側の端部に接続されている。ドレインは
キャパシタ２８を介して高周波的に接地されている。ド
レインには抵抗２７を介して一定のドレイン電圧ＶDDが
与えられ、ゲートには抵抗２６を介して制御信号ＶCNT
が与えられる。
５、抵抗２６，２７およびキャパシタ２８を含む。ＦＥ
Ｔ２５のソースは方向性結合器１のマイクロストリップ
導体１ａの一方側の端部に接続されている。ドレインは
キャパシタ２８を介して高周波的に接地されている。ド
レインには抵抗２７を介して一定のドレイン電圧ＶDDが
与えられ、ゲートには抵抗２６を介して制御信号ＶCNT
が与えられる。
【００４１】可変インピーダンス回路３ａは、ＦＥＴ３
５、抵抗３６，３７およびキャパシタ３８を含む。ＦＥ
Ｔ３５のソースは方向性結合器１のマイクロストリップ
導体１ｂの他方側の端部に接続されている。ドレインは
キャパシタ３８を介して高周波的に接地されている。ド
レインには抵抗３７を介して一定のドレイン電圧ＶDDが
与えられ、ゲートには抵抗２３を介して制御信号ＶCNT
が与えられる。
５、抵抗３６，３７およびキャパシタ３８を含む。ＦＥ
Ｔ３５のソースは方向性結合器１のマイクロストリップ
導体１ｂの他方側の端部に接続されている。ドレインは
キャパシタ３８を介して高周波的に接地されている。ド
レインには抵抗３７を介して一定のドレイン電圧ＶDDが
与えられ、ゲートには抵抗２３を介して制御信号ＶCNT
が与えられる。
【００４２】抵抗２６の抵抗値は例えば１ＫΩであり、
抵抗２７の抵抗値は例えば２００Ωである。また、抵抗
３６の抵抗値は例えば１ＫΩであり、抵抗３７の抵抗値
は例えば２００Ωである。ドレイン電圧ＶDDは２〜３Ｖ
程度であり、制御信号ＶCNTの電圧は−０．３Ｖ程度か
ら−２Ｖ以下の範囲内で変化させる。可変インピーダン
ス回路２ａ，３ａには同じ電圧の制御信号ＶCNT を与え
る。
抵抗２７の抵抗値は例えば２００Ωである。また、抵抗
３６の抵抗値は例えば１ＫΩであり、抵抗３７の抵抗値
は例えば２００Ωである。ドレイン電圧ＶDDは２〜３Ｖ
程度であり、制御信号ＶCNTの電圧は−０．３Ｖ程度か
ら−２Ｖ以下の範囲内で変化させる。可変インピーダン
ス回路２ａ，３ａには同じ電圧の制御信号ＶCNT を与え
る。
【００４３】図６の可変減衰器においても、図１の可変
減衰器と同様に、制御信号ＶCNT の電圧を制御すること
により、ＦＥＴ２５，３５の相互コンダクタンスｇｍを
変化させてインピーダンスＺを変化させることができ
る。それにより、式（１），（２）からＳ21を−∞［ｄ
Ｂ］から０［ｄＢ］まで連続的に変化させることができ
る。
減衰器と同様に、制御信号ＶCNT の電圧を制御すること
により、ＦＥＴ２５，３５の相互コンダクタンスｇｍを
変化させてインピーダンスＺを変化させることができ
る。それにより、式（１），（２）からＳ21を−∞［ｄ
Ｂ］から０［ｄＢ］まで連続的に変化させることができ
る。
【００４４】第１および第２の実施例の可変減衰器で
は、可変インピーダンス回路がゲート接地ＦＥＴまたは
ドレイン接地ＦＥＴにより構成されるので、線型性が高
くなる。したがって、大きい電力振幅の高周波信号を入
力することができる。また、可変インピーダンス回路の
インピーダンスＺが周波数にほとんど依存しないので、
広帯域動作が可能となる。
は、可変インピーダンス回路がゲート接地ＦＥＴまたは
ドレイン接地ＦＥＴにより構成されるので、線型性が高
くなる。したがって、大きい電力振幅の高周波信号を入
力することができる。また、可変インピーダンス回路の
インピーダンスＺが周波数にほとんど依存しないので、
広帯域動作が可能となる。
【００４５】また、第１および第２の実施例の可変減衰
器は、マイクロストリップ導体１ａ，１ｂからなる方向
性結合器１およびＦＥＴ２０，３０からなる可変インピ
ーダンス回路２，３により構成されるので、ＭＭＩＣ化
も容易である。
器は、マイクロストリップ導体１ａ，１ｂからなる方向
性結合器１およびＦＥＴ２０，３０からなる可変インピ
ーダンス回路２，３により構成されるので、ＭＭＩＣ化
も容易である。
【００４６】図７（ａ）は第１または第２の実施例の可
