JPH08186610A

JPH08186610A - ディジタル放送受信機

Info

Publication number: JPH08186610A
Application number: JP1795A
Authority: JP
Inventors: Masaki Noda; 正樹野田; Akio Yamamoto; 昭夫山本; Satoshi Adachi; 聡安達
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-01-04
Filing date: 1995-01-04
Publication date: 1996-07-16

Abstract

(57)【要約】【構成】基準発振器６の温度係数をバンドパスフィルタ
４の温度係数と同じになるよう選択構成し、基準発振器
６の発振周波数を計測する手段を設け、基準発振器６の
発振周波数の変化量だけ、局部発振器２の発振周波数を
補正することにより、ミクサ１の変換周波数をバンドパ
スフィルタ４の中心周波数の変化に追従して変化させ
る。【効果】バンドパスフィルタの帯域幅を必要帯域幅に選
ぶことができるため、帯域幅の増加よる入力Ｃ／Ｎの劣
化やナイキストＳＡＷフィルタを用いたときにも復調特
性の劣化がない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はディジタル変調されたデ
ィジタル放送を受信するに好適なディジタル放送受信機
に関する。

【０００２】

【従来の技術】地上放送、衛星放送、通信衛星など限ら
れたチャンネル数の有効利用を図るため従来のアナログ
テレビジョン放送の１チャンネルで１番組サービスに対
し、高能率のディジタル画像圧縮技術とディジタル変調
技術を用いることにより、アナログ伝送帯域の１チャン
ネルで複数の番組サービスを行なう多チャンネル化ディ
ジタルテレビジョン放送が計画されている。これらのデ
ィジタル変調には、ＱＰＳＫ変調やＭＳＫ変調などの直
交ディジタル変調が用いられる。

【０００３】直交ディジタル変調を受信する受信機の主
要部を図５に示す。１はミクサ、２は局部発振器、３は
選局と周波数安定化手段、４はバンドパスフィルタ、５
は中間周波増幅器、６は基準発振器、７は９０度移相
器、８と９は掛算器、１０と１１はベースバンド増幅
器、１２はキャリア再生手段、１３と１４はナイキスト
フィルタ、１００は中間周波入力端子、１０１はＩ信号
出力端子、１０２はＱ信号出力端子である。中間周波入
力端子１００から入力された１ＧＨｚ帯の中間周波信号
は、ミクサ１と局部発振器２からなる周波数変換手段に
より希望チャネルが４００〜５００ＭＨｚの中間周波数
に変換される。選局と周波数安定化手段３は、フェーズ
ロックドループ（ＰＬＬ）のシンセサイザとマイクロコ
ンピュータで構成され、局部発振器２の希望周波数への
設定と安定化を図るため、発振出力信号を入力して局部
発振器２の制御電圧を出力する。ミクサ１の出力は、バ
ンドパスフィルタ４で不要波の除去を行い、増幅器５で
利得制御され、９０度移相器７で９０度の位相差を与え
られた基準発振器６の発振出力と、二つの掛算機８，９
でそれぞれ掛算される。掛算機８と９の出力は、増幅器
１０，１１で増幅され、キャリア再生手段１２でキャリ
ア再生と同期検波が行われ、出力はナイキストフィルタ
１３，１４を介して端子１０１と１０２からそれぞれ復
調信号ＩとＱが得られる。同図の基準発振器６と９０度
移相器７と掛算器８，９は擬似同期検波手段と呼ばれ、
キャリア再生手段１２はアナログ−ディジタル変換器
（ＡＤコンバータ）を入力に備えたディジタル信号処理
で構成される。

【０００４】図６は別の直交ディジタル変調を受信する
受信機の例である。同図で１５はキャリア再生手段１２
から出力されるキャリア信号の位相誤差信号であり、位
相誤差信号１５で基準発振器６を制御することにより、
キャリア再生手段１２の同期速度の改善とキャリア同期
の安定化を図っている。同図のキャリア再生手段１２は
アナログ信号処理系で構成される例もあり、この場合
は、基準発振器６と９０度移相器７と掛算器８，９は同
期検波手段を構成し、位相誤差信号１５に制御された基
準発振器６と９０度移相器７の出力は、掛算器８，９の
入力に対して同位相と成り、同期検波が行われる。

