JPH08251249A - 直交変調信号の復調装置 - Google Patents
直交変調信号の復調装置Info
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- JPH08251249A JPH08251249A JP7080779A JP8077995A JPH08251249A JP H08251249 A JPH08251249 A JP H08251249A JP 7080779 A JP7080779 A JP 7080779A JP 8077995 A JP8077995 A JP 8077995A JP H08251249 A JPH08251249 A JP H08251249A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、偶数列／奇数列に整列分配するこ
となくフィルタ演算可能にして、直交変調信号をより高
速に直交検波する復調手段を実現する。 【構成】 入力データ列ｘ（ｎＴs）を受けて、一方の
演算テーブル上に置かれた入力データ列の中で２データ
列単位とした偶数データ（ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，
ｘ11，，，，）の符号を反転し、他方の演算テーブル上
に、フィルタ係数ｈ（τ）を置き、両者を乗算し、結果
の全乗算値の偶数番目の乗算値を加算合計して出力し、
奇数番目の乗算値を加算合計して出力する。
となくフィルタ演算可能にして、直交変調信号をより高
速に直交検波する復調手段を実現する。 【構成】 入力データ列ｘ（ｎＴs）を受けて、一方の
演算テーブル上に置かれた入力データ列の中で２データ
列単位とした偶数データ（ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，
ｘ11，，，，）の符号を反転し、他方の演算テーブル上
に、フィルタ係数ｈ（τ）を置き、両者を乗算し、結果
の全乗算値の偶数番目の乗算値を加算合計して出力し、
奇数番目の乗算値を加算合計して出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直交変調されたＱＡ
Ｍ信号を受けて、直交信号である同相成分と直交成分に
分離復調する装置に関する。
Ｍ信号を受けて、直交信号である同相成分と直交成分に
分離復調する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】キャリア（搬送波）を含んだＱＡＭ信号
ｘ（ｔ）を、直交変調信号のベースバンド信号への復調
について、まず最初に、数式上で復調の説明をする。Ｑ
ＡＭ信号ｘ（ｔ）の数式表現は、 ｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cos２πｆcｔ＋Ｑ（ｔ）sin２πｆcｔ ...（１） となる。ここでｔは時間とし、ｆcはキャリア周波数と
する。まず、中間周波数ｆcで変調されたＱＡＭ信号を
ベースバンド（基底帯域）信号にする為、キャリア周波
数ｆcで位相検波を行う。Ｉ成分用キャリアとしてcos２
πｆcｔとし、Ｑ成分用キャリアとしてsin２πｆcｔと
すると、 Ｉ成分側信号＝ｘ（ｔ）cos２πｆcｔ＝｛Ｉ（ｔ）／２｝｛１＋cos４πｆc ｔ｝＋｛Ｑ（ｔ）／２｝｛sin４πｆcｔ｝ ...（２） Ｑ成分側信号＝ｘ（ｔ）sin２πｆcｔ＝｛Ｉ（ｔ）／２｝｛sin４πｆcｔ｝ ＋｛Ｑ（ｔ）／２｝｛１−cos４πｆcｔ｝ ...（３） となり、この（２）式、（３）式には周波数２ｆc成分
が含まれているので、これをローパスフィルタで落とす
とＩ（ｔ）／２と、Ｑ（ｔ）／２が得られる。
ｘ（ｔ）を、直交変調信号のベースバンド信号への復調
について、まず最初に、数式上で復調の説明をする。Ｑ
ＡＭ信号ｘ（ｔ）の数式表現は、 ｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）cos２πｆcｔ＋Ｑ（ｔ）sin２πｆcｔ ...（１） となる。ここでｔは時間とし、ｆcはキャリア周波数と
する。まず、中間周波数ｆcで変調されたＱＡＭ信号を
ベースバンド（基底帯域）信号にする為、キャリア周波
数ｆcで位相検波を行う。Ｉ成分用キャリアとしてcos２
πｆcｔとし、Ｑ成分用キャリアとしてsin２πｆcｔと
すると、 Ｉ成分側信号＝ｘ（ｔ）cos２πｆcｔ＝｛Ｉ（ｔ）／２｝｛１＋cos４πｆc ｔ｝＋｛Ｑ（ｔ）／２｝｛sin４πｆcｔ｝ ...（２） Ｑ成分側信号＝ｘ（ｔ）sin２πｆcｔ＝｛Ｉ（ｔ）／２｝｛sin４πｆcｔ｝ ＋｛Ｑ（ｔ）／２｝｛１−cos４πｆcｔ｝ ...（３） となり、この（２）式、（３）式には周波数２ｆc成分
が含まれているので、これをローパスフィルタで落とす
とＩ（ｔ）／２と、Ｑ（ｔ）／２が得られる。
【０００３】上記数式を踏まえて、従来例としては、図
