JPH08289536A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直流出力電圧が略一定でノイズがなく、発熱
も少なく小型で信頼性の高い電源装置を安価に提供す
る。 【構成】 整流回路１により交流入力電圧がを全波整流
した後、スイッチング素子２を介してコンデンサＣに電
流ｉを流して充電し、負荷ＲL に印加する直流出力電圧
Ｖout を得る。そのスイツチング素子２を制御回路３に
よって、整流電圧Ｖinの各半波波形の前半部の所定期間
にのみＯＮとなるとなるように制御する。このようにす
ると、コンデンサＣに流入する電流のピーク値を比較的
低くすることができ、コンデンサの破壊や発熱を防ぎ、
小型のものが使用できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ＶＴＲ等の電子機器
に用いて好適な交流電圧を一定の直流電圧に変換する電
源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流電圧によって動作する各種電子機器
には、一般に商用の交流電源からの交流電圧を一定の直
流電圧に変換する電源装置を備えている。このような交
流電圧を一定の直流電圧に変換する従来の電源装置を、
図６にタイプ別に例示する。（ａ）はサイリスタ型，
（ｂ）はドロッパ型，（ｃ）はスイッチング型の電源装
置である。

【０００３】（ａ）のサイリスタ型は、交流入力電圧を
制御回路１０によって導通位相角が制御されるサイリス
タＳＣＲを通して、整流すると共に実効電圧を所要の値
にした出力電圧Ｖo を負荷ＲL に印加するように構成さ
れている。制御回路１０は、交流入力電圧と出力電圧Ｖ
o とに応じてサイリスタＳＣＲをＯＮにする位相角を制
御する。このサイリスタは交流入力電圧のゼロクロス点
でＯＦＦになる。このタイプのものは、発熱が少なく、
小型で省スペースとなる等の利点がある。

【０００４】（ｂ）のドロッパ型は、交流入力電圧をダ
イオードＤ及びコンデンサＣ11で整流・平滑した後、ト
ランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間を通して電圧降
下を調整した出力電圧Ｖo を負荷ＲL に印加するように
構成されている。制御回路１１は、出力電圧Ｖo に応じ
てトランジスタＴＲのコレクタ・エミッタ間の導通度を
制御することにより一定の出力電圧Ｖo を得るようにし
ている。このタイプのものは、構成素子数が少なく安価
に実現できると共に、出力電圧にノイズがな少く、一定
の出力電圧を高精度に得ることができる利点を有してい
る。

【０００５】（ｃ）のスイッチング型は、交流入力電圧
をダイオードＤ及びコンデンサＣ11で整流・平滑した
後、制御回路１２によってＯＮ／ＯＦＦ制御されるトラ
ンジスタＴＲ′によりスイッチングし、そのスイッチン
グ出力をチョークコイルＬ及びコンデンサＣ12により平
滑して得た出力電圧Vo を負荷ＲLに印加するように構成
されている。制御回路１２は、出力電圧Ｖo に応じてト
ランジスタＴＲ′のＯＮ／ＯＦＦを制御することにより
出力電圧Ｖo を一定に保つようにしている。このタイプ
は、チョークコイルに小型のものを用いることができる
と共に、発熱が少ない等の利点がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６の
（ａ）に示したサイリスタ型の電源装置は、出力電圧が
脈流であり、また出力電圧にノイズが多く、さらに使用
素子が高価であるという欠点を有している。また（ｂ）
に示したドロッパ型のものは、発熱が大きいと共に装置
が大型になる等の欠点がある。さらに（ｃ）に示したス
イッチング型のものは、出力電圧にノイズが出やすく、
またコンデンサＣ11，Ｃ12の寿命が短いので信頼性に乏
しく、且つ使用素子数が多く高価なものになるという欠
点がある。この発明は上述のような実情に鑑みて成され
たものであり、直流出力電圧が略一定でノイズがなく、
発熱も少なく小型で信頼性の高い電源装置を安価に提供
することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明による電源装置
は上記の目的を達成するため、交流入力電圧を全波整流
して同極性の半波波形が連続する整流電圧を出力する整
流回路と、その整流電圧をスイッチングして出力するス
イッチング素子と、そのスイッチング素子が上記整流電
圧の各半波波形の前半部における所定期間でのみ導通す
るように、スイッチング素子を制御する制御回路と、そ
のスイッチング素子でスイッチングされた電圧を平滑し
て負荷への出力電圧を得るコンデンサとを備えたもので
ある。上記制御回路は、上記出力電圧をフィードバック
して該電圧に応じてスイッチング素子の導通期間を変化
させる手段を有するとよい。

