JPH08168259A - インバータ型整流装置 - Google Patents
インバータ型整流装置Info
- Publication number
- