JPH0823971B2 - 符号訂正装置 - Google Patents
符号訂正装置Info
- Publication number
- JPH0823971B2 JPH0823971B2 JP63086868A JP8686888A JPH0823971B2 JP H0823971 B2 JPH0823971 B2 JP H0823971B2 JP 63086868 A JP63086868 A JP 63086868A JP 8686888 A JP8686888 A JP 8686888A JP H0823971 B2 JPH0823971 B2 JP H0823971B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- address
- error
- circuit
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/18—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/18—Error detection or correction; Testing, e.g. of drop-outs
- G11B20/1806—Pulse code modulation systems for audio signals
- G11B20/1809—Pulse code modulation systems for audio signals by interleaving
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えばディスク及びテープ等の記録媒体に
デジタル信号を記録し、これを再生する装置で、デジタ
ル信号の符号訂正を行なう装置に関する。
デジタル信号を記録し、これを再生する装置で、デジタ
ル信号の符号訂正を行なう装置に関する。
従来の技術 例えば、回転ヘッドを用いて磁気テープ等にオーディ
オ信号を記録し、これを再生する装置（いわゆるＲ−DA
T）では、デジタル信号の符号形態は第８図に示す如
く、28シンポル×26シンボルのデータ（DATA）、４シン
ボル×32シンボルの縦方向パリティコード（C1PARIT
Y）、28シンボル×６シンボルの横方向パリティコード
（C2PARITY）から構成されている。リード・ソロモン・
コード（R.S.C）では、C1（32,28,5）、C2（32,26,7）
となり、（ ）内は夫々全符号長，データ長，符号距離
を示す。このような符号形態をもつデジタル信号を記録
するに際しては第９図に示す信号フォーマットにする。
同図中、SYNCは同期信号、IDは識別信号、ADRはアドレ
ス信号、Ｐはブロックパリティ信号、DATAは28シンボル
のデータ、C1は４シンボルのC1パリティコードであり、
データに夫々SYNC,ID,ADR,Pを付加する。この場合、Ｐ
＝IDADRである。
オ信号を記録し、これを再生する装置（いわゆるＲ−DA
T）では、デジタル信号の符号形態は第８図に示す如
く、28シンポル×26シンボルのデータ（DATA）、４シン
ボル×32シンボルの縦方向パリティコード（C1PARIT
Y）、28シンボル×６シンボルの横方向パリティコード
（C2PARITY）から構成されている。リード・ソロモン・
コード（R.S.C）では、C1（32,28,5）、C2（32,26,7）
となり、（ ）内は夫々全符号長，データ長，符号距離
を示す。このような符号形態をもつデジタル信号を記録
するに際しては第９図に示す信号フォーマットにする。
同図中、SYNCは同期信号、IDは識別信号、ADRはアドレ
ス信号、Ｐはブロックパリティ信号、DATAは28シンボル
のデータ、C1は４シンボルのC1パリティコードであり、
データに夫々SYNC,ID,ADR,Pを付加する。この場合、Ｐ
＝IDADRである。
第８図に示すような信号フォーマットの記録信号がテ
ープ等の記録媒体に記録され、ここから再生される。
ープ等の記録媒体に記録され、ここから再生される。
発明が解決しようとする課題 従来方式では、IDADRのブロックパリティ信号をデ
ータDATAと同時に伝送することによってある程度のアド
レスエラーは検出できるが、検出能力が不十分なために
アドレスエラー検出を正確に行ない得ず、アドレスエラ
ー増加となる問題点があった。この場合、アドレス情報
は一般に、メモリのエリアを決定するため、アドレス情
報が誤ると誤ったエリアにデータを格納することにな
る。ここで、縦方向パリティコード（C1）で検出できな
い場合、エラーが横方向パリティコード（C2）の訂正能
力範囲内にあれば、それらは訂正可能であるが、訂正能
力を越えるとパリティコードC1，C2によるエラー情報に
よりエラーのロケーションをする必要がある。
ータDATAと同時に伝送することによってある程度のアド
レスエラーは検出できるが、検出能力が不十分なために
アドレスエラー検出を正確に行ない得ず、アドレスエラ
ー増加となる問題点があった。この場合、アドレス情報
は一般に、メモリのエリアを決定するため、アドレス情
報が誤ると誤ったエリアにデータを格納することにな
る。ここで、縦方向パリティコード（C1）で検出できな
い場合、エラーが横方向パリティコード（C2）の訂正能
力範囲内にあれば、それらは訂正可能であるが、訂正能
力を越えるとパリティコードC1，C2によるエラー情報に
よりエラーのロケーションをする必要がある。
このとき、メモリエリアのみ誤りでパリティコードC1
が正しいとすると、データシーケンスが誤っているにも
拘らず誤りであることを発見できなくなる不都合を生じ
る。そこで、この不都合をなくすため、パリティコード
C1生成時にアドレスを含めたパリティコードC1を生成す
ることが考えられるが、これでは符号は積符号でなくな
ってしまい、訂正能力が劣化する問題点があった。
が正しいとすると、データシーケンスが誤っているにも
拘らず誤りであることを発見できなくなる不都合を生じ
る。そこで、この不都合をなくすため、パリティコード
C1生成時にアドレスを含めたパリティコードC1を生成す
ることが考えられるが、これでは符号は積符号でなくな
ってしまい、訂正能力が劣化する問題点があった。
本発明は、アドレスエラーの検出能力を向上し、エラ
ーの見逃しを減少できる符号訂正装置を提供することを
目的とする。
ーの見逃しを減少できる符号訂正装置を提供することを
目的とする。
課題を解決するための手段 本発明は、擬似ランダム関数を発生する回路を有し、
デジタル情報と該擬似ランダム関数発生回路の出力との
排他論理和をとってこれをデジタル変調器に変調入力と
して供給し、前記擬似ランダム関数発生回路の初期値を
前記アドレス情報又は前記アドレス情報と関連のあるデ
ータブロック情報とした構成とする。
デジタル情報と該擬似ランダム関数発生回路の出力との
排他論理和をとってこれをデジタル変調器に変調入力と
して供給し、前記擬似ランダム関数発生回路の初期値を
前記アドレス情報又は前記アドレス情報と関連のあるデ
ータブロック情報とした構成とする。
作用 本発明では、デジタル情報と擬似ランダム関数発生回
路の出力との排他論理和をとることで伝送データにスク
ランブルをかけており、このスクランブルによって原デ
ジタル信号は０のみ或いは１のみの反転のない信号であ
っても反転を含む信号となり、つまり、変化点の多い信
号となり、受信系においてこの変化点を基準にして同期
検波，ピット同期を安定に行ない得る。
路の出力との排他論理和をとることで伝送データにスク
ランブルをかけており、このスクランブルによって原デ
ジタル信号は０のみ或いは１のみの反転のない信号であ
っても反転を含む信号となり、つまり、変化点の多い信
号となり、受信系においてこの変化点を基準にして同期
検波，ピット同期を安定に行ない得る。
又、本発明ではアドレス情報によってスクランブル，
ディスクランブルを行なっており、アドレスエラーを生
じると再生系の擬似ランダム関数発生器の初期値が異な
り、その出力信号系列が記録系の信号系列と異なるので
スクランブル解除できず、パリティコードにエラーが発
生する。このようにアドレスエラーがあるとデータの受
信系列にエラーが生じなくても復号データにエラーが生
じるため、シンドローム系列はエラーを示すことにな
り、これにより、誤りデータを出力することを防止でき
る。
ディスクランブルを行なっており、アドレスエラーを生
じると再生系の擬似ランダム関数発生器の初期値が異な
り、その出力信号系列が記録系の信号系列と異なるので
スクランブル解除できず、パリティコードにエラーが発
生する。このようにアドレスエラーがあるとデータの受
信系列にエラーが生じなくても復号データにエラーが生
じるため、シンドローム系列はエラーを示すことにな
り、これにより、誤りデータを出力することを防止でき
る。
実施例 第２図は本発明装置の一実施例をエンコーダ及びデコ
ーダに適用されたPCM音声VTRのブロック図を示す。同図
に示すブロック図は、本出願人が先に特願昭62−261319
号（発明の名称「磁気記録装置及び磁気記録再生装
置」）で提案した装置である。このものはPCM音声VTRで
あり、その信号形態は第８図，第９図に示すＲ−DATの
ものと多少シンボル数を異にするが，基本的には第８
図，第９図に示す信号形態をとるのでその説明を省略す
る。先ず、同図に示す装置の概要について説明する。
ーダに適用されたPCM音声VTRのブロック図を示す。同図
に示すブロック図は、本出願人が先に特願昭62−261319
号（発明の名称「磁気記録装置及び磁気記録再生装
置」）で提案した装置である。このものはPCM音声VTRで
あり、その信号形態は第８図，第９図に示すＲ−DATの
ものと多少シンボル数を異にするが，基本的には第８
図，第９図に示す信号形態をとるのでその説明を省略す
る。先ず、同図に示す装置の概要について説明する。
同図中、一点鎖線Ａより上の部分が磁気記録装置（記
録系）で、Ａより下をも含めた部分が再生系を含めた磁
気記録再生装置である。端子25には標準カラー方式のカ
ラー映像信号が入来し、映像信号処理回路26に供給され
る。映像信号処理回路26は公知の手段により輝度信号と
搬送色信号とを分離し、この輝度信号で搬送波を周波数
変調して得た被周波数変調輝度信号（FM輝度信号）を生
成し、かつ、搬送色信号を低域変換して低域変換搬送色
信号を生成し、これら両信号を周波数分割多重して第３
図（Ａ）に示す如き周波数スペクトラムの信号を出力す
る。第３図（Ａ）中、ＩはFM輝度信号でその搬送周波数
帯域は5.4MHz〜7.0MHzである。IIは低域変換色搬送色信
号で、その低域変換色副搬送波周波数は略629kHzであ
る。上記の記録用の映像信号は記録アンプ27を介して映
像用回転ヘッド28a,28bに供給される。また映像信号処
理回路26は標準カラー方式のカラー映像信号をそのまま
同期信号分離回路29に供給する。同期信号分離回路29は
垂直同期信号を分離して後述するサーボ回路30に供給す
る。
録系）で、Ａより下をも含めた部分が再生系を含めた磁
気記録再生装置である。端子25には標準カラー方式のカ
ラー映像信号が入来し、映像信号処理回路26に供給され
る。映像信号処理回路26は公知の手段により輝度信号と
搬送色信号とを分離し、この輝度信号で搬送波を周波数
変調して得た被周波数変調輝度信号（FM輝度信号）を生
成し、かつ、搬送色信号を低域変換して低域変換搬送色
信号を生成し、これら両信号を周波数分割多重して第３
図（Ａ）に示す如き周波数スペクトラムの信号を出力す
る。第３図（Ａ）中、ＩはFM輝度信号でその搬送周波数
帯域は5.4MHz〜7.0MHzである。IIは低域変換色搬送色信
号で、その低域変換色副搬送波周波数は略629kHzであ
る。上記の記録用の映像信号は記録アンプ27を介して映
像用回転ヘッド28a,28bに供給される。また映像信号処
理回路26は標準カラー方式のカラー映像信号をそのまま
同期信号分離回路29に供給する。同期信号分離回路29は
垂直同期信号を分離して後述するサーボ回路30に供給す
る。
また、端子31a,31b夫々に入来した左チャンネルアナ
ログ音声信号と右チャンネルアナログ音声信号とは、一
方ではスイッチ手段69a,69bを介してノイズリダクショ
ン（NR）回路70a,70bに送られ、ダイナミックレンジを1
/2にされた後、プリエンファシス回路71a,71bにおいて
プリエンファシス特性を付与され、リミッタ72a,72bに
おいて所定レベル以上の信号がカットされる。リミッタ
72a,72bの出力はFM変調器73a,73bに送られ、夫々、例え
ば1.3MHz,1.7MHzの搬送波でFM変調され、帯域フィルタ7
4a,74bを過た後混合器75へ送られる。
ログ音声信号と右チャンネルアナログ音声信号とは、一
方ではスイッチ手段69a,69bを介してノイズリダクショ
ン（NR）回路70a,70bに送られ、ダイナミックレンジを1
/2にされた後、プリエンファシス回路71a,71bにおいて
プリエンファシス特性を付与され、リミッタ72a,72bに
おいて所定レベル以上の信号がカットされる。リミッタ
72a,72bの出力はFM変調器73a,73bに送られ、夫々、例え
ば1.3MHz,1.7MHzの搬送波でFM変調され、帯域フィルタ7
4a,74bを過た後混合器75へ送られる。
又一方では、スイッチ手段69a,69bを介して夫々低域
フィルタ32a,32bで可聴周波数帯域を越える不要高域成
分を除去された後、サンプリング周波数が例えば47.952
kHz（＝48kHz÷1.001）のサンプルホールド回路33a,33b
を経てA/D変換器34a,34bに供給され、ここで量子化ビッ
ト数16ビットに直線量子化後、符号化されてPCM音声信
号とされる。この左右チャンネル夫々のPCM音声信号は
エンコーダ35に供給される。
フィルタ32a,32bで可聴周波数帯域を越える不要高域成
分を除去された後、サンプリング周波数が例えば47.952
kHz（＝48kHz÷1.001）のサンプルホールド回路33a,33b
を経てA/D変換器34a,34bに供給され、ここで量子化ビッ
ト数16ビットに直線量子化後、符号化されてPCM音声信
号とされる。この左右チャンネル夫々のPCM音声信号は
エンコーダ35に供給される。
エンコーダ35は１フィールド期間の偶数番目のサンプ
ルESと、奇数番目のサンプルOSとより所定フォーマット
で誤り検出及び訂正符号P,Qを生成する。エンコーダ35
は136データブロック（＝43,520ビット）の信号フォー
マットのディジタル音声信号を生成し、これを１フィー
ルド期間（＝1/59.94秒）で伝送する。従って、ディジ
タル音声信号の伝送ビットレートは2.6086（＝136×320
×59.94）Mbpsになる。
ルESと、奇数番目のサンプルOSとより所定フォーマット
で誤り検出及び訂正符号P,Qを生成する。エンコーダ35
は136データブロック（＝43,520ビット）の信号フォー
マットのディジタル音声信号を生成し、これを１フィー
ルド期間（＝1/59.94秒）で伝送する。従って、ディジ
タル音声信号の伝送ビットレートは2.6086（＝136×320
×59.94）Mbpsになる。
なお、エンコーダ35はサーボ回路30の出力信号によ
り、記録される映像信号とのフィールド同期をとられ
る。
り、記録される映像信号とのフィールド同期をとられ
る。
オフセット４相差分PSK変調器（OQDPSK変調器）36は
このディジタル音声信号を直並列変換して交互に２つの
符号列として出力する変換回路と、これら２つの符号列
を互いに１タイムスロットの1/2ずつずらせる移相手段
と、この移相手段からの２つの符号列を変調信号として
受け、所定周波数fCで位相が互いに90°異なる２つの搬
送波を別々に搬送波抑圧振幅変調する平衡変調手段と、
平衡変調手段よりの２つの被振幅変調波を合成してOQDP
SK変調されたディジタル音声信号を出力する合成回路と
からなる公知の構成とされている。
このディジタル音声信号を直並列変換して交互に２つの
符号列として出力する変換回路と、これら２つの符号列
を互いに１タイムスロットの1/2ずつずらせる移相手段
と、この移相手段からの２つの符号列を変調信号として
受け、所定周波数fCで位相が互いに90°異なる２つの搬
送波を別々に搬送波抑圧振幅変調する平衡変調手段と、
平衡変調手段よりの２つの被振幅変調波を合成してOQDP
SK変調されたディジタル音声信号を出力する合成回路と
からなる公知の構成とされている。
上記搬送波周波数fCは一例として、水平走査周波数fH
の191倍の周波数である約3.0MHzに選定されている。従
って、このOQDPSK変調器36の出力ディシタル音声信号の
周波数スペクトラムは、搬送波周波数fCで最大レベルと
なり、また前記伝送ビットレートが2.6086Mbpsであるか
ら、搬送波周波数fCに対して±ｎ×1.30MHz（＝2.6086M
Hz/2）離れた周波数位置で０となる、公知のくし歯状の
スペクトラムとなる。ただし、上記のｎは自然数であ
る。
の191倍の周波数である約3.0MHzに選定されている。従
って、このOQDPSK変調器36の出力ディシタル音声信号の
周波数スペクトラムは、搬送波周波数fCで最大レベルと
なり、また前記伝送ビットレートが2.6086Mbpsであるか
ら、搬送波周波数fCに対して±ｎ×1.30MHz（＝2.6086M
Hz/2）離れた周波数位置で０となる、公知のくし歯状の
スペクトラムとなる。ただし、上記のｎは自然数であ
る。
従って、上記OQDPSK変調器36の出力ディジタル音声信
号は不要周波数成分を除去するための帯域制限をして、
かつ、符号間干渉を起こさないような、約3.0MHzを中心
として通過帯域幅が前記伝送ビットレートの0.7倍程度
に選定された帯域フィルタ37を通されて第３図（Ｂ）に
IIIで示す如き周波数スペクトラムのディジタル音声信
号に帯域制限された後、端子38を介して混合器75に入力
され、前記FM音声信号と周波数分割多重された後バイア
ス重畳回路39に供給され、ここで高周波バイアス信号を
重畳される。バイアス重畳回路39は、前記OQDPSK変調さ
れているディジタル音声信号と前記周波数変調されたFM
音声信号とかが混合された音声信号に、内蔵バイアス発
振器よりの例えば10.8MHzの高周波バイアス信号を重畳
し、この重畳信号を記録アンプ47を通して端子40へ出力
する。
号は不要周波数成分を除去するための帯域制限をして、
かつ、符号間干渉を起こさないような、約3.0MHzを中心
として通過帯域幅が前記伝送ビットレートの0.7倍程度
に選定された帯域フィルタ37を通されて第３図（Ｂ）に
IIIで示す如き周波数スペクトラムのディジタル音声信
号に帯域制限された後、端子38を介して混合器75に入力
され、前記FM音声信号と周波数分割多重された後バイア
ス重畳回路39に供給され、ここで高周波バイアス信号を
重畳される。バイアス重畳回路39は、前記OQDPSK変調さ
れているディジタル音声信号と前記周波数変調されたFM
音声信号とかが混合された音声信号に、内蔵バイアス発
振器よりの例えば10.8MHzの高周波バイアス信号を重畳
し、この重畳信号を記録アンプ47を通して端子40へ出力
する。
端子40より取り出された上記の重畳信号は、第１図の
音声用回転ヘッド41a及び41bに夫々供給される。音声用
回転ヘッド41a及び41bは回転シリンダ（図示せず）の回
転面に180°対向して取り付けられ、かつ、前記映像用
回転ヘッド28a,及び28bの取付位置に対して一定角度先
行して取り付けられている。また、音声用回転ヘッド41
a及び41bのアジマス角度は一方が＋30°、他方が−30°
であり、また映像用回転ヘッド28a及び28bのアジマス角
度は一方が＋６°で、他方が−６°に選定されている。
音声用回転ヘッド41a及び41bに夫々供給される。音声用
回転ヘッド41a及び41bは回転シリンダ（図示せず）の回
転面に180°対向して取り付けられ、かつ、前記映像用
回転ヘッド28a,及び28bの取付位置に対して一定角度先
行して取り付けられている。また、音声用回転ヘッド41
a及び41bのアジマス角度は一方が＋30°、他方が−30°
であり、また映像用回転ヘッド28a及び28bのアジマス角
度は一方が＋６°で、他方が−６°に選定されている。
上記の回転シリンダを回転するモータ（図示せず）
は、同期信号分離回路29よりの垂直同期信号が供給され
るサーボ回路30の出力信号に基づいて、垂直同期信号に
位相同期して回転する。
は、同期信号分離回路29よりの垂直同期信号が供給され
るサーボ回路30の出力信号に基づいて、垂直同期信号に
位相同期して回転する。
これにより、音声用回転ヘッド41a,41bにより、ディ
ジタル音声信号とFM音声信号が、上記回転シリンダに18
0°強の角度範囲に亘って巻回されつつ走行する磁気テ
ープ43の磁性層の深層部分にまで高周波バイアス記録さ
れて音声トラックを形成し、その後にその音声トラック
上の磁性層表層部分に、映像用回転ヘッド28a,28bによ
り記録用映像信号が記録されて映像トラックを形成す
る。
ジタル音声信号とFM音声信号が、上記回転シリンダに18
0°強の角度範囲に亘って巻回されつつ走行する磁気テ
ープ43の磁性層の深層部分にまで高周波バイアス記録さ
れて音声トラックを形成し、その後にその音声トラック
上の磁性層表層部分に、映像用回転ヘッド28a,28bによ
り記録用映像信号が記録されて映像トラックを形成す
る。
また、これと同時に、コントロールヘッド42が、サー
ボ回路30より取り出された、垂直同期信号から生成した
コントロールパルスを磁気テープの長手方向に沿ってコ
ントロールトラックを形成して記録する。
ボ回路30より取り出された、垂直同期信号から生成した
コントロールパルスを磁気テープの長手方向に沿ってコ
ントロールトラックを形成して記録する。
次に上記記録系により記録された磁気テープ43を再生
する再生系の動作につき説明するに、記録済の磁気テー
プ43の磁性層の深層部分に形成された音声トラックよ
り、回転ヘッド41a,41bで交互に再生された被変調ディ
ジタル音声信号とFM音声信号はプリアンプ55に供給され
る。またこれと同時に磁気テープ43の前記映像トラック
より回転ヘッド28a,28bで交互に再生された映像信号は
スイッチングアンプ56に供給される。また、磁気テープ
43のコントロールトラックからコントロールヘッド42で
再生されたコントロールパルスはサーボ回路30に供給さ
れる。サーボ回路30は再生コントロールパルスが基準周
波数信号と同期がとれるように回転シリンダの回転を制
御する。
する再生系の動作につき説明するに、記録済の磁気テー
プ43の磁性層の深層部分に形成された音声トラックよ
り、回転ヘッド41a,41bで交互に再生された被変調ディ
ジタル音声信号とFM音声信号はプリアンプ55に供給され
る。またこれと同時に磁気テープ43の前記映像トラック
より回転ヘッド28a,28bで交互に再生された映像信号は
スイッチングアンプ56に供給される。また、磁気テープ
43のコントロールトラックからコントロールヘッド42で
再生されたコントロールパルスはサーボ回路30に供給さ
れる。サーボ回路30は再生コントロールパルスが基準周
波数信号と同期がとれるように回転シリンダの回転を制
御する。
スイッチングアンプ56は回転ヘッド28a,28b夫々の再
生映像信号を増幅すると共にスイッチングして連続信号
とし、この信号をプリアンプ57を介して映像信号処理回
路58に供給する。映像信号処理回路58は公知の手段によ
り再生信号よりFM輝度信号、低域変換搬送色信号夫々を
帯域分離して取り出し、FM復調して輝度信号を得ると共
に周波数変換により搬送色信号を得て、輝度信号に搬送
色信号を重畳して標準カラー方式の再生カラー映像信号
として端子59より出力する。
生映像信号を増幅すると共にスイッチングして連続信号
とし、この信号をプリアンプ57を介して映像信号処理回
路58に供給する。映像信号処理回路58は公知の手段によ
り再生信号よりFM輝度信号、低域変換搬送色信号夫々を
帯域分離して取り出し、FM復調して輝度信号を得ると共
に周波数変換により搬送色信号を得て、輝度信号に搬送
色信号を重畳して標準カラー方式の再生カラー映像信号
として端子59より出力する。
他方、プリアンプ55は回転ヘッド41a,41b夫々よりの
ディジタル音声信号とFM音声信号とが混合された再生音
声信号を増幅すると共にスイッチングして連続信号とし
再生等化器80及び帯域フィルタ81a,81bに供給する。帯
域フィルタ81a,81bの出力はリミッタ82a,82bを経て夫々
FM復調器83a,83bにおいてFM復調され、ディエンファシ
ス回路84a,84bにおいてディエンファシス特性を付与さ
れた後、ノイズリダクション回路85a,85bによってダイ
ナミックレンジを元に戻され、出力端子86a,86bより夫
々左チャンネル，右チャンネルの音声信号として取り出
される。
ディジタル音声信号とFM音声信号とが混合された再生音
声信号を増幅すると共にスイッチングして連続信号とし
再生等化器80及び帯域フィルタ81a,81bに供給する。帯
域フィルタ81a,81bの出力はリミッタ82a,82bを経て夫々
FM復調器83a,83bにおいてFM復調され、ディエンファシ
ス回路84a,84bにおいてディエンファシス特性を付与さ
れた後、ノイズリダクション回路85a,85bによってダイ
ナミックレンジを元に戻され、出力端子86a,86bより夫
々左チャンネル，右チャンネルの音声信号として取り出
される。
再生等化器80は減衰した高域成分を増強した後帯域フ
ィルタ60に供給する。帯域フィルタ60で帯域分離して取
り出された第３図（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの再
生被変調ディジタル音声信号はOQDPSK復調器61に供給さ
れ、ここで公知のOQDPSK復調されてディジタル音声信号
とされデコーダ62に供給される。
ィルタ60に供給する。帯域フィルタ60で帯域分離して取
り出された第３図（Ｂ）に示す周波数スペクトラムの再
生被変調ディジタル音声信号はOQDPSK復調器61に供給さ
れ、ここで公知のOQDPSK復調されてディジタル音声信号
とされデコーダ62に供給される。
デコーダ62にはサーボ回路30より回転シリンダの回転
に位相同期したパルスから生成された同期信号が各トラ
ックのディジタル音声信号の最初の再生位置を知るため
に供給されている。このデコーダ62により再生ディジタ
ル音声信号は誤り訂正，時間軸補正，時間軸伸長及びデ
インターリーブ等の処理が行なわれて、各サンプルをA/
D変換時と同一の順番に組み合わされ、かつ、左チャン
ネルのディジタル音声信号と右チャンネルのディジタル
音声信号とに分離される。
に位相同期したパルスから生成された同期信号が各トラ
ックのディジタル音声信号の最初の再生位置を知るため
に供給されている。このデコーダ62により再生ディジタ
ル音声信号は誤り訂正，時間軸補正，時間軸伸長及びデ
インターリーブ等の処理が行なわれて、各サンプルをA/
D変換時と同一の順番に組み合わされ、かつ、左チャン
ネルのディジタル音声信号と右チャンネルのディジタル
音声信号とに分離される。
左右チャンネルのディジタル音声信号は、夫々D/A変
換器63a,63b夫々でアナログ化された後、デグリッチャ
回路64a,64bでD/A変換時に発生するノイズ成分を除去さ
れ、更に低域フィルタ65a,65bで可聴周波数帯域を越え
る不要高域成分を除去される。これによって端子66a,66
b夫々へ左チャンネル，右チャンネルのアナログ音声信
号が別々に出力される。第２図に示す装置は、バイアス
重畳回路39の動作により、多相差分PSK又はオフセット
多相差分PSKで変調されてなるディジタル音声信号を被
変調FM音声信号と混合し、高周波バイアス信号と共に磁
性層深層部分に記録するようにしたので、テープの非線
形性による混変調歪によって低域変換搬送色信号帯域内
に生ずる再生信号中のノイズスペクトラムを大幅に低減
することができ、よって再生時のカラーS/Nを向上する
ことができ、また再生ディジタル音声信号のエラレート
を向上することができるとともに再生FM音声信号のS/N
比を向上することができ、以上より磁気テープの互換性
特性も向上でき、FM音声とディジタル音声の両方を同時
に記録再生できるため、レコーデットテープソフトを２
品種用意しなければならないといった不都合を解決でき
る。
換器63a,63b夫々でアナログ化された後、デグリッチャ
回路64a,64bでD/A変換時に発生するノイズ成分を除去さ
れ、更に低域フィルタ65a,65bで可聴周波数帯域を越え
る不要高域成分を除去される。これによって端子66a,66
b夫々へ左チャンネル，右チャンネルのアナログ音声信
号が別々に出力される。第２図に示す装置は、バイアス
重畳回路39の動作により、多相差分PSK又はオフセット
多相差分PSKで変調されてなるディジタル音声信号を被
変調FM音声信号と混合し、高周波バイアス信号と共に磁
性層深層部分に記録するようにしたので、テープの非線
形性による混変調歪によって低域変換搬送色信号帯域内
に生ずる再生信号中のノイズスペクトラムを大幅に低減
することができ、よって再生時のカラーS/Nを向上する
ことができ、また再生ディジタル音声信号のエラレート
を向上することができるとともに再生FM音声信号のS/N
比を向上することができ、以上より磁気テープの互換性
特性も向上でき、FM音声とディジタル音声の両方を同時
に記録再生できるため、レコーデットテープソフトを２
品種用意しなければならないといった不都合を解決でき
る。
ところで、本発明装置は、第２図に示すエンコーダ3
5、デコーダ62に夫々適用される。第１図（Ａ）は本発
明装置をエンコーダに適用したブロック図、第１図
（Ｂ）は本発明装置をデコーダに適用したブロック図を
示す。
5、デコーダ62に夫々適用される。第１図（Ａ）は本発
明装置をエンコーダに適用したブロック図、第１図
（Ｂ）は本発明装置をデコーダに適用したブロック図を
示す。
第１図（Ａ）に示すエンコーダにおいて、端子101に
入来したAD変換器34a,34b（第２図）からの入力デジタ
ルデータはC2生成器102及びC1生成器103で夫々横方向パ
リティコードC2、縦方向パリティコードC1を付加され、
メモリ104に書込まれ、ここから読出される。メモリ104
に書込むに際し、データは各アドレスに従って分散して
（インタリーブ）書込まれる。メモリ104から読出され
た信号は加算器105に供給され、後述のＭ系列スクラン
ブル信号発生器（擬似ランダム関数発生器）106の出力
と排他論理和をとられる。
入来したAD変換器34a,34b（第２図）からの入力デジタ
ルデータはC2生成器102及びC1生成器103で夫々横方向パ
リティコードC2、縦方向パリティコードC1を付加され、
メモリ104に書込まれ、ここから読出される。メモリ104
に書込むに際し、データは各アドレスに従って分散して
（インタリーブ）書込まれる。メモリ104から読出され
た信号は加算器105に供給され、後述のＭ系列スクラン
ブル信号発生器（擬似ランダム関数発生器）106の出力
と排他論理和をとられる。
Ｍ系列発生器106は第４図に示す如く例えば遅延回路
Ｄを10個用いる10次の構成とされており、その初期値
は、ブロックアドレス発生器107の出力アドレス（又は
アドレスと対応がとれている各データブロックの値）に
より異なる値にセットされる。このように、第５図
（Ａ）（アドレス00Hの場合）及び第５図（Ｂ）（アド
レス01Hの場合）に示す如く、初期設定では破線で包囲
して示す上位２ビットを「１」にセットされることによ
り、各々のデータブロックにおけるＭ系列信号パターン
は各データブロック毎に夫々異なることになる。ここ
で、第６図（Ａ）に示す如く、加算器105において、C1
生成器103からの原デジタル信号との排他論理和をとる
のはＭ系列発生器106の出力中MSB（最上位ビット）であ
り、原デジタル信号はＭ系列発生器106及び加算器105に
よってスクランブルをかけられて取出される。
Ｄを10個用いる10次の構成とされており、その初期値
は、ブロックアドレス発生器107の出力アドレス（又は
アドレスと対応がとれている各データブロックの値）に
より異なる値にセットされる。このように、第５図
（Ａ）（アドレス00Hの場合）及び第５図（Ｂ）（アド
レス01Hの場合）に示す如く、初期設定では破線で包囲
して示す上位２ビットを「１」にセットされることによ
り、各々のデータブロックにおけるＭ系列信号パターン
は各データブロック毎に夫々異なることになる。ここ
で、第６図（Ａ）に示す如く、加算器105において、C1
生成器103からの原デジタル信号との排他論理和をとる
のはＭ系列発生器106の出力中MSB（最上位ビット）であ
り、原デジタル信号はＭ系列発生器106及び加算器105に
よってスクランブルをかけられて取出される。
従って、原デジタル信号は０のみ或いは１のみの反転
の無い信号であってもＭ系列発生器106の出力によって
反転を含む信号となり、つまり、変化点の多い信号とな
り、後述の再生系においてこの変化点を基準にして同期
検波，ビット同期を安定に行ない得ることになる。
の無い信号であってもＭ系列発生器106の出力によって
反転を含む信号となり、つまり、変化点の多い信号とな
り、後述の再生系においてこの変化点を基準にして同期
検波，ビット同期を安定に行ない得ることになる。
加算器105の出力はマルチプレクサ108で、同期信号発
生器109からの同期信号、ID発生器110からの識別信号，
アドレス発生器107からのアドレス信号、加算器111から
のIDADR＝Ｐ信号を付加され、OQDPSK変調器36（第２
図）に供給される。
生器109からの同期信号、ID発生器110からの識別信号，
アドレス発生器107からのアドレス信号、加算器111から
のIDADR＝Ｐ信号を付加され、OQDPSK変調器36（第２
図）に供給される。
次に第１図（Ｂ）に示すデコーダにおいて、端子120
に入来したOQDPSK復調器61（第２図）の出力データは同
期検波器121で同期検波され、ID・ADRエラー検出器122
で識別信号ID、アドレス信号ADRがエラーチェックさ
れ、エラーが無ければIDデコーダ123で識別信号IDを検
波されると共にアドレスカウンタ124でアドレス信号と
される。この場合、エラーがあればアドレスカウンタ12
4のカウンタ値が１進められる。アドレスカウンタ124の
出力はメモリ125のアドレス発生器126に供給され、デー
タの格納エリアが決定される。
に入来したOQDPSK復調器61（第２図）の出力データは同
期検波器121で同期検波され、ID・ADRエラー検出器122
で識別信号ID、アドレス信号ADRがエラーチェックさ
れ、エラーが無ければIDデコーダ123で識別信号IDを検
波されると共にアドレスカウンタ124でアドレス信号と
される。この場合、エラーがあればアドレスカウンタ12
4のカウンタ値が１進められる。アドレスカウンタ124の
出力はメモリ125のアドレス発生器126に供給され、デー
タの格納エリアが決定される。
アドレスカウンタ124の出力は第１図（Ａ）に示すＭ
系列発生器106と同一のＭ系列発生器127に供給され、そ
の初期値を設定する。Ｍ系列発生器127の出力及びID・A
DRエラー検出器122の出力は加算器128にて第６図（Ｂ）
に示す如く排他論理和をとられ、スクランブルを解除さ
れて元のデジタル信号とされる。加算器128の出力及び
メモリ125の出力はエラー検出及び訂正回路129にて誤り
訂正されると共にデインタリーブされ、補間回路150で
補間され、DA変換器63a,63b（第２図）に供給される。
系列発生器106と同一のＭ系列発生器127に供給され、そ
の初期値を設定する。Ｍ系列発生器127の出力及びID・A
DRエラー検出器122の出力は加算器128にて第６図（Ｂ）
に示す如く排他論理和をとられ、スクランブルを解除さ
れて元のデジタル信号とされる。加算器128の出力及び
メモリ125の出力はエラー検出及び訂正回路129にて誤り
訂正されると共にデインタリーブされ、補間回路150で
補間され、DA変換器63a,63b（第２図）に供給される。
ここで、エラーレート悪化のために誤り訂正能力以上
のエラーが生じた場合を第７図に示す。ここに示す符号
形態は、前述の第８図に示す符号形態と同じである。例
えば、シンドロームS10，S11，S16，S121，S124，S
125，S126及びS20，S21，S22，S28が夫々誤り訂正能力
以上のエラーを生じたことを示したとする。この場合、
第７図に×印で示した夫々の交点のシンボルのみエラー
と推定できるので、これらのサンプルの誤り訂正，補間
を行なえばよい。
のエラーが生じた場合を第７図に示す。ここに示す符号
形態は、前述の第８図に示す符号形態と同じである。例
えば、シンドロームS10，S11，S16，S121，S124，S
125，S126及びS20，S21，S22，S28が夫々誤り訂正能力
以上のエラーを生じたことを示したとする。この場合、
第７図に×印で示した夫々の交点のシンボルのみエラー
と推定できるので、これらのサンプルの誤り訂正，補間
を行なえばよい。
然るにこのとき、アドレスADR26をアドレスADR10と誤
ったとするとアドレスカウンタ124は誤ったアドレスを
メモリアドレス発生器126に送り、データはメモリ125の
誤ったアドレスにデータを格納する。この時データその
ものに誤りがないとすると、横方向パリティコードC2の
デコードによりS2シンドロームは全て訂正不能を示し、
従って、シンドロームS10，S11，S16，S121，S124，S1
25，S126及びS110に含まれる全てのシンボルをエラーと
しなければならないが、S110系列にはエラーが存在しな
い（○印で示す）のでシンドロームS110はエラーのある
ことを示さない。この結果、PCM音声付VTR等では誤った
データを出力することによってスピーカを破損するとい
う事故を生じることがある。
ったとするとアドレスカウンタ124は誤ったアドレスを
メモリアドレス発生器126に送り、データはメモリ125の
誤ったアドレスにデータを格納する。この時データその
ものに誤りがないとすると、横方向パリティコードC2の
デコードによりS2シンドロームは全て訂正不能を示し、
従って、シンドロームS10，S11，S16，S121，S124，S1
25，S126及びS110に含まれる全てのシンボルをエラーと
しなければならないが、S110系列にはエラーが存在しな
い（○印で示す）のでシンドロームS110はエラーのある
ことを示さない。この結果、PCM音声付VTR等では誤った
データを出力することによってスピーカを破損するとい
う事故を生じることがある。
しかしながら、本発明によれば、アドレス情報によっ
てエンコーダ（第１図（Ａ））ではスクランブル、デコ
ーダ（第１図（Ｂ））ではディスクランブルを行なって
いるので、第７図に示すようにアドレスにエラーを生じ
るとＭ系列発生器127の初期値がエンコーダ系のＭ系列
発生器106における第５図に示すものと異なり、その出
力信号系列がエンコーダ系の信号系列と異なるのでスク
ランブルの解除ができず、C1パリティコードにエラーが
発生することになる。このような本発明ではアドレスエ
ラーがあるとデータの受信系列にエラーが生じなくても
復号データにエラーが生じるため、シンドローム系列は
エラーを示すことになり、これにより、誤りデータを出
力することを防止できる。従って、本発明によれば、ア
ドレスエラーの検出能力が向上し、エラーの見逃しが減
少するので、誤ったデータを出力することによってスピ
ーカを破損するといった事故を防止できる。
てエンコーダ（第１図（Ａ））ではスクランブル、デコ
ーダ（第１図（Ｂ））ではディスクランブルを行なって
いるので、第７図に示すようにアドレスにエラーを生じ
るとＭ系列発生器127の初期値がエンコーダ系のＭ系列
発生器106における第５図に示すものと異なり、その出
力信号系列がエンコーダ系の信号系列と異なるのでスク
ランブルの解除ができず、C1パリティコードにエラーが
発生することになる。このような本発明ではアドレスエ
ラーがあるとデータの受信系列にエラーが生じなくても
復号データにエラーが生じるため、シンドローム系列は
エラーを示すことになり、これにより、誤りデータを出
力することを防止できる。従って、本発明によれば、ア
ドレスエラーの検出能力が向上し、エラーの見逃しが減
少するので、誤ったデータを出力することによってスピ
ーカを破損するといった事故を防止できる。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではな
く、例えば、C1パリティコードのみの符号訂正にも有効
である。しかし、C1パリティコード及びC2パリティコー
ドの２つのパリティコードをもつ装置で、C1パリティコ
ードのみの復号を行なう場合は更に有効である。
く、例えば、C1パリティコードのみの符号訂正にも有効
である。しかし、C1パリティコード及びC2パリティコー
ドの２つのパリティコードをもつ装置で、C1パリティコ
ードのみの復号を行なう場合は更に有効である。
又、３重,4重その他の多重符号（積符号とは限らな
い）の訂正にも有効である。
い）の訂正にも有効である。
発明の効果 以上説明した如く、本発明によれば、伝送データをス
クランブルしているので原信号は反転のない信号でも反
転されることになり（変化点が多くなり）、再生系にお
いてこの変化点を基準にして同期検波、ビット同期を安
定に行ない得る。又、アドレス情報によってスクランブ
ル，ディスクランブルしているので、アドレスにエラー
を生じると再生系擬似ランダム関数発生器の初期値は記
録系のそれの初期値と異なり、この結果スクランブル解
除できず、パリティコードにエラーを生じ、このように
アドレスエラーがあるとデータの受信系列にエラーが生
じなくても復号データにエラーが生じるため、シンドロ
ーム系列はエラーを示すことになり、これにより、アド
レスエラーの検出能力が向上し、エラーの見逃しが減少
するので、PCM音声付VTRの場合、誤ったデータを出力す
ることによってスピーカを破損するといった事故を防止
できる。更に、復号側でスクランブル解除した信号は積
符号であるので、C1パリティコード系列にアドレスを含
めた場合（符号が積符号でなくなる）に比して符号の検
出，訂正能力が向上する。
クランブルしているので原信号は反転のない信号でも反
転されることになり（変化点が多くなり）、再生系にお
いてこの変化点を基準にして同期検波、ビット同期を安
定に行ない得る。又、アドレス情報によってスクランブ
ル，ディスクランブルしているので、アドレスにエラー
を生じると再生系擬似ランダム関数発生器の初期値は記
録系のそれの初期値と異なり、この結果スクランブル解
除できず、パリティコードにエラーを生じ、このように
アドレスエラーがあるとデータの受信系列にエラーが生
じなくても復号データにエラーが生じるため、シンドロ
ーム系列はエラーを示すことになり、これにより、アド
レスエラーの検出能力が向上し、エラーの見逃しが減少
するので、PCM音声付VTRの場合、誤ったデータを出力す
ることによってスピーカを破損するといった事故を防止
できる。更に、復号側でスクランブル解除した信号は積
符号であるので、C1パリティコード系列にアドレスを含
めた場合（符号が積符号でなくなる）に比して符号の検
出，訂正能力が向上する。
第１図は本発明装置の一実施例のブロック図、第２図は
本発明装置を適用するPCM音声付VTRのブロック図、第３
図は第２図に示す装置の各部の信号周波数スペクトラ
ム、第４図はＭ系列発生器の詳細ブロック図、第５図は
Ｍ系列発生器による擬似ランダム関数発生の様子を示す
図、第６図は原デジタル情報と擬似ランダム関数との排
他論理和をとる様子を示す図、第７図はアドレスエラー
を生じた時のシンドロームの様子を示す図、第８図及び
第９図は一般のデジタル信号形態を示す図である。 34a,34b……AD変換器、35……エンコーダ、36……OQDPS
K変調器、61……OQDPSK復調器、62……デコーダ、63a,6
3b……DA変換器、102……C2生成器、103……C1生成器、
104,125……メモリ、105,128……加算器、106,127……
Ｍ系列スクランブル信号発生器（擬似ランダム関数発生
器）、107……アドレス発生器、108……マルチプレク
サ、109……同期信号発生器、110……識別信号発生器、
121……同期検波器、122……ID・ADRエラー検出器、123
……IDデコーダ、124……アドレスカウンタ、126……メ
モリアドレス発生器、129……エラー検出及び訂正回
路、130……補間回路。
本発明装置を適用するPCM音声付VTRのブロック図、第３
図は第２図に示す装置の各部の信号周波数スペクトラ
ム、第４図はＭ系列発生器の詳細ブロック図、第５図は
Ｍ系列発生器による擬似ランダム関数発生の様子を示す
図、第６図は原デジタル情報と擬似ランダム関数との排
他論理和をとる様子を示す図、第７図はアドレスエラー
を生じた時のシンドロームの様子を示す図、第８図及び
第９図は一般のデジタル信号形態を示す図である。 34a,34b……AD変換器、35……エンコーダ、36……OQDPS
K変調器、61……OQDPSK復調器、62……デコーダ、63a,6
3b……DA変換器、102……C2生成器、103……C1生成器、
104,125……メモリ、105,128……加算器、106,127……
Ｍ系列スクランブル信号発生器（擬似ランダム関数発生
器）、107……アドレス発生器、108……マルチプレク
サ、109……同期信号発生器、110……識別信号発生器、
121……同期検波器、122……ID・ADRエラー検出器、123
……IDデコーダ、124……アドレスカウンタ、126……メ
モリアドレス発生器、129……エラー検出及び訂正回
路、130……補間回路。
Claims (2)
- 【請求項１】アドレス情報と共にデジタル情報を伝送す
る装置において、 擬似ランダム関数を発生する回路を有し、上記デジタル
情報と該擬似ランダム関数発生回路の出力との排他論理
和をとってこれをデジタル変調器に変調入力として供給
する装置であって、 前記擬似ランダム関数発生回路の初期値を前記アドレス
情報又は前記アドレス情報と関連のあるデータブロック
情報としたことを特徴とする符号訂正装置。 - 【請求項２】アドレス情報を付加された復調デジタル情
報を受信する装置において、 擬似ランダム関数を発生する回路を有し、上記復調デジ
タル情報と該擬似ランダム関数発生回路の出力との排他
論理和をとって元のデジタル情報に戻す回路に供給する
装置であって、 前記擬似ランダム関数発生回路の初期値を復調アドレス
情報又は復調アドレス情報と関連のある復調データブロ
ック情報としたことを特徴とする符号訂正装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63086868A JPH0823971B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | 符号訂正装置 |
| KR1019890004302A KR920008148B1 (ko) | 1988-04-08 | 1989-04-01 | 부호 정정 장치 |
| US07/334,493 US5014274A (en) | 1988-04-08 | 1989-04-07 | Code-error correcting device |
| EP89303518A EP0337702B1 (en) | 1988-04-08 | 1989-04-10 | Code-error correcting device |
| DE68917188T DE68917188T2 (de) | 1988-04-08 | 1989-04-10 | Kode-Fehler-Korrekturgerät. |
| HK97102070A HK1000543A1 (en) | 1988-04-08 | 1997-11-01 | Code-error correcting device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63086868A JPH0823971B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | 符号訂正装置 |
Related Child Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9074476A Division JP3033513B2 (ja) | 1997-03-10 | 1997-03-10 | デジタル情報記録再生装置 |
| JP09074474A Division JP3097590B2 (ja) | 1997-03-10 | 1997-03-10 | デジタル情報の記録再生システム |