４に示す構成のデジタル処理によるＱＡＭ復調装置の例
がある。本装置の構成は、ＡＤ変換器４２と、バッファ
メモリ４４と、直交検波器５０、５１と、ローパスフィ
ルタ１１２、１２２とで構成している。ＡＤ変換器４２
は、ＱＡＭ信号ｘ（ｔ）を受けて、デジタル信号に連続
的に量子化変換し、バッファメモリ４４に格納する。こ
こで、Ｔsをサンプリング周期時間とし、ｆsをサンプリ
ング周波数（ｆs＝１／Ｔs）とする。サンプリング周波
数ｆsは、エリアシングによる折り返し歪みの影響を無
くする為に、入力周波数帯域の２倍以上のサンプリング
レートＴsでデジタル信号に量子化変換する。ここでは
サンプリング周波数ｆsは、キャリア周波数ｆcの４倍の
クロックでサンプリングする。即ちｆs＝４ｆcとする。
４に示す構成のデジタル処理によるＱＡＭ復調装置の例
がある。本装置の構成は、ＡＤ変換器４２と、バッファ
メモリ４４と、直交検波器５０、５１と、ローパスフィ
ルタ１１２、１２２とで構成している。ＡＤ変換器４２
は、ＱＡＭ信号ｘ（ｔ）を受けて、デジタル信号に連続
的に量子化変換し、バッファメモリ４４に格納する。こ
こで、Ｔsをサンプリング周期時間とし、ｆsをサンプリ
ング周波数（ｆs＝１／Ｔs）とする。サンプリング周波
数ｆsは、エリアシングによる折り返し歪みの影響を無
くする為に、入力周波数帯域の２倍以上のサンプリング
レートＴsでデジタル信号に量子化変換する。ここでは
サンプリング周波数ｆsは、キャリア周波数ｆcの４倍の
クロックでサンプリングする。即ちｆs＝４ｆcとする。
【０００４】式（１）にｔ＝ｎＴsとおいて、これを代
入すると、 cos２πｆcｎＴs＝cos２π（ｎ／４）＝cos（ｎπ／２）＝１，０，−１， ０，１，０，−１，０，，，，， .....（４） sin２πｆcｎＴs＝sin２π（ｎ／４）＝sin（ｎπ／２）＝０，１，０，− １，０，１，０，−１，０，，，，， .....（５） とπ／２ラジアン毎のデータ列となる。これによってｘ
（ｎＴs）cos２πｆcｎＴsと、ｘ（ｎＴs）sin２πｆc
ｎＴsの直交検波器５０、５１の演算動作は、図５に示
すように符号反転とゼロ挿入による単純化ができる。こ
の直交検波の後に、ＬＰＦ１１２、１２２でローパスフ
ィルタリングして落とすと同相成分であるＩ（ｔ）／２
と、直交成分であるＱ（ｔ）／２が得られる。
入すると、 cos２πｆcｎＴs＝cos２π（ｎ／４）＝cos（ｎπ／２）＝１，０，−１， ０，１，０，−１，０，，，，， .....（４） sin２πｆcｎＴs＝sin２π（ｎ／４）＝sin（ｎπ／２）＝０，１，０，− １，０，１，０，−１，０，，，，， .....（５） とπ／２ラジアン毎のデータ列となる。これによってｘ
（ｎＴs）cos２πｆcｎＴsと、ｘ（ｎＴs）sin２πｆc
ｎＴsの直交検波器５０、５１の演算動作は、図５に示
すように符号反転とゼロ挿入による単純化ができる。こ
の直交検波の後に、ＬＰＦ１１２、１２２でローパスフ
ィルタリングして落とすと同相成分であるＩ（ｔ）／２
と、直交成分であるＱ（ｔ）／２が得られる。
【０００５】従来では、前記（４）、（５）式を利用し
て直交検波器５０、５１部分を図５の復調構成に示すよ
うに単純化したデジタル処理で実施していて、２系列分
配部１００と、Ｉ位相検波処理部５０ｂと、Ｑ位相検波
処理部５１ｂの処理構成で成る。図６（ａ）に示すバッ
ファメモリ４４からのｘ（ｎＴs）のデジタルデータ列
（ｘ0，ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4，，，，ｘN-1；Nは偶数と
する）を受けて、２系列分配部１００は、入力データ列
の奇数番目のデータ列１００odd（ｘ0，ｘ2，ｘ
4，，，）と、偶数番目のデータ列１００even（ｘ1，ｘ
3，ｘ5，，，）の２系列に分けて出力する。２つの位相
検波処理部は、符号反転処理１１０、１２０と、ゼロ挿
入処理１１１、１２１の処理構成で成る。一方のＩ位相
検波処理部５０ｂでは、図６（ｂ）のＩ成分検波データ
列に示すように、偶数番目のデータ列１００oddを受け
て、このデータ列の偶数番目の符号ビットを反転し、奇
数番目のデータがゼロとなるようにゼロを挿入した後、
このＩ成分検波データ列ａn（ｘ0，０，−ｘ2，０，ｘ
4，０，，，）を出力する。この処理が上記の式（４）
に対応している。他方のＱ位相検波処理部５１ｂでは、
図６（ｃ）のＱ成分検波データ列に示すように、偶数番
目のデータ列１００evenを受けて、このデータ列の偶数
番目の符号ビットを反転し、奇数番目のデータがゼロと
なるようにゼロを挿入した後、このＱ成分検波データ列
ｂn（０，ｘ1，０，−ｘ3，０，ｘ5，０，，，）を出力
する。この処理が上記の式（５）に対応している。
て直交検波器５０、５１部分を図５の復調構成に示すよ
うに単純化したデジタル処理で実施していて、２系列分
配部１００と、Ｉ位相検波処理部５０ｂと、Ｑ位相検波