【０００５】これらのディジタル受信機のバンドパスフ
ィルタ４には、一般に無調整化のため表面弾性波（ＳＡ
Ｗ）フィルタが用いられ、基板材質はＬｉＴａＯ₃やＬ
ｉＮｂＯ₃が用いられる。基準発振器６は掛算器８，９
の入力周波数と同一の発振周波数が要求される。掛算器
８，９の入力周波数は周波数安定化手段３で安定化され
た局部発振器２によって温度変化に対しても安定してい
るため、基準発振器６の共振系には温度特性の優れた水
晶基板上に構成したＳＡＷ共振子を用いられる。基準発
振器６の例は図７の（Ａ）と（Ｂ）が知られている。
（Ａ）において、１６はＳＡＷ共振子、１７と１９と２
１と２２はコンデンサ、１８はトランジスタ、２０は抵
抗である。（Ｂ）において、２３はＳＡＷ共振子、２４
は増幅器である。これらの発振の動作原理は、良く知ら
れているため略する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル放送
受信機では、バンドパスフィルタ４の温度係数、使用さ
れる基板材質からＬｉＴａＯ₃で約−７０ｐｐｍ／℃，
ＬｉＮｂＯ₃で約−２０ｐｐｍ／℃であった。いま中心
周波数を４７９．５ＭＨｚとすると、温度変化２５±５
０℃における中心周波数の変化は、ＬｉＴａＯ₃で約±
１．７ＭＨｚ，ＬｉＮｂＯ₃で約±０．５ＭＨｚであ
る。したがって、バンドパスフィルタ４の帯域幅は、必
要帯域幅２７〜３６ＭＨｚに対してこの変化分の約２倍
を加算したものになる。しかし、バンドパスフィルタ４
の帯域幅を広くすると、掛算器８，９に入力される雑音
帯域幅が増加するため入力Ｃ／Ｎが劣化する。また、近
年、ナイキストフィルタ１３，１４をベースバンドに配
置すると、価格の高い高次のフィルタが二つ必要になる
ため、高周波系のバンドパスフィルタ４の、比較的安価
な一つのＳＡＷフィルタにより実現しようする要求が高
まっている。ナイキストフィルタをＳＡＷフィルタで実
現する場合、帯域幅は正確にナイキスト周波数の２倍と
なり、温度変化分の帯域幅増加は入力Ｃ／Ｎの増加以上
に復調特性の劣化となる。これに対して水晶基板を用い
た基準発振器６のＳＡＷ共振子１６あるいは２３の温度
係数は約３〜５ｐｐｍ／℃、周波数変化で約±７２〜１
２０ＫＨｚと小さく、この例より良好な復調特性が得ら
れる。しかし、水晶基板を用いたＳＡＷフィルタは、高
価であり、その帯域幅は狭帯域で、必要帯域幅が得られ
ない課題があった。

【０００７】本発明の目的は、ディジタル放送受信機
で、バンドパスフィルタ４に従来のＳＡＷフィルタを用
いても帯域幅を増加することなく、簡単な構成で温度変
化に対して良好な復調特性が得られるディジタル放送受
信機を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、基準発振器６の温度係数をバンドパスフ
ィルタ４の温度係数と同じになるよう選択構成し、基準
発振器６の発振周波数を計測する手段を設け、温度変化
による基準発振器６の発振周波数の変動に応じて、局部
発振器２の発振周波数を周波数安定化手段３で制御す
る。

【０００９】基準発振器６の温度係数をバンドパスフィ
ルタ４の温度係数と同じにするには、ＳＡＷ共振子１６
あるいは２３の基板にバンドパスフィルタ４の基板材質
と同じ基板材質を用いる。

【００１０】また、衛星放送のように、屋外のコンバー
タの温度特性による受信周波数の変化により、ミクサ１
の入力周波数が変化する場合は、基準発振器６の発振周
波数の変動に加え、キャリア再生手段の移相誤差信号の
変動に応じて、局部発振器２の発振周波数を制御する。

【００１１】

【作用】基準発振器６の温度係数をバンドパスフィルタ
４の温度係数と同じになるよう選択構成し、基準発振器
６の発振周波数を計測する手段を設けることにより、基
準発振器６の発振周波数の温度変化による変位を計測す
ることで、バンドパスフィルタ４の中心周波数の変化を
知ることができる。計測された基準発振器６の発振周波
数の変化量だけ、周波数安定化手段３で局部発振器２の
発振周波数を補正する。補正方向は、局部発振器２の発
振周波数がミクサ１の入力に対して高いアッパーヘテロ
ダイン方式では、基準発振器６の変化方向の逆方向に、
また、局部発振器２の発振周波数がミクサ１の入力に対
して低いロアーヘテロダイン方式では、基準発振器６の
変化方向と同方向に補正を行ない、等価的にミクサ１の
変換周波数をバンドパスフィルタ４の中心周波数の変化
に追従して変化させる。その結果、ミクサ１の変換周波
数と、バンドパスフィルタ４の中心周波数と、基準発振
器６の発振周波数は常に一致することになり、バンドパ
スフィルタ４の帯域幅を必要帯域幅に選ぶことができる
ため、課題であった帯域幅の増加よる入力Ｃ／Ｎの増加
やナイキストＳＡＷフィルタを用いたときの復調特性の
劣化がない効果がある。また、基準発振器６のＳＡＷ共
振子１６，２３は、安価なバンドパスフィルタ４と同じ
基板材質でよくコスト低減の効果がある。