| JP09074475A Division JP3082699B2 (ja) | 1997-03-10 | 1997-03-10 | デジタル情報の記録再生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01260675A JPH01260675A (ja) | 1989-10-17 |
| JPH0823971B2 true JPH0823971B2 (ja) | 1996-03-06 |
Family
ID=13898799
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63086868A Expired - Lifetime JPH0823971B2 (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | 符号訂正装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5014274A (ja) |
| EP (1) | EP0337702B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0823971B2 (ja) |
| KR (1) | KR920008148B1 (ja) |
| DE (1) | DE68917188T2 (ja) |
| HK (1) | HK1000543A1 (ja) |
Families Citing this family (62)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5430738A (en) * | 1991-01-31 | 1995-07-04 | Pioneer Electronic Corporation | Information transmission system for transmitting a digital information signal divided into packets with an information signal error diagnosis and correction function |
| JPH06195877A (ja) * | 1992-12-22 | 1994-07-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル情報記録装置 |
| KR0152788B1 (ko) | 1994-11-26 | 1998-10-15 | 이헌조 | 디지탈 영상 시스템의 복사 방지 방법 및 장치 |
| KR0136458B1 (ko) | 1994-12-08 | 1998-05-15 | 구자홍 | 디지탈 자기 기록재생 시스템의 복사 방지장치 |
| SG43256A1 (en) * | 1995-03-29 | 1997-10-17 | Toshiba Kk | Apparatus and method for reading and writing data |
| EP0755055B1 (en) * | 1995-07-14 | 2002-01-16 | Sony Corporation | Transmitting recording and reproducing data |
| US5835499A (en) * | 1995-09-11 | 1998-11-10 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Data processing device for FM multi-channel broadcasting |
| US6543024B2 (en) | 1996-02-09 | 2003-04-01 | Overland Storage, Inc. | Write format for digital data storage |
| US5931968A (en) | 1996-02-09 | 1999-08-03 | Overland Data, Inc. | Digital data recording channel |
| US5815514A (en) * | 1996-02-09 | 1998-09-29 | Overland Data, Inc. | Variable rate bit inserter for digital data storage |
| US5712863A (en) * | 1996-02-09 | 1998-01-27 | Overland Data Inc | Randomizing encoder for digital data storage |
| US6167550A (en) * | 1996-02-09 | 2000-12-26 | Overland Data, Inc. | Write format for digital data storage |
| US6081918A (en) * | 1997-11-06 | 2000-06-27 | Spielman; Daniel A. | Loss resilient code with cascading series of redundant layers |
| US6597526B1 (en) | 1998-08-14 | 2003-07-22 | Overland Storage, Inc. | Magnetic tape drive apparatus including a variable rate encoder |
| US6956797B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-10-18 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with error signal integrity testing |
| US6937543B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-08-30 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital focus servo system with a sliding notch filter |
| US6970403B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-11-29 | Dphi Acquisition, Inc. | Calibration of tracking error signal offset in a tracking servo system |
| US7782721B2 (en) * | 2001-01-25 | 2010-08-24 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital focus and tracking servo system with multi-zone calibration |
| US6958957B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-10-25 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking and focus servo system with TES to FES crosstalk calibration |
| US6891789B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-05-10 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus servo system with automatic media type detector |
| US6930963B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-08-16 | Dphi Acquistions, Inc. | Tracking and focus servo system with head load |
| US7095683B2 (en) * | 2001-01-25 | 2006-08-22 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus digital servo system with write abort |
| US6762980B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-07-13 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking servo system with a multi-track seeking and accelerated servo function for regaining a closed tracking loop |
| US6809995B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-10-26 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital focus and tracking servo system |
| US6970410B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-11-29 | Dphi Acquisitions, Inc. | Focus detection in a digital focus servo system |