処理部５１ｂの処理構成で成る。図６（ａ）に示すバッ
ファメモリ４４からのｘ（ｎＴs）のデジタルデータ列
（ｘ0，ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4，，，，ｘN-1；Nは偶数と
する）を受けて、２系列分配部１００は、入力データ列
の奇数番目のデータ列１００odd（ｘ0，ｘ2，ｘ
4，，，）と、偶数番目のデータ列１００even（ｘ1，ｘ
3，ｘ5，，，）の２系列に分けて出力する。２つの位相
検波処理部は、符号反転処理１１０、１２０と、ゼロ挿
入処理１１１、１２１の処理構成で成る。一方のＩ位相
検波処理部５０ｂでは、図６（ｂ）のＩ成分検波データ
列に示すように、偶数番目のデータ列１００oddを受け
て、このデータ列の偶数番目の符号ビットを反転し、奇
数番目のデータがゼロとなるようにゼロを挿入した後、
このＩ成分検波データ列ａn（ｘ0，０，−ｘ2，０，ｘ
4，０，，，）を出力する。この処理が上記の式（４）
に対応している。他方のＱ位相検波処理部５１ｂでは、
図６（ｃ）のＱ成分検波データ列に示すように、偶数番
目のデータ列１００evenを受けて、このデータ列の偶数
番目の符号ビットを反転し、奇数番目のデータがゼロと
なるようにゼロを挿入した後、このＱ成分検波データ列
ｂn（０，ｘ1，０，−ｘ3，０，ｘ5，０，，，）を出力
する。この処理が上記の式（５）に対応している。
【０００６】この後に、（２）式、（３）式に示した２
ｆcの周波数成分を各々ローパスフィルタ１１２、１２
２で落としてベースバンド成分に変換したデータ列Ｉ
（nＴs）、Ｑ（nＴs）を外部に出力する。このローパス
フィルタのフィルタ係数ｈ（τ）は、図８に示すような
フィルタ曲線であり、例えばルートナイキスト・フィル
タ特性の曲線のものが使われる。このフィルタ特性の係
数データ列は、図８に示すようにｈ（τ）のデータ列
（ｈ0，ｈ1，ｈ2，，，ｈk-1；kは偶数とする）とす
る。
ｆcの周波数成分を各々ローパスフィルタ１１２、１２
２で落としてベースバンド成分に変換したデータ列Ｉ
（nＴs）、Ｑ（nＴs）を外部に出力する。このローパス
フィルタのフィルタ係数ｈ（τ）は、図８に示すような
フィルタ曲線であり、例えばルートナイキスト・フィル
タ特性の曲線のものが使われる。このフィルタ特性の係
数データ列は、図８に示すようにｈ（τ）のデータ列
（ｈ0，ｈ1，ｈ2，，，ｈk-1；kは偶数とする）とす
る。
【０００７】ＬＰＦ１１２は、前記Ｉ位相検波処理部５
０ｂからの入力データ列ａnとフィルタ係数データ列ｈ
（τ）を受けて、ローパスフィルタ演算を行う。即ち、
一方の演算項を、図７に示すｈ（τ）演算テーブル上に
セットしておき、他方の演算項を図７に示すａn演算テ
ーブル上にデータ列ａnを充填しておく。そして、両者
の演算テーブル位置の対応するデータ同志を各々乗算
し、これを全部加算合計した値がベースバンド・フィル
タリングしたＩ（ｎＴs）の１点のデータとして得られ
る。次に、図７におけるテーブル上のａnとｈ（τ）の
対応を１サンプルずらす。つまり、フィルタ係数（ｈ
0，...，ｈk-1）が、（０，−ｘ2，０，ｘ4，...）と対
応するようにし、同様の演算を行いＩ（ｎＴs）の次の
サンプル点でのデータを得る。これを繰り返すことで、
ベースバンド・フィルタしたデータ列Ｉ（nＴs）が順次
得られる。このようにしてＬＰＦ１１２は実施してい
る。
０ｂからの入力データ列ａnとフィルタ係数データ列ｈ
（τ）を受けて、ローパスフィルタ演算を行う。即ち、
一方の演算項を、図７に示すｈ（τ）演算テーブル上に
セットしておき、他方の演算項を図７に示すａn演算テ
ーブル上にデータ列ａnを充填しておく。そして、両者
の演算テーブル位置の対応するデータ同志を各々乗算
し、これを全部加算合計した値がベースバンド・フィル
タリングしたＩ（ｎＴs）の１点のデータとして得られ
る。次に、図７におけるテーブル上のａnとｈ（τ）の
対応を１サンプルずらす。つまり、フィルタ係数（ｈ
0，...，ｈk-1）が、（０，−ｘ2，０，ｘ4，...）と対
応するようにし、同様の演算を行いＩ（ｎＴs）の次の
サンプル点でのデータを得る。これを繰り返すことで、
ベースバンド・フィルタしたデータ列Ｉ（nＴs）が順次
得られる。このようにしてＬＰＦ１１２は実施してい
る。
【０００８】もう一方のＬＰＦ１２２についても同様で
あり、２系列分配部１００が出力する（図６（ｃ）に示
す）入力データ列ｂnを順次入力し、同一のフィルタ係
数ｈ（τ）で同様に演算して、ベースバンド・フィルタ
リングしたデータ列Ｑ（ｎＴs）を得ている。
あり、２系列分配部１００が出力する（図６（ｃ）に示
す）入力データ列ｂnを順次入力し、同一のフィルタ係
数ｈ（τ）で同様に演算して、ベースバンド・フィルタ
リングしたデータ列Ｑ（ｎＴs）を得ている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記説明のように、バ