【０００８】

【作用】この発明による電源装置は、整流回路により交
流入力電圧を全波整流し、その整流電圧の各半波波形の
前半部の所定期間でのみスイッチング素子がＯＮになっ
て、平滑用のコンデンサに充電電流を流し、このコンデ
ンサの端子電圧を負荷に印加する出力電圧とする。この
出力電圧にはリップル分を含むが、平滑用のコンデンサ
の容量をある程度大きくすれば、このリップル分を小さ
くした直流の出力電流を得ることができる。また、コン
デンサに流入する電流のピーク値は比較的低いので、コ
ンデンサを破壊する恐れはなく、発熱も少ない。

【０００９】また、出力電圧を制御回路にフィードバッ
クし、このフィードバックされた電圧に応じてスイッチ
ング素子のＯＮ期間を制御することにより、出力電圧を
安定した電圧に保持することができる。

【００１０】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して具
体的に説明する。図１はこの発明による電源装置の基本
的な回路構成を示す。この図１において、１は交流入力
電圧ＡＣを全波整流する整流回路、２はその整流電圧Ｖ
inの出力回路をスイッチングするスイッチング素子、３
はスイッチング素子２のＯＮ／ＯＦＦを入力電圧Ｖinと
出力電圧Ｖout とに応じて制御する制御回路、Ｃはスイ
ッチングされた電圧を平滑するコンデンサ、ＲL はその
平滑された出力電圧Ｖoutが印加される負荷抵抗であ
り、これに負荷電流Ｉが流れる。

【００１１】次に、このように構成した電源装置の動作
について図２のタイミングチャートを用いて説明する。
図２の（ａ）に示す交流入力電圧ＡＣは、整流回路１で
全波整流されて（ｂ)に示すような正弦波形の正側の半
波波形が連続する整流電圧となる。

【００１２】この電圧Ｖinの出力回路はスイッチング素
子２によってスイッチングされるが、その際、整流電圧
Ｖinの各半波波形の前半部における所定期間Ａの部分で
のみスイッチング素子２がＯＮとなるように、制御回路
３に制御される。その結果、スイッチング素子２がＯＮ
の期間Ａの間に図２の（ｃ）に示すような三角波パルス
状の電流ｉがコンデンサＣに流れてそれを充電する。

【００１３】コンデンサＣは負荷抵抗ＲL の大きさに応
じて放電電流（出力電流）Ｉを負荷抵抗ＲL に流す。従
って、このときの出力電圧Ｖout は、（入力電流ｉ−出
力電流Ｉ）の積分値となる。このとき、出力電圧Ｖout
には図２の（ｄ）に示すようにリップル成分ΔＶが含ま
れるが、このΔＶは、コンデンサＣの容量をＣ、スイッ
チング素子がＯＮになる周期（交流入力電圧の半周期に
略等しい）をΔｔとすると、次式により求められる。

【００１４】ΔＶ＝（１／Ｃ）Ｉ・Δｔ すなわち、このリップル成分ΔＶは交流入力電圧ＡＣの
周期に比例し、かつコンデンサＣの容量に反比例する。
したがって、交流入力電圧ＡＣの商用周波数が５０〜６
０Ｈｚで出力電流Ｉが１Ａ程度の場合、コンデンサＣの
容量は数１０００μＦ程度で、ΔＶを比較的小さく抑え
ることができる。

【００１５】図３は図１の基本回路を具体化したこの発
明の実施例の回路構成を示す。この図３において、４は
交流入力電圧ＡＣを得るための交流電源で、５０／６０
Ｈｚ，１００〜２４０Ｖの商用電源が用いられる。５は
交流入力電圧ＡＣを降圧するトランス、６は降圧された
交流電圧をヒューズＦを介して入力して全波整流し、整
流電圧Ｖinを出力するダイオードブリッジで、図１の整
流回路１に相当する。ＴＲ1 は図１のスイッチング素子
２に相当するトランジスタ、Ｃ1 はスイッチングされた
電圧を平滑するコンデンサ、ＲL は負荷抵抗である。

【００１６】ＴＲ2 は、抵抗Ｒ1〜Ｒ4，コンデンサＣ2
，ダイオードＤ1 及び基準電源７と共に制御回路３を
構成するトランジスタであり、Ｒ1 は整流電圧Ｖinによ
ってトランジスタＴＲ1 のベース電圧とトランジスタＴ
Ｒ2 のコレクタ電圧を与える抵抗、Ｒ2，Ｒ3はトランジ
スタＴＲ2 にベース電圧を与える抵抗、Ｒ4 は出力電圧
Ｖout をトランジスタＴＲ2 のベースにフィードバック
するための抵抗、Ｄ1 はトランジスタＴＲ1 のベース電
流の方向を規制するダイオードである。Ｃ2 はノイズ吸
収用のコンデンサ、７はトランジスタＴＲ2 のエミッタ
に基準電圧ＶREFを与える基準電源である。