【００１２】また、衛星放送のように、屋外のコンバー
タの温度特性によりミクサ１の入力周波数が変化を受け
た場合、基準発振器６の発振周波数の温度変動に対して
局部発振器２の補正を行なった後は、ミクサ１の変換出
力には入力周波数の変動分だけが発生する。このずれ
は、キャリア再生手段の位相誤差信号の変動として検出
できるため、この位相誤差信号の変動が無くなるように
周波数安定化手段３により局部発振器２の発振周波数を
追加制御することにより、ミクサ１の入力周波数の変化
を打ち消すことができ、屋外ユニットと屋内ユニットで
の温度変動の影響を受けない良好な受信ができる効果が
ある。

【００１３】

【実施例】以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細
に説明する。

【００１４】図１は、本発明の一実施例を示すブロック
図である。図１で、２５は同じ温度係数部分、２６は周
波数の計測手段である。基準発振器６のＳＡＷ共振子の
基板材質をバンドパスフィルタ４のＳＡＷフィルタと同
質の基板材質、例えば、ＬｉＴａＯ₃やＬｉＮｂＯ₃に選
び、同じ温度係数とする。基準発振器６の発振出力は、
分岐され周波数の計測手段２６によって、発振周波数を
計測する。計測手段２６の出力は、周波数安定化手段３
に入力され、予め設定されている中心発振周波数、例え
ば、４７９．５ＭＨｚや４０２．７８ＭＨｚとの差が求
められ、同周波数安定化手段３によってミクサ１の変換
出力周波数が基準発振器６の発振出力に一致する方向
に、局部発振器２を制御する。この結果、基準発振器６
の変化した発振出力とミクサ１の変換出力周波数は一致
するが、基準発振器６のＳＡＷ共振子とバンドパスフィ
ルタ４のＳＡＷフィルタの温度係数は等しいためバンド
パスフィルタ４のＳＡＷフィルタの中心周波数も基準発
振器６と同じだけ変位しており、ミクサ１の変換出力周
波数と一致することになる。すなわち、ミクサ１の変換
周波数と、バンドパスフィルタ４の中心周波数と、基準
発振器６の発振周波数は常に一致することになり、バン
ドパスフィルタ４の帯域幅を必要帯域幅に選ぶことがで
きる。

【００１５】図２は、本発明の別の実施例を示すブロッ
ク図である。図２は、図１に対し衛星放送のように、屋
外のコンバータの温度特性による受信周波数の変化に対
して安定な受信を実現した実施例である。図２で、２７
は図６の位相誤差信号１５と同様なキャリア再生手段１
２からの、ミクサ１の出力中心周波数が屋外のコンバー
タの温度特性などで受信周波数の変化によって、局部発
振器６の発振周波数との差によって生じた掛算器８，９
出力の周波数差、位相差からのキャリア再生過程で発生
する位相誤差信号である。この位相誤差信号２７を周波
数安定化手段３に帰還し、位相誤差信号２７がゼロにな
るように局部発振器２を制御することにより、ミクサ１
の出力は、屋外のコンバータの温度特性などで生じる受
信周波数の変化にを除去でき、また、本発明ではバンド
パスフィルタ４の中心周波数が局部発振器６の発振周波
数と常に一致するため掛算器８，９の入力の帯域特性が
バンドパスフィルタ４の中心周波数のずれによって非対
象と成ることにより生じる掛算器８，９出力の帯域特性
の差の影響受けない安定な受信が簡単に実現できる。