ッファメモリ４４からのｘ（ｎＴs）のデータ列を、奇
数番目と偶数番目のデータ列に分け、各々のデータ列に
対して偶数番目の符号ビットを反転し、ゼロ挿入処理を
行った後、これを同一のフィルタ係数ｈ（τ）で演算し
たフィルタデータ列Ｉ（nＴs）、Ｑ（nＴs）を得てい
た。即ち、ゼロを挿入して入力データ列の対応する乗算
位置のタイミング合わせをしたデータ列（ａn、ｂn）を
用意し、これに対して、同一フィルタ係数ｈ（τ）で乗
算していた。この為、偶数列／奇数列に整列分配する処
理時間や、ゼロ挿入処理時間や、フィルタ乗算の回数が
多くかかる難点があった。
ッファメモリ４４からのｘ（ｎＴs）のデータ列を、奇
数番目と偶数番目のデータ列に分け、各々のデータ列に
対して偶数番目の符号ビットを反転し、ゼロ挿入処理を
行った後、これを同一のフィルタ係数ｈ（τ）で演算し
たフィルタデータ列Ｉ（nＴs）、Ｑ（nＴs）を得てい
た。即ち、ゼロを挿入して入力データ列の対応する乗算
位置のタイミング合わせをしたデータ列（ａn、ｂn）を
用意し、これに対して、同一フィルタ係数ｈ（τ）で乗
算していた。この為、偶数列／奇数列に整列分配する処
理時間や、ゼロ挿入処理時間や、フィルタ乗算の回数が
多くかかる難点があった。
【００１０】そこで、本発明が解決しようとする課題
は、偶数列／奇数列に整列分配することなくフィルタ演
算可能にして、直交変調信号をより高速に直交検波する
復調手段を実現することを目的とする。
は、偶数列／奇数列に整列分配することなくフィルタ演
算可能にして、直交変調信号をより高速に直交検波する
復調手段を実現することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決する為の手段】上記課題を解決するため
に、本発明の構成では、入力データ列ｘ（ｎＴs）を受
けて、一方の演算テーブル上に置かれた入力データ列の
中で２データ列単位とした偶数データ（ｘ2，ｘ3，ｘ
6，ｘ7，ｘ10，ｘ11，，，，）の符号を反転し、他方の
演算テーブル上に、フィルタ係数ｈ（τ）を置き、両者
を乗算し、結果の全乗算値の偶数番目の乗算値を加算合
計して出力し、奇数番目の乗算値を加算合計して出力す
る手段にする。これにより、サンプリング周期ＴsでＮ
個数の直交変調信号をデジタルデータに量子化したデー
タ列（ｘｎＴs）（ｘ0，ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4，，，，ｘ
N-1）を受けて、ベースバンド（基底帯域）の同相成分
（In-phase component）と直交成分（Quadrature compo
nent）に分離復調する復調装置を実現する。
に、本発明の構成では、入力データ列ｘ（ｎＴs）を受
けて、一方の演算テーブル上に置かれた入力データ列の
中で２データ列単位とした偶数データ（ｘ2，ｘ3，ｘ
6，ｘ7，ｘ10，ｘ11，，，，）の符号を反転し、他方の
演算テーブル上に、フィルタ係数ｈ（τ）を置き、両者
を乗算し、結果の全乗算値の偶数番目の乗算値を加算合
計して出力し、奇数番目の乗算値を加算合計して出力す
る手段にする。これにより、サンプリング周期ＴsでＮ
個数の直交変調信号をデジタルデータに量子化したデー
タ列（ｘｎＴs）（ｘ0，ｘ1，ｘ2，ｘ3，ｘ4，，，，ｘ
N-1）を受けて、ベースバンド（基底帯域）の同相成分
（In-phase component）と直交成分（Quadrature compo
nent）に分離復調する復調装置を実現する。
【００１２】より具体的手段としては、入力データ列ｘ
ｎＴsを受けて、一方の演算テーブル上に置かれた入力
データ列の中で２データ列単位としたときの偶数データ
（ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，ｘ11，，，，）の符号を
反転する符号反転部１２手段を設け、フィルタ乗算部１
４手段で、他方の演算項として演算テーブル上に、前記
一方の演算テーブル上に置かれた入力データ列と乗算す
るフィルタ係数ｈ（τ）（ｈ0，...，ｈk-1）を設け、
前記両者の対応する演算テーブル位置のデータ同志を各
々乗算するフィルタ乗算部１４手段を設け、前記フィル
タ乗算部１４手段の全乗算値出力の中で、奇数番目の乗
算値の加算合計値をベースバンド・フィルタリングした
Ｉ（nＴs）の１点のデータとして直交信号の一方の成分
を出力し、また、奇数番目の乗算値を加算合計した値を
ベースバンド・フィルタリングしたＱ（nＴs）の１点の
データとして直交信号の他方の成分を出力するＩＱ加算
分配部１６手段を設ける構成手段がある。
ｎＴsを受けて、一方の演算テーブル上に置かれた入力
データ列の中で２データ列単位としたときの偶数データ
（ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，ｘ11，，，，）の符号を