| US6965547B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-11-15 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus servo system with error signal inverse non-linearity calibration |
| US7023776B2 (en) * | 2001-01-25 | 2006-04-04 | Dphi Acquisitions, Inc. | Calibration initiation methods for a tracking and focus servo system |
| US6904007B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-06-07 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with loop gain calibration |
| US6704261B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-03-09 | Dphi Acquisitions, Inc. | Spin motor control in an optical drive |
| US7414940B2 (en) | 2001-01-25 | 2008-08-19 | Dphi Acquisitions, Inc. | Calibration of a focus error signal gain in a focus servo system |
| US6813228B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-11-02 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus servo system with direction sensor |
| US6882601B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-04-19 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with feed-forward control loops |
| US6950380B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-09-27 | Dphi Acquisitions, Inc. | Detector input dark current offset calibration in an optical disk drive digital servo |
| US7492675B2 (en) * | 2001-01-25 | 2009-02-17 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with calibrated notch filters |
| US6847596B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-01-25 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking servo system including a multi-track seek algorithm with a track zero crossing period integrity test |
| US7020054B2 (en) * | 2001-01-25 | 2006-03-28 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with biased feed-forward |
| US6922380B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-07-26 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus servo system with anti-skate algorithm |
| US6909676B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-06-21 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking servo system with multi-track seek with track zero crossing detection |
| US6813226B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-11-02 | Dphi Acquisitions, Inc. | Calibration of a focus sum threshold in a focus servo system |
| US7593300B2 (en) | 2001-01-25 | 2009-09-22 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking servo system with off-format detection |
| US7672199B2 (en) | 2001-01-25 | 2010-03-02 | Dphi Acquisitions, Inc. | Close focus algorithm in a digital focus servo system |
| US6781929B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-08-24 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking servo system with multi-track seek |
| US7522480B2 (en) * | 2001-01-25 | 2009-04-21 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking servo system with multi-track seek with an acceleration clamp |
| US7092322B2 (en) * | 2001-01-25 | 2006-08-15 | Dphi Acquisitions, Inc. | Calibration of focus error signal offset in a focus servo system |
| US6891781B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-05-10 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with second order compensator |
| US7016280B2 (en) * | 2001-01-25 | 2006-03-21 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus servo system with defect detection |
| US6728182B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-04-27 | Dphi Acquisitions, Inc. | Tracking and focus servo system with a media type boundary crossing detector |
| US7196979B2 (en) | 2001-01-25 | 2007-03-27 | Dphi Acquisitions, Inc. | Calibration storage methods for a digital focus and tracking servo system with calibration |
| US6885619B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-04-26 | Dphi Acquisitions, Inc. | Detector input stray light offset calibration in an optical disk drive |
| US7260031B2 (en) | 2001-01-25 | 2007-08-21 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital focus and tracking servo system with one-track jump |
| US7680004B2 (en) * | 2001-01-25 | 2010-03-16 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with inverse non-linearity compensation |
| US7023766B2 (en) | 2001-01-25 | 2006-04-04 | Dphi Acquisitions, Inc. | Flexible servicing of servo algorithms using a digital signal processor |