【００１６】図３は、本発明の別の実施例を示すブロッ
ク図である。図３は、図２の実施例を従来例の図５に適
用した例である。図３で第一の位相誤差信号１５は図５
の従来例と同様に基準発振器６を制御し、第二の位相誤
差信号２７は図２の実施例に記載したように周波数安定
化手段３に入力され局部発振器２の制御を行う。本実施
例では、屋外のコンバータの温度特性などによる受信周
波数のずれは主に第二の位相誤差信号２７と周波数安定
化手段３で修正され、第一の位相誤差信号は主に基準発
振器の位相制御を行う。本実施例によれば、図５の従来
例に対しても、屋外のコンバータ等による受信周波数ず
れの影響を受けず、また本発明ではバンドパスフィルタ
４の中心周波数が局部発振器６の中心発振周波数と常に
一致するため掛算器８，９の入力の帯域特性がバンドパ
スフィルタ４の中心周波数のずれによって非対象と成る
ことにより生じる掛算器８，９出力の帯域特性の差の影
響受けない安定な受信が簡単に実現できる。

【００１７】図４は、本発明の別の実施例を示すブロッ
ク図である。図４は図１の実施例を１体のケース内に構
成したフロントエンドの実施例である。２８は屋外コン
バータへの電源供給線、２９はハイパスフィルタ、３０
は増幅器、３１は可変バンドパスフィルタ、３２は直交
検波手段、３３と３４はローパスフィルタ、３ａと３ｂ
は周波数安定化手段、４０はフロントエンド、１０４は
Ｉ軸の直交検波出力端子、１０５はＱ軸の直交検波出力
端子を示す。本実施例で、ミクサ１はＡＧＣ増幅器、ミ
クサ等が集積化された、例えば、ＧａＡｓなどの高周波
ＩＣであり、直交検波手段３２は図１の９０度移相器７
と掛算器８，９と増幅器１０，１１等を集積化した、例
えば、ＳｉのバイポーラＩＣである。中間周波入力端子
１００に入力された受信信号は、ハイパスフィルタ２９
によって低域の不要波がが除去され、増幅器２９で増幅
され、可変バンドパスフィルタ３１によってイメージ帯
域の除去と希望帯域が選択され、ミクサ１によって利得
制御と周波数変換が行われ、バンドパスフィルタ４で帯
域成形され、増幅器５で増幅され直交手段３２でへ直交
検波が行われ、Ｉ軸とＱ軸の直交検波出力はローパスフ
ィルタ３３，３４を介して端子１０４，１０５によって
フロントエンドから出力される。Ｉ軸とＱ軸の直交検波
出力は、キャリア再生手段（図示せず）に入力される。
図１の周波数安定化手段３は、周波数シンセサイザ３ａ
とマイクロコンピュータなどによる選局制御部３ｂと分
離されている。基準発振器６の出力の周波数検出手段２
６の出力は選局制御部３ｂに入力される。本実施例によ
れば、主要な周波数変換部とバンドパスフィルタ４と基
準発振器６と直交検波部３２を一体構成のフロントエン
ド４０とすることにより、熱的な結合が密になり、とく
にバンドパスフィルタ４と基準発振器６の温度変化を同
じ熱的条件で動作させることができ、特性の安定化が図
れることは明白である。本実施例のフロントエンド化
は、図２、図３に対しても実施可能なことは明らかであ
る。また、フロントエンド化することにより、ディジタ
ル放送受信機の高周波部分の小形化が図れる。

【００１８】

【発明の効果】本発明によれば、基準発振器の温度係数
をバンドパスフィルタの温度係数と同じになるよう選択
構成し、基準発振器の発振周波数を計測する手段を設
け、基準発振器の発振周波数の変化量だけ、局部発振器
の発振周波数を補正することにより、ミクサの変換周波
数をバンドパスフィルタの中心周波数の変化に追従して
変化させる。その結果、ミクサの変換周波数と、バンド
パスフィルタの中心周波数と、基準発振器の発振周波数
は常に一致することになり、バンドパスフィルタの帯域
幅を必要帯域幅に選ぶことができるため、帯域幅の増加
よる入力Ｃ／Ｎの劣化やナイキストＳＡＷフィルタを用
いたときにも復調特性の劣化がない。さらに、基準発振
器のＳＡＷ共振子は、安価なバンドパスフィルタと同じ
基板材質でよくコスト低減の効果もある。

【００１９】さらに、基準発振器の発振周波数の温度変
動に対して局部発振器の補正を行なった後は、衛星放送
のように、屋外のコンバータの温度特性によりミクサの
入力周波数が変化を受けた場合、ミクサの変換出力に発
生する入力周波数の変動は、バンドパスフィルタの中心
周波数と、基準発振器の発振周波数が常に一致するた
め、キャリア再生手段の位相誤差信号の変動はより正確
に検出できるため、この位相誤差信号の変動が無くなる
ように局部発振器の発振周波数を追加制御することによ
り、ミクサの入力周波数の変化をより正確打ち消すこと
ができ、屋外ユニットと屋内ユニットでの温度変動の影
響を受けない良好な受信ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。