反転する符号反転部１２手段を設け、フィルタ乗算部１
４手段で、他方の演算項として演算テーブル上に、前記
一方の演算テーブル上に置かれた入力データ列と乗算す
るフィルタ係数ｈ（τ）（ｈ0，...，ｈk-1）を設け、
前記両者の対応する演算テーブル位置のデータ同志を各
々乗算するフィルタ乗算部１４手段を設け、前記フィル
タ乗算部１４手段の全乗算値出力の中で、奇数番目の乗
算値の加算合計値をベースバンド・フィルタリングした
Ｉ（nＴs）の１点のデータとして直交信号の一方の成分
を出力し、また、奇数番目の乗算値を加算合計した値を
ベースバンド・フィルタリングしたＱ（nＴs）の１点の
データとして直交信号の他方の成分を出力するＩＱ加算
分配部１６手段を設ける構成手段がある。
【００１３】上記構成に加えて、ＱＡＭ信号ｘ（ｔ）を
受けて、ＱＡＭ信号のキャリア周波数ｆcの４倍のサン
プリング周期Ｔsでデジタル信号に連続的に量子化変換
するＡＤ変換器４２を設け、ＡＤ変換器４２からの量子
化データを保存格納するバッファメモリ４４手段を設け
て、サンプリング周期ＴsでＮ個数の直交変調信号をデ
ジタルデータに量子化するデータ列ｘ（ｎＴs）を入力
に与える構成手段がある。
受けて、ＱＡＭ信号のキャリア周波数ｆcの４倍のサン
プリング周期Ｔsでデジタル信号に連続的に量子化変換
するＡＤ変換器４２を設け、ＡＤ変換器４２からの量子
化データを保存格納するバッファメモリ４４手段を設け
て、サンプリング周期ＴsでＮ個数の直交変調信号をデ
ジタルデータに量子化するデータ列ｘ（ｎＴs）を入力
に与える構成手段がある。
【００１４】
【作用】ＩＱ加算分配部１６で使用するフィルタ係数ｈ
（τ）は、図３に示すフィルタ曲線のように、Ｔs時間
ずれたフィルタ係数を使用することで、バッファメモリ
４４からのデータ列を偶数列／奇数列に分配処理せず、
これらを直接符号反転してフィルタ係数ｈ（τ）で対応
するデータ同志を乗算し、この出力の偶数番目の乗算値
を加算合計してＩ（nＴs）を得て、奇数番目の乗算値を
加算合計してＱ（nＴs）を得ることで処理時間を短縮し
ている。
（τ）は、図３に示すフィルタ曲線のように、Ｔs時間
ずれたフィルタ係数を使用することで、バッファメモリ
４４からのデータ列を偶数列／奇数列に分配処理せず、
これらを直接符号反転してフィルタ係数ｈ（τ）で対応
するデータ同志を乗算し、この出力の偶数番目の乗算値
を加算合計してＩ（nＴs）を得て、奇数番目の乗算値を
加算合計してＱ（nＴs）を得ることで処理時間を短縮し
ている。
【００１５】
【実施例】本発明の構成は、図１に示すように、ＡＤ変
換器４２と、バッファメモリ４４と、符号反転部１２
と、フィルタ乗算部１４と、ＩＱ加算分配部１６とで成
る。符号反転部１２が直交検波器に相当し、フィルタ乗
算部１４とＩＱ加算分配部１６がベースバンドフィルタ
とＩＱ信号成分分離器に相当する。この構成で、ＡＤ変
換器４２からバッファメモリ４４迄は、従来と同様であ
る。
換器４２と、バッファメモリ４４と、符号反転部１２
と、フィルタ乗算部１４と、ＩＱ加算分配部１６とで成
る。符号反転部１２が直交検波器に相当し、フィルタ乗
算部１４とＩＱ加算分配部１６がベースバンドフィルタ
とＩＱ信号成分分離器に相当する。この構成で、ＡＤ変
換器４２からバッファメモリ４４迄は、従来と同様であ
る。
【００１６】先ず数式を示してフィルタ演算について説
明する。サンプリング周波数ｆsは、従来同様にｆs＝４
ｆcを使用するものとする。ここで、従来構成の図５の
Ｉ位相検波処理部５０ｂとＱ位相検波処理部５１ｂが出
力するデータ（ａn、ｂn）について調べる。ｆs＝４ｆc
であり、ｆsＴs＝１であるから、πｆsｎＴs＝ｎπであ
る。これから、（２）式中で、cos４πｆcｎＴs項と、s
in４πｆcｎＴs項は、 cos４πｆcｎＴs＝cosｎπ＝１，−１，１，−１，１，
−１，，，，， sin４πｆcｎＴs＝sinｎπ＝０，０，０，０，０，
０，，，，， となる。これを（２）、（３）式に代入すると、 Ｉ成分側信号＝ｘ（ｎＴs）cos２πｆcｎＴs＝Ｉ
（０），０，Ｉ（２Ｔs），０，Ｉ（４Ｔs），
０，，，，， Ｑ成分側信号＝ｘ（ｎＴs）sin２πｆcｎＴs＝０，Ｑ
（Ｔs），０，Ｑ（３Ｔs），０，Ｑ（５Ｔ
s），，，，， となる。これから偶数番目のａnと、奇数番目のｂnのデ
ータ列は、 ａn＝Ｉ（０），Ｉ（２Ｔs），Ｉ（４Ｔs），，，，， ...（６） ｂn＝Ｑ（Ｔs），Ｑ（３Ｔs），Ｑ（５Ｔs），，，，， ...（７） で与えられる。ａn、ｂnは、それぞれＩ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）を２Ｔsのサンプリング・レートでサンプリング
したものであり、エリアシング成分を含んでいないので
エリアシング成分の除去は不要である。また（６）式と
（７）式のａnとｂnとは、サンプリングタイミングがＴ
s時間だけずれたデータ列であり、この点を考慮したフ