【００１７】次に、この実施例の動作について図４を用
いて説明する。図４の（ａ）乃至（ｅ）は、図３におけ
る交流入力電圧ＡＣ，整流電圧Ｖin，コンデンサＣ1 に
流れる電流ｉ，出力電圧Ｖout ，負荷電流Ｉの各波形を
示す。

【００１８】交流電源４から得られる図４の（ａ）に示
す交流入力電圧ＡＣは、トランス５で１０〜２０Ｖに降
圧された後、ダイオードブリッジ６で全波整流されて
（ｂ）に示すように正の半波波形が連続する整流電圧Ｖ
inとなる。この電圧ＶinはトランジスタＴＲ2 のコレク
タに印加されると共に、抵抗Ｒ1 及びダイオードＤ1 を
介してベース電圧をも与える。また、トランジスタＴＲ
2 にコレクタ電圧と、抵抗Ｒ2，Ｒ3によって分圧されて
ベース電圧をそれぞれ与える。

【００１９】トランジスタＴＲ2 は、エミッタに基準電
圧ＶREF が加えられているため、ベース電圧がＶREF ＋
ＶBE（ベース・エミッタ間電圧）を越えるまではＯＦＦ
になっており、整流電圧Ｖinが立ち上がって、トランジ
スタＴＲ1 にコレクタ電圧が印加され、そのベースにも
所要の順バイアス電圧が与えられると、このトランジス
タＴＲ1 がＯＮになる（図４に破線ａで示す時点）。そ
れによって、このトランジスタＴＲ1 のコレクタ・エミ
ッタ間を通して図４の（ｃ）に示すようにコンデンサＣ
1 に電流（充電電流）ｉが流れ始め、このコンデンサＣ
1 の端子電圧である出力電圧Ｖout が（ｄ）に示すよう
に上昇する。

【００２０】そして、整流電圧Ｖinがさらに上昇して半
波波形のピークに達する前に、その抵抗Ｒ2，Ｒ3による
分圧電圧すなわちトランジスタＴＲ2 のベース電圧がＶ
REF＋ＶBEを越え、このトランジスタＴＲ2 がＯＮにな
る。そうすると、抵抗Ｒ1 に電流が流れ、トランジスタ
ＴＲ1 のベース電圧が低下してこのトランジスタＴＲ1
がＯＦＦになる（図４に破線ｂで示す時点）。

【００２１】この時、トランス５に誘導電圧が発生し、
この誘導電圧はダイオードブリッジ６を介して整流電圧
Ｖinに図４の（ｂ）にパルスｖｐで示すように現われ、
整流電圧Ｖinがはね上る。それによってトランジスタＴ
Ｒ2 のベース電圧がさらに上がり、トランジスタＴＲ2
のＯＮ状態はさらに深くなり、それによりトランジスタ
ＴＲ1 のＯＦＦ状態もより深かまる。コンデンサＣ2
は、このときパルスｖｐが上がり過ぎてノイズにならな
いように、トランジスタＴＲ1 のＯＦＦ速度をコントロ
ールする。

【００２２】トランジスタＴＲ1 がＯＦＦになると、コ
ンデンサＣ1 への電流ｉは図４の（ｃ）に示すように立
ち下がる。その後は出力電圧Ｖout が負荷電流Ｉによっ
て（ｄ）に示すようにゆっくり低下していく、この出力
電圧Ｖout が抵抗Ｒ4 を介してトランジスタＴＲ2 のベ
ースにフィートバックされるため、整流電圧Ｖinが半サ
イクルのピークから０Ｖまで低下しても、トランジスタ
ＴＲ2 はＯＮ状態に保持され、それによってトランジス
タＴＲ1 はＯＦＦ状態を継続する。

【００２３】整流電圧Ｖinが次の半サイクルで少し立ち
上がった時点で、出力電圧Ｖout の低下によりトランジ
スタＴＲ2 のベース電圧がＶREF ＋ＶBE以下になり、こ
のトランジスタＴＲ2 がＯＦＦになって、トランジスタ
ＴＲ1 がＯＮになり、再びコンデンサＣ1 に電流ｉが流
れ始める。

【００２４】このような動作が整流電圧Ｖinの半波波形
（半サイクル）毎に繰り返して行なわれることにより、
コンデンサＣ1 が電流ｉにより充電され、その出力電圧
Ｖout をトランジスタＴＲ2 のベース電圧供給部へフィ
ードバックさせることにより、安定な出力電圧Ｖout を
得ることができる。この出力電圧Ｖout は、図４の
（ｄ）に示すように一定の直流分Ｖoとリップル分ΔＶo
とからなるが、前述のように、コンデンサＣ1 の容量を
数１０００μＦ程度にすれば、リップル分ΔＶo は比較
的小さくなり、ほぼ直流が得られる。