変減衰器を用いたＢＰＳＫ（Bi-Phase-Shift Keying ）
変調器（０／π変調器）の構成を示す図であり、図７
（ｂ）は図７（ａ）のＢＰＳＫ変調器の高周波出力信号
のベクトル図である。
変減衰器を用いたＢＰＳＫ（Bi-Phase-Shift Keying ）
変調器（０／π変調器）の構成を示す図であり、図７
（ｂ）は図７（ａ）のＢＰＳＫ変調器の高周波出力信号
のベクトル図である。
【００４７】図７（ａ）のＢＰＳＫ変調器は、図１また
は図６の構成を有する可変減衰器１００ａ，１００ｂ、
０°ハイブリッド（電力分配・合成器）１１０および１
８０°ハイブリッド１２０を含む。
は図６の構成を有する可変減衰器１００ａ，１００ｂ、
０°ハイブリッド（電力分配・合成器）１１０および１
８０°ハイブリッド１２０を含む。
【００４８】０°ハイブリッド１１０に高周波入力信号
ＲＦｉｎを入力すると、可変減衰器１００ａ，１００ｂ
に同位相の信号がそれぞれ与えられる。可変減衰器１０
０ａ，１００ｂを交互にオン・オフさせることにより、
１８０°ハイブリッド１２０から図７（ｂ）に示すよう
に１８０°位相の異なった高周波出力信号ＲＦｏｕｔを
交互に取り出すことができる。なお、可変減衰器１００
ａ，１００ｂの減衰量を連続的に変化させた場合には平
衡変調器と働く。
ＲＦｉｎを入力すると、可変減衰器１００ａ，１００ｂ
に同位相の信号がそれぞれ与えられる。可変減衰器１０
０ａ，１００ｂを交互にオン・オフさせることにより、
１８０°ハイブリッド１２０から図７（ｂ）に示すよう
に１８０°位相の異なった高周波出力信号ＲＦｏｕｔを
交互に取り出すことができる。なお、可変減衰器１００
ａ，１００ｂの減衰量を連続的に変化させた場合には平
衡変調器と働く。
【００４９】図８（ａ）は図７のＢＰＳＫ変調器を用い
たＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying ）変調器
の構成を示す図であり、図８（ｂ）は図８（ａ）のＱＰ
ＳＫ変調器の高周波出力信号のベクトル図である。
たＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying ）変調器
の構成を示す図であり、図８（ｂ）は図８（ａ）のＱＰ
ＳＫ変調器の高周波出力信号のベクトル図である。
【００５０】図８（ａ）のＱＰＳＫ変調器は、図７
（ａ）の構成を有する２つのＢＰＳＫ変調器２００ａ，
２００ｂ、０°ハイブリッド２１０および９０°ハイブ
リッド２２０を含む。すなわち、このＱＰＳＫ変調器は
図１または図６の構成を有する４個の可変減衰器を用い
て構成される。
（ａ）の構成を有する２つのＢＰＳＫ変調器２００ａ，
２００ｂ、０°ハイブリッド２１０および９０°ハイブ
リッド２２０を含む。すなわち、このＱＰＳＫ変調器は
図１または図６の構成を有する４個の可変減衰器を用い
て構成される。
【００５１】０°ハイブリッド２１０に高周波入力信号
ＲＦｉｎを入力すると、ＢＰＳＫ変調器２００ａ，２０
０ｂに同位相の信号がそれぞれ与えられる。各ＢＰＳＫ
変調器２００ａ，２００ｂからは１８０°位相の異なる
信号が出力されるので、９０°ハイブリッド１２０から
図８（ｂ）に示すように９０°ずつ位相の異なる高周波
出力信号ＲＦｏｕｔを取り出すことができる。
ＲＦｉｎを入力すると、ＢＰＳＫ変調器２００ａ，２０
０ｂに同位相の信号がそれぞれ与えられる。各ＢＰＳＫ
変調器２００ａ，２００ｂからは１８０°位相の異なる
信号が出力されるので、９０°ハイブリッド１２０から
図８（ｂ）に示すように９０°ずつ位相の異なる高周波
出力信号ＲＦｏｕｔを取り出すことができる。
【００５２】なお、ＢＰＳＫ変調器２００ａ，２００ｂ
の可変減衰器の減衰量を連続的に変化させると、ガウス
平面上のあらゆる座標を指定することができ、アナログ
無限移相器として働く。
の可変減衰器の減衰量を連続的に変化させると、ガウス
平面上のあらゆる座標を指定することができ、アナログ
無限移相器として働く。
【００５３】図９（ａ）は図８のＱＰＳＫ変調器を用い
た１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）変