ィルタ係数ｈ（τ）を与えて演算する必要がある。
明する。サンプリング周波数ｆsは、従来同様にｆs＝４
ｆcを使用するものとする。ここで、従来構成の図５の
Ｉ位相検波処理部５０ｂとＱ位相検波処理部５１ｂが出
力するデータ（ａn、ｂn）について調べる。ｆs＝４ｆc
であり、ｆsＴs＝１であるから、πｆsｎＴs＝ｎπであ
る。これから、（２）式中で、cos４πｆcｎＴs項と、s
in４πｆcｎＴs項は、 cos４πｆcｎＴs＝cosｎπ＝１，−１，１，−１，１，
−１，，，，， sin４πｆcｎＴs＝sinｎπ＝０，０，０，０，０，
０，，，，， となる。これを（２）、（３）式に代入すると、 Ｉ成分側信号＝ｘ（ｎＴs）cos２πｆcｎＴs＝Ｉ
（０），０，Ｉ（２Ｔs），０，Ｉ（４Ｔs），
０，，，，， Ｑ成分側信号＝ｘ（ｎＴs）sin２πｆcｎＴs＝０，Ｑ
（Ｔs），０，Ｑ（３Ｔs），０，Ｑ（５Ｔ
s），，，，， となる。これから偶数番目のａnと、奇数番目のｂnのデ
ータ列は、 ａn＝Ｉ（０），Ｉ（２Ｔs），Ｉ（４Ｔs），，，，， ...（６） ｂn＝Ｑ（Ｔs），Ｑ（３Ｔs），Ｑ（５Ｔs），，，，， ...（７） で与えられる。ａn、ｂnは、それぞれＩ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）を２Ｔsのサンプリング・レートでサンプリング
したものであり、エリアシング成分を含んでいないので
エリアシング成分の除去は不要である。また（６）式と
（７）式のａnとｂnとは、サンプリングタイミングがＴ
s時間だけずれたデータ列であり、この点を考慮したフ
ィルタ係数ｈ（τ）を与えて演算する必要がある。
【００１７】ベースバンドへの復調は、ベースバンドへ
の位相検波した後、例えばルート・ナイキスト・フィル
タのようなベースバンド・フィルタ処理を実施する必要
がある。本発明では、ａn、ｂnのデータ列に対して直接
フィルタ処理を実施する。この時使用するフィルタ係数
は、図３に示すように、Ｔs単位ピッチとしたｈ（τ）
のデータ列（ｈ0，ｈ1，ｈ2，，，）を用意し、このデ
ータ列の偶数列ｈ0，ｈ2，，，をａnとの乗算用に使用
し，奇数列ｈ1，ｈ3，，，をｂn乗算用に使用する。
の位相検波した後、例えばルート・ナイキスト・フィル
タのようなベースバンド・フィルタ処理を実施する必要
がある。本発明では、ａn、ｂnのデータ列に対して直接
フィルタ処理を実施する。この時使用するフィルタ係数
は、図３に示すように、Ｔs単位ピッチとしたｈ（τ）
のデータ列（ｈ0，ｈ1，ｈ2，，，）を用意し、このデ
ータ列の偶数列ｈ0，ｈ2，，，をａnとの乗算用に使用
し，奇数列ｈ1，ｈ3，，，をｂn乗算用に使用する。
【００１８】実際には、図２に示すようにａn、ｂnのデ
ータ列に分けること無く処理する。即ち、前記フィルタ
係数ｈ（τ）を一方の演算項として演算テーブル上にセ
ットしておき、予め、符号反転部１２でバッファメモリ
４４からのｘ（ｎＴs）のデータ列をそのまま他方の演
算項として演算テーブル上に充填しておく。この演算テ
ーブル上データ列の中で２データ列単位とした偶数デー
タ（即ち、ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，ｘ11，，，，）
の符号を反転する。次にフィルタ乗算部１４では、両者
の対応する演算テーブル位置のデータ同志を各々乗算す
る。ＩＱ加算分配部１６では、この全乗算値の中で、偶
数番目の乗算値を加算合計した値がベースバンド・フィ
ルタリングしたＩ（nＴs）の１点のデータとして得ら
れ、奇数番目の乗算値を加算合計した値がベースバンド
・フィルタリングしたＱ（nＴs）の１点のデータとして
得られる。次に、図２におけるテーブル上のｘ（ｎＴ
s）とｈ（τ）の対応を２サンプル（１データ単位）ず
らす。つまり、フィルタ係数（ｈ0，...，ｈk-1）が
（−ｘ2，−ｘ3，ｘ4，ｘ5，...）と対応するように
し，同様に演算を行いＩ（ｎＴs），Ｑ（ｎＴs）の次の
サンプルでの値を得る。これを繰り返すことで、ベース
バンド・フィルタリングした信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）の
サンプリング周期２Ｔsのデータ列Ｉ（２ｎＴs），Ｑ
（２ｎＴs）が順次得られる。
ータ列に分けること無く処理する。即ち、前記フィルタ
係数ｈ（τ）を一方の演算項として演算テーブル上にセ
ットしておき、予め、符号反転部１２でバッファメモリ
４４からのｘ（ｎＴs）のデータ列をそのまま他方の演
算項として演算テーブル上に充填しておく。この演算テ
ーブル上データ列の中で２データ列単位とした偶数デー
タ（即ち、ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，ｘ11，，，，）
の符号を反転する。次にフィルタ乗算部１４では、両者
の対応する演算テーブル位置のデータ同志を各々乗算す