【００２５】図４の（ｅ）に示す負荷電流Ｉは、負荷Ｒ
L の抵抗値をＲL とすると、 Ｉ≒Ｖout／ＲL となり、ほぼ直流の電流となる。また、出力電圧Ｖout
をさらにレギュレータ回路を用いて所要の電圧に変換し
てから、負荷に供給するようにしてもよい。

【００２６】次に、上述したこの発明による電源装置
と、これと類似する構成を有する図６（ａ）に示した従
来のサイリスタ型電源装置の入力側に全波整流回路を設
け、出力側に平滑用のコンデンサＣを接続した場合とを
比較検討する。図５の（ａ）はサイリスタ型電源装置に
よる交流入力電圧の各半サイクル毎の導通開始タイミン
グｂと導通角Ａを示すもので、交流入力電圧を全波整流
した整流電圧ＶinをサイリスタＳＣＲで位相制御する場
合を示している。

【００２７】このように、サイリスタ型電源装置では、
入力電圧の各半波波形の略後半部分でサイリスタＳＣＲ
をＯＮにしている。そのため、サイリスタＳＣＲを流れ
る電流ｉは、図５の（ｂ）に示すようになり、これは前
述したこの発明の実施例による図４の（ｃ）に示した電
流ｉよりも大きい。

【００２８】この電流ｉの大きさは、コンデンサのイン
ピーダンスＸｃと入力回路のインピーダンスＸinとによ
り決定され、そのピーク値Ｉｐは、 Ｉｐ＝Ｖin／｛Ｘin＋（１／Ｘｃ）｝ となり、非常に高くなる。したがって、この電流ｉで平
滑用のコンデンサを充電するようにすると、突入電流が
非常に大きくなり、コンデンサが破壊する恐れがある。
この対策として、チョークコイルを用いたり、サイリス
タＳＣＲのＯＮ期間Ａの始点ｂのタイミングを調整する
等の方法が考えられるが、何れの方法も回路構成が複雑
になり、コストアップすることになる。

【００２９】これに対してこの発明による電源装置は、
交流入力電圧を全波整流した整流電圧の各半サイクルの
前半の立ち上がり部における所要期間だけトランジスタ
をＯＮにするので、平滑用コンデンサに流す電流のピー
ク値がそれほど大きくならず、コンデンサを破壊する恐
れはなく発熱も減少する。そして一般の安価な回路素子
を用いることができ、回路構成も簡単であるから、安価
に供給することができ、家電製品等にも適用できる。

【００３０】

【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
る電源装置は、平滑用コンデンサに流れる電流のピーク
値を低くできるので、コンデンサ等の回路素子に小形で
安価なものを用いることができ、発熱が少なく、回路構
成が簡単で回路素子数も少ないので信頼性が高く、コス
トダウンを図ることができると共に、スイッチング速度
が遅いため高周波メノイズが発生する問題もない。ま
た、出力電圧をスイッチング素子の制御回路にフィード
バックすることにより、出力電圧をほぼ一定に安定して
保持することができる。そのため、コンデンサの電圧定
格を必要最小限にできるので、コストダウンにもなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による電源装置の基本的な回路構成を
示す図である。

【図２】図１に示した電源装置の動作を説明するための
タイミングチャートである。

【図３】この発明による電源装置の具体的な実施例を示
す回路図である。

【図４】図３に示した実施例の動作を説明するためのタ
イミングチャートである。

【図５】従来のサイリスタ型電源装置の動作をこの発明
の実施例と対比して説明するためのタイミングチャート
である。

【図６】従来の各種の電源装置をタイプ別に示す回路図
である。

【符号の説明】

１：整流回路 ２：スイッチング素子 ３：制御回路 ４：交流電源 ５：トランス ６：ダイオードブリッジ（整流回路） ７：基準電源 ＴＲ1 ：トランジスタ（スイッチング素子） ＴＲ2 ：制御回路のトランジスタ Ｃ：平滑用のコンデンサ ＲL ：負荷抵抗

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流入力電圧を全波整流して同極性の半
   波波形が連続する整流電圧を出力する整流回路と、 その整流電圧をスイッチングして出力するスイッチング
   素子と、 該スイッチング素子が前記整流電圧の各半波波形の前半
   部における所定期間でのみ導通するように、前記スイッ
   チング素子を制御する制御回路と、 前記スイッチング素子でスイッチングされた電圧を平滑
   して負荷への出力電圧を得るコンデンサとを備えたこと
   を特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記制御回路は、前記出力電圧をフィー
   ドバックして該電圧に応じて前記スイッチング素子の導
   通期間を変化させる手段を有することを特徴とする請求
   項１記載の電源装置。