【図２】本発明の別の実施例を示すブロック図。

【図３】本発明の別の実施例を示すブロック図。

【図４】本発明の別の実施例を示すブロック図。

【図５】従来例を示すブロック図。

【図６】従来例の別の実施例を示すブロック図。

【図７】ＳＡＷ共振子を用いた基準発振器を示すブロッ
ク図。

【符号の説明】

１…ミクサ、２…局部発振器、３…選局と周波数安定化手段、４…バンドパスフィルタ、５…中間周波増幅器、６…基準発振器、７…９０度移相器、８，９…掛算器、１０，１１…ベースバンド増幅器、１２…キャリア再生手段、１３，１４…ナイキストフィルタ、２５…同一の温度係数部分、２６…周波数の計測手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第一の発振器とミクサからなる周波数変換
器と、バンドパスフィルタと、第二の発振器と、掛算器
で構成され、前記周波数変換器の前記バンドパスフィル
タを介した出力と前記第二の発振器の出力とが前記掛算
器で掛算される手段を有するディジタル放送受信機にお
いて、前記バンドパスフィルタの通過中心周波数と前記第二の
発振器の発振周波数は、周囲温度に対する変動に対して
同じ温度係数をもち、前記第二の発振器の発振周波数を
検出する手段を有し、前記第二の発振器の発振周波数の
ずれによって前記第一の発振器の発振周波数を制御し、
前記周波数変換器の出力信号の中心周波数と前記バンド
パスフィルタの通過中心周波数とを一致させる手段を有
することを特徴とするディジタル放送受信機。
【請求項２】請求項１において、９０度の移相器を有
し、前記周波数変換器の前記バンドパスフィルタを介し
た出力は第一の掛算器と第二の掛算器に入力され、前記
第二の発振器の出力は前記第一の掛算器と９０度の移相
器を介して前記第二の掛算器に入力され前記バンドパス
フィルタの通過中心周波数と前記第二の発振器の発振周
波数は、周囲温度に対する変動に対して同じ温度係数を
もち、前記第二の発振器の発振周波数を検出する手段を
有し、前記第二の発振器の発振周波数のずれによって前
記第一の発振器の発振周波数を制御し、前記周波数変換
器の出力信号の中心周波数と前記バンドパスフィルタの
通過中心周波数とを一致させる手段を有するディジタル
放送受信機。
【請求項３】請求項１または２において、前記第一の掛
算器と前記第二の掛算器の出力からの入力周波数と前記
第二の発振器の発振周波数との差を検出する手段を有
し、前記第二の発振器の発振周波数と前記周波数差の情
報により、前記第一の発振器の発振周波数を制御し、前
記周波数変換器の出力信号の中心周波数と前記バンドパ
スフィルタの通過中心周波数とを一致させる手段を有す
るディジタル放送受信機。
【請求項４】請求項３において、前記第一の掛算器と前
記第二の掛算器の出力にキャリア再生手段を設け、前記
第一の掛算器と前記第二の掛算器の入力周波数と前記第
二の発振器の発振周波数との差の検出は、前記キャリア
再生手段から得られる位相誤差信号を用い、前記第二の
発振器の発振周波数と位相誤差信号の情報により、前記
第一の発振器の発振周波数を制御し、前記周波数変換器
の出力信号の中心周波数と前記バンドパスフィルタの通
過中心周波数とを一致させる手段を有するディジタル放
送受信機。
【請求項５】請求項４において、前記第二の発振器は前
記第一の掛算器と前記第二の掛算器の出力に設けた前記
キャリア再生手段からの位相誤差信号により制御され、
前記第二の発振器の発振周波数と位相誤差信号の情報に
より、前記第一の発振器の発振周波数を制御し、前記周
波数変換器の出力信号の中心周波数と前記バンドパスフ
ィルタの通過中心周波数とを一致させる手段を有するデ
ィジタル放送受信機。
【請求項６】請求項１，２，３，４または５において、
前記バンドパスフィルタの通過中心周波数と前記第二の
発振器の発振周波数が同じ周波数であるディジタル放送
受信機。
【請求項７】請求項１，２，３，４，５または６におい
て、前記バンドパスフィルタと前記第二の発振器の共振
系が、表面弾性波素子で構成されているディジタル放送
受信機。
【請求項８】請求項７において、前記バンドパスフィル
タと前記第二の発振器の共振系の前記表面弾性波素子が
同材質の基板であるＬｉＴａＯ₃，ＬｉＮｂＯ₃で形成さ
れているディジタル放送受信機。