る。ＩＱ加算分配部１６では、この全乗算値の中で、偶
数番目の乗算値を加算合計した値がベースバンド・フィ
ルタリングしたＩ（nＴs）の１点のデータとして得ら
れ、奇数番目の乗算値を加算合計した値がベースバンド
・フィルタリングしたＱ（nＴs）の１点のデータとして
得られる。次に、図２におけるテーブル上のｘ（ｎＴ
s）とｈ（τ）の対応を２サンプル（１データ単位）ず
らす。つまり、フィルタ係数（ｈ0，...，ｈk-1）が
（−ｘ2，−ｘ3，ｘ4，ｘ5，...）と対応するように
し，同様に演算を行いＩ（ｎＴs），Ｑ（ｎＴs）の次の
サンプルでの値を得る。これを繰り返すことで、ベース
バンド・フィルタリングした信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）の
サンプリング周期２Ｔsのデータ列Ｉ（２ｎＴs），Ｑ
（２ｎＴs）が順次得られる。
【００１９】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、下記に記載されるような効果を奏する。従
来においては、Ｉ成分位相検波処理部５０ｂで、奇数番
目のデータ列１００oddを受けて、このデータ列の偶数
番目の符号ビットを反転し、奇数番目のデータをゼロに
置き換え、また、Ｑ成分位相検波処理部５１ｂで、偶数
番目のデータ列１００evenを受けて、このデータ列の偶
数番目の符号ビットを反転し、奇数番目のデータをゼロ
に置き換えたゼロ挿入処理後、各々を同一フィルタ係数
ｈ（τ）で乗算していた為、２倍のデータに対して演算
する為時間がかかっていたが、本発明では、偶数列／奇
数列に分配せず、直接符号反転し、これに対応したフィ
ルタ係数ｈ（τ）で乗算し、この出力の偶数番目の乗算
値を加算合計してＩ（ｎＴs）が得られ、奇数番目の乗
算値を加算合計してＱ（nＴs）が得られる。この結果、
２系列分配部１００の処理と、Ｉ位相検波処理部５０ｂ
の処理と、Ｑ位相検波処理部５１ｂの２回に分けて処理
する必要が無くなるのでこの処理時間をほぼ半減出来る
効果がある。
ているので、下記に記載されるような効果を奏する。従
来においては、Ｉ成分位相検波処理部５０ｂで、奇数番
目のデータ列１００oddを受けて、このデータ列の偶数
番目の符号ビットを反転し、奇数番目のデータをゼロに
置き換え、また、Ｑ成分位相検波処理部５１ｂで、偶数
番目のデータ列１００evenを受けて、このデータ列の偶
数番目の符号ビットを反転し、奇数番目のデータをゼロ
に置き換えたゼロ挿入処理後、各々を同一フィルタ係数
ｈ（τ）で乗算していた為、２倍のデータに対して演算
する為時間がかかっていたが、本発明では、偶数列／奇
数列に分配せず、直接符号反転し、これに対応したフィ
ルタ係数ｈ（τ）で乗算し、この出力の偶数番目の乗算
値を加算合計してＩ（ｎＴs）が得られ、奇数番目の乗
算値を加算合計してＱ（nＴs）が得られる。この結果、
２系列分配部１００の処理と、Ｉ位相検波処理部５０ｂ
の処理と、Ｑ位相検波処理部５１ｂの２回に分けて処理
する必要が無くなるのでこの処理時間をほぼ半減出来る
効果がある。
【図１】本発明の、直交変調信号を同相成分と直交成分
に分離復調する構成図である。
に分離復調する構成図である。
【図２】本発明の、２つの演算テーブル上で、入力デー
タの符号反転とフィルタ係数ｈ（τ）とでの乗算を説明
する図である。
タの符号反転とフィルタ係数ｈ（τ）とでの乗算を説明
する図である。
【図３】本発明の、フィルタ係数を説明する図である。
【図４】従来の、直交検波器５０、５１の演算を、符号
反転とゼロ挿入による単純化した構成図である。
反転とゼロ挿入による単純化した構成図である。
【図５】従来の、直交変調信号を同相成分と直交成分に
分離復調する構成図である。
分離復調する構成図である。
【図６】（ａ）バッファメモリ４４からのｘ（ｎＴs）
のデジタルデータ列を示す図である。 （ｂ）従来の、奇数番目のデータ列１００oddの偶数番
目の符号ビット反転と奇数番目データのゼロに置き換え
を示す図である。 （ｃ）従来の、偶数番目のデータ列１００evenの偶数番
目の符号ビット反転と奇数番目データのゼロに置き換え
を示す図である。
のデジタルデータ列を示す図である。 （ｂ）従来の、奇数番目のデータ列１００oddの偶数番
目の符号ビット反転と奇数番目データのゼロに置き換え
を示す図である。 （ｃ）従来の、偶数番目のデータ列１００evenの偶数番
目の符号ビット反転と奇数番目データのゼロに置き換え
を示す図である。
【図７】従来の、ａn演算テーブル上のデータ列ａnとフ
ィルタ係数ｈ（τ）とでの乗算を説明する図である。
ィルタ係数ｈ（τ）とでの乗算を説明する図である。
【図８】従来の、フィルタ係数を説明する図である。
Claims (3)
- 【請求項１】 サンプリング周期（Ｔs）で直交変調信
号をデジタルデータにサンプリングしたデータ列ｘ（ｎ