| US6847597B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-01-25 | Dphi Acquisitions, Inc. | Optical disk drive with a digital focus and tracking servo system |
| US6906985B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-06-14 | Dphi Acquisitions, Inc. | Calibration of tracking error signal gain in a tracking servo system |
| US6738320B2 (en) | 2001-01-25 | 2004-05-18 | Dphi Acquisitions, Inc. | System and method for moving optical pick up from current position to target position with smooth control |
| US6898164B2 (en) | 2001-01-25 | 2005-05-24 | Dphi Acquisitions, Inc. | Close tracking algorithm in a digital tracking servo system |
| US6882603B2 (en) * | 2001-01-25 | 2005-04-19 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital tracking servo system with tracking skate detection |
| WO2002101742A1 (fr) | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Fujitsu Limited | Dispositif de stockage d'informations optique, circuit de traitement des donnees et support de stockage d'informations |
| JP2003060509A (ja) * | 2001-08-10 | 2003-02-28 | Teac Corp | ディジタル信号のエラー補償装置及び方法 |
| JP3688628B2 (ja) * | 2001-11-09 | 2005-08-31 | 株式会社東芝 | 信号処理方法及び装置、信号再生方法及び装置、記録媒体 |
| US7913151B1 (en) * | 2006-05-26 | 2011-03-22 | Pmc-Sierra, Inc. | Forward error correction with self-synchronous scramblers |
| US8405925B2 (en) * | 2011-06-01 | 2013-03-26 | International Business Machines Corporation | Track-dependent data randomization mitigating false VFO detection |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3550082A (en) * | 1966-03-17 | 1970-12-22 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic synchronization recovery techniques for nonbinary cyclic codes |
| FR2211169A5 (ja) * | 1972-12-15 | 1974-07-12 | Sle Citerel Lannion Elec | |
| GB1500132A (en) * | 1974-03-07 | 1978-02-08 | Standard Telephones Cables Ltd | Multi-level data scramblers and descramblers |
| JPS537762B2 (ja) * | 1974-08-14 | 1978-03-22 | ||
| US4457004A (en) * | 1982-02-08 | 1984-06-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Multidimensional channel coding |
| US4723246A (en) * | 1982-05-11 | 1988-02-02 | Tandem Computers Incorporated | Integrated scrambler-encoder using PN sequence generator |
| US4726029A (en) * | 1985-09-10 | 1988-02-16 | Hycom Incorporated | Error-correcting modem |
-
1988
- 1988-04-08 JP JP63086868A patent/JPH0823971B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-04-01 KR KR1019890004302A patent/KR920008148B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-04-07 US US07/334,493 patent/US5014274A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-10 EP EP89303518A patent/EP0337702B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-04-10 DE DE68917188T patent/DE68917188T2/de not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-11-01 HK HK97102070A patent/HK1000543A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5014274A (en) | 1991-05-07 |
| EP0337702A2 (en) | 1989-10-18 |
| JPH01260675A (ja) | 1989-10-17 |
| DE68917188D1 (de) | 1994-09-08 |
| KR890016552A (ko) | 1989-11-29 |
| KR920008148B1 (ko) | 1992-09-22 |
| EP0337702A3 (en) | 1990-08-08 |
| HK1000543A1 (en) | 1998-04-03 |
| EP0337702B1 (en) | 1994-08-03 |
| DE68917188T2 (de) | 1994-12-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0823971B2 (ja) | 符号訂正装置 | |
| EP0277000B1 (en) | Magnetic recording and/or reproducing apparatus | |
| JPS62219205A (ja) | 磁気記録再生方式 | |
| KR910000205B1 (ko) | 자기 기록 재생 방법 및 장치 | |
| JP3097590B2 (ja) | デジタル情報の記録再生システム | |
| JP3112017B2 (ja) | デジタル情報の記録再生方法及びデジタル情報の記録再生装置 | |
| JP3033513B2 (ja) | デジタル情報記録再生装置 | |
| JP3082699B2 (ja) | デジタル情報の記録再生方法 | |
| JPH061523B2 (ja) | 磁気記録装置及び磁気記録再生装置 | |
| JPH0752485B2 (ja) | 磁気記録装置 | |
| JPH0743803B2 (ja) | 磁気再生装置 | |
| JPH0799878B2 (ja) | 磁気記録装置及び磁気記録再生装置 | |
| JPS62175904A (ja) | Ｐｃｍ記録再生装置 | |
| JPH0618042B2 (ja) | 磁気記録／再生装置 | |
| JPS61294665A (ja) | Ｐｃｍ記録再生装置 | |
| JP2728654B2 (ja) | 画像再生装置 | |
| JPH0729360A (ja) | ディジタルデータ記録再生装置 | |
| JPH03121685A (ja) | 信号判別回路 | |
| JPS62175903A (ja) | Ｐｃｍ信号記録再生装置 | |
| JPS61123374A (ja) | 磁気記録再生装置 | |
| JPS63117302A (ja) | 情報信号記録再生装置 | |
| JPH04129063A (ja) | 磁気記録再生装置 | |
| JPS63184901A (ja) | 磁気記録装置 | |
| JPH02172001A (ja) | Ｂｓチユーナ内蔵ｐｃｍ記録再生装置 | |
| JPH03181063A (ja) | デジタルオーディオテープレコーダ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090306 Year of fee payment: 13 |