調器の構成の一例を示す図であり、図９（ｂ），
（ｃ），（ｄ）は図９（ａ）の１６ＱＡＭ変調器の各部
の信号のベクトル図である。
た１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）変
調器の構成の一例を示す図であり、図９（ｂ），
（ｃ），（ｄ）は図９（ａ）の１６ＱＡＭ変調器の各部
の信号のベクトル図である。
【００５４】図９（ａ）の１６ＱＡＭ変調器は、図８の
構成を有する２つのＱＰＳＫ変調器３００ａ，３００
ｂ、図１または図６の構成を有する可変減衰器１００お
よび０°ハイブリッド３１０，３２０を含む。すなわ
ち、この１６ＱＡＭ変調器は図１または図６の構成を有
する９個の可変減衰器を用いて構成される。
構成を有する２つのＱＰＳＫ変調器３００ａ，３００
ｂ、図１または図６の構成を有する可変減衰器１００お
よび０°ハイブリッド３１０，３２０を含む。すなわ
ち、この１６ＱＡＭ変調器は図１または図６の構成を有
する９個の可変減衰器を用いて構成される。
【００５５】０°ハイブリッド３１０に高周波入力信号
ＲＦｉｎを入力すると、ＱＰＳＫ変調器３００ａ，３０
０ｂに同位相の信号が与えられる。ＱＰＳＫ変調器３０
０ａからは９（ｂ）に示すように９０°ずつ位相の異な
る４つの信号を取り出すことができる。また、可変減衰
器１００からは図９（ｃ）に示すように９０°ずつ位相
が異なり振幅が減衰された４つの信号を取り出すことが
できる。それにより、０°ハイブリッド３２０からは図
９（ｄ）に示すようにガウス平面上で１６箇所の位置を
取り得る１６個の高周波出力信号ＲＦｏｕｔを取り出す
ことができる。このように、振幅変調および位相変調が
混在する高機能回路が実現される。図１０は図８のＱＰ
ＳＫ変調器を用いた１６ＱＡＭ変調器の構成の他の例を
示す図である。
ＲＦｉｎを入力すると、ＱＰＳＫ変調器３００ａ，３０
０ｂに同位相の信号が与えられる。ＱＰＳＫ変調器３０
０ａからは９（ｂ）に示すように９０°ずつ位相の異な
る４つの信号を取り出すことができる。また、可変減衰
器１００からは図９（ｃ）に示すように９０°ずつ位相
が異なり振幅が減衰された４つの信号を取り出すことが
できる。それにより、０°ハイブリッド３２０からは図
９（ｄ）に示すようにガウス平面上で１６箇所の位置を
取り得る１６個の高周波出力信号ＲＦｏｕｔを取り出す
ことができる。このように、振幅変調および位相変調が
混在する高機能回路が実現される。図１０は図８のＱＰ
ＳＫ変調器を用いた１６ＱＡＭ変調器の構成の他の例を
示す図である。
【００５６】図１０の１６ＱＡＭ変調器は、図８の構成
を有する２つのＱＰＳＫ変調器３００ａ，３００ｂ、９
０°ハイブリッド３３０および０°ハイブリッド３４０
を含む。図１０の１６ＱＡＭ変調器も図９の１６ＱＡＭ
変調器と同様に、ガウス平面上で１６箇所の位置を取り
得る１６個の高周波出力信号ＲＦｏｕｔを取り出すこと
ができる。
を有する２つのＱＰＳＫ変調器３００ａ，３００ｂ、９
０°ハイブリッド３３０および０°ハイブリッド３４０
を含む。図１０の１６ＱＡＭ変調器も図９の１６ＱＡＭ
変調器と同様に、ガウス平面上で１６箇所の位置を取り
得る１６個の高周波出力信号ＲＦｏｕｔを取り出すこと
ができる。
【００５７】図１１（ａ），（ｂ）は上記実施例の可変
減衰器を用いた位相変調器を含む送信システムの構成例
を示す図である。図１１（ａ）の送信モジュール４２ａ
では、発振器４１から発生された信号が位相変調器４３
により変調された後、低雑音増幅器４４および電力増幅
器４５により増幅されて出力される。
減衰器を用いた位相変調器を含む送信システムの構成例
を示す図である。図１１（ａ）の送信モジュール４２ａ
では、発振器４１から発生された信号が位相変調器４３
により変調された後、低雑音増幅器４４および電力増幅
器４５により増幅されて出力される。
【００５８】図１１（ｂ）の送信モジュール４２ｂで
は、発振器４１から発生された信号が低雑音増幅器４４
で増幅された後、位相変調器４３により変調され、電力
増幅器４５により増幅されて出力される。
は、発振器４１から発生された信号が低雑音増幅器４４
で増幅された後、位相変調器４３により変調され、電力
増幅器４５により増幅されて出力される。
【００５９】図１１（ｂ）の送信システムは、図１１
（ａ）の送信システムに比べて高いＳ／Ｎ比を有する。
位相変調器４３を上記実施例の可変減衰器で構成するこ
とにより大きな電力振幅の高周波信号を入力することが
可能となるので、図１１（ｂ）の送信システムを実現す
ることができる。それにより、Ｓ／Ｎ比が高く、広帯域
動作が可能な送信システムをＭＭＩＣ化することができ
る。
（ａ）の送信システムに比べて高いＳ／Ｎ比を有する。
位相変調器４３を上記実施例の可変減衰器で構成するこ
とにより大きな電力振幅の高周波信号を入力することが
可能となるので、図１１（ｂ）の送信システムを実現す
ることができる。それにより、Ｓ／Ｎ比が高く、広帯域
動作が可能な送信システムをＭＭＩＣ化することができ
る。
【００６０】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、対向する
２つの導体からなる方向性結合器および電界効果トラン
ジスタからなる第１および第２の可変インピーダンス手
段を用いることにより、線型利得および周波数特性が改
善され、かつＭＭＩＣ化が容易な可変減衰器が得られ
る。
２つの導体からなる方向性結合器および電界効果トラン
ジスタからなる第１および第２の可変インピーダンス手
段を用いることにより、線型利得および周波数特性が改
善され、かつＭＭＩＣ化が容易な可変減衰器が得られ
る。
【図１】本発明の第１の実施例における反射型可変減衰
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【図２】図１の可変減衰器の等価回路図である。
【図３】ＦＥＴにおけるドレイン電圧とドレイン電流と
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図４】ＦＥＴにおけるゲート電圧とドレイン電流およ
び相互コンダクタンスとの関係を示す図である。
び相互コンダクタンスとの関係を示す図である。
【図５】ソース接地ＦＥＴを示す図である。
【図６】本発明の第２の実施例における反射型可変減衰
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【図７】図１または図６の可変減衰器を用いたＢＰＳＫ
変調器の構成を示す図および高周波出力信号のベクトル
図である。
変調器の構成を示す図および高周波出力信号のベクトル
図である。
【図８】図７のＢＰＳＫ変調器を用いたＱＰＳＫ変調器
の構成を示す図および高周波出力信号のベクトル図であ
る。
の構成を示す図および高周波出力信号のベクトル図であ
る。
【図９】図８のＱＰＳＫ変調器を用いた１６ＱＡＭ変調
器の構成の一例を示す図および各部の信号のベクトル図
である。
器の構成の一例を示す図および各部の信号のベクトル図
である。
【図１０】図８のＱＰＳＫ変調器を用いた１６ＱＡＭ変
調器の構成の他の例を示す図である。
調器の構成の他の例を示す図である。
【図１１】図１または図６の可変減衰器を用いた位相変
調器を含む送信システムの構成例を示す図である。
調器を含む送信システムの構成例を示す図である。
【図１２】送信システムの構成例を示す図である。
１ 方向性結合器 １ａ，１ｂ マイクロストリップ導体 ２，３，２ａ，３ａ 可変インピーダンス回路 ２０，２５，３０，３５ ＭＥＳ−ＦＥＴ Ｉ１ 入力端子 Ｏ１ 出力端子
Claims (3)
- 【請求項１】 電磁的に結合した第１および第２の導体
からなる方向性結合器と、第１の電界効果トランジスタ
からなる第１の可変インピーダンス手段と、第２の電界
効果トランジスタからなる第２の可変インピーダンス手
段とを備え、前記第１の導体の一方側の端部に前記第１
の可変インピーダンス手段が接続され、前記第２の導体
の他方側の端部に前記第２の可変インピーダンス手段が
接続され、前記第２の導体の前記一方側の端部に高周波
入力信号が与えられ、前記第１の導体の前記他方側の端
部から高周波出力信号が導出されることを特徴とする可
変減衰器。 - 【請求項２】 前記第１の電界効果トランジスタはゲー
ト接地されたショットキゲート型電界効果トランジスタ
からなり、前記第２の電界効果トランジスタはゲート接
地されたショットキゲート型電界効果トランジスタから
なることを特徴とする請求項１記載の可変減衰器。 - 【請求項３】 前記第１の電界効果トランジスタはドレ
イン接地されたショットキゲート型電界効果トランジス
タからなり、前記第２の電界効果トランジスタはドレイ
ン接地されたショットキゲート型電界効果トランジスタ
からなることを特徴とする請求項１記載の可変減衰器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7124643A JPH08321704A (ja) | 1995-05-24 | 1995-05-24 | 可変減衰器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7124643A JPH08321704A (ja) | 1995-05-24 | 1995-05-24 | 可変減衰器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08321704A true JPH08321704A (ja) | 1996-12-03 |
Family
ID=14890488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7124643A Pending JPH08321704A (ja) | 1995-05-24 | 1995-05-24 | 可変減衰器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08321704A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013531409A (ja) * | 2010-05-10 | 2013-08-01 | ヴァレオ・シャルター・ウント・ゼンゾーレン・ゲーエムベーハー | 乗り物用の運転者支援装置、乗り物、およびレーダ機器の操作方法 |
| JP2019216385A (ja) * | 2018-06-14 | 2019-12-19 | 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 | 可変減衰器 |
-
1995
- 1995-05-24 JP JP7124643A patent/JPH08321704A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013531409A (ja) * | 2010-05-10 | 2013-08-01 | ヴァレオ・シャルター・ウント・ゼンゾーレン・ゲーエムベーハー | 乗り物用の運転者支援装置、乗り物、およびレーダ機器の操作方法 |
| US9136571B2 (en) | 2010-05-10 | 2015-09-15 | Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh | Driver assistance device for a vehicle, vehicle and method for operating a radar apparatus |
| JP2019216385A (ja) * | 2018-06-14 | 2019-12-19 | 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 | 可変減衰器 |
| CN110611495A (zh) * | 2018-06-14 | 2019-12-24 | 住友电工光电子器件创新株式会社 | 可变衰减器 |
| US11283145B2 (en) | 2018-06-14 | 2022-03-22 | Sumitomo Electric Device Innovations, Inc. | Variable attenuator |
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