Ｔs）を受けて、ベースバンドの同相成分と直交成分に
分離復調する復調装置において、 入力データ列ｘ（ｎＴs）を受けて、一方の演算テーブ
ル上に置かれた入力データ列の中で２データ列単位とし
たときの偶数データ（ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，ｘ1
1，，，，）の符号を反転し、他方の演算テーブル上
に、フィルタ係数ｈ（τ）を置き、両者を乗算し、結果
の全乗算値の奇数番目の乗算値を加算合計して直交信号
の一方の成分を出力し、偶数番目の乗算値を加算合計し
て直交信号の他方の成分を出力する手段とした直交変調
信号の復調装置。 - 【請求項２】 サンプリング周期（Ｔs）で直交変調信
号をデジタルデータにサンプリングしたデータ列ｘ（ｎ
Ｔs）を受けて、ベースバンドの同相成分と直交成分に
分離復調する復調装置において、 入力データ列ｘ（ｎＴs）を受けて、一方の演算テーブ
ル上に置かれた入力データ列の中で２データ列単位とし
たときの偶数データ（ｘ2，ｘ3，ｘ6，ｘ7，ｘ10，ｘ1
1，，，，）の符号を反転する符号反転部手段を設け、 フィルタ乗算部手段で、他方の演算項として演算テーブ
ル上に、前記一方の演算テーブル上に置かれた入力デー
タ列と乗算するフィルタ係数を設け、 前記両者の対応する演算テーブル位置のデータ同志を各
々乗算するフィルタ乗算部手段を設け、 前記フィルタ乗算部手段の全乗算値出力の中で、奇数番
目の乗算値を加算合計した値をベースバンド・フィルタ
リングしたＩ（nＴs）の１点のデータとして直交信号の
一方の成分を出力し、また、奇数番目の乗算値を加算合
計した値をベースバンド・フィルタリングしたＱ（nＴ
s）の１点のデータとして直交信号の他方の成分を出力
するＩＱ加算分配部手段を設け、 以上を具備していることを特徴とした直交変調信号の復
調装置。 - 【請求項３】 サンプリング周期（Ｔs）で直交変調信
号をデジタルデータにサンプリングするデータ列ｘ（ｎ
Ｔs）は、 ＱＡＭ信号ｘ（ｔ）を受けて、ＱＡＭ信号のキャリア周
波数（ｆc）の４倍のサンプリング周期（Ｔs）でデジタ
ル信号に連続的に量子化変換するＡＤ変換器を設け、 ＡＤ変換器（４２）からの量子化データを保存格納する
バッファメモリ手段を設け、 以上を具備していることを特徴とした請求項１、２記載
の直交変調信号の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7080779A JPH08251249A (ja) | 1995-03-13 | 1995-03-13 | 直交変調信号の復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7080779A JPH08251249A (ja) | 1995-03-13 | 1995-03-13 | 直交変調信号の復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251249A true JPH08251249A (ja) | 1996-09-27 |
Family
ID=13727937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7080779A Withdrawn JPH08251249A (ja) | 1995-03-13 | 1995-03-13 | 直交変調信号の復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08251249A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6624691B1 (en) | 1999-10-04 | 2003-09-23 | Nec Corporation | Demodulator for processing digital signal |
| JP2017028626A (ja) * | 2015-07-27 | 2017-02-02 | アンリツ株式会社 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
-
1995
- 1995-03-13 JP JP7080779A patent/JPH08251249A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6624691B1 (en) | 1999-10-04 | 2003-09-23 | Nec Corporation | Demodulator for processing digital signal |
| JP2017028626A (ja) * | 2015-07-27 | 2017-02-02 | アンリツ株式会社 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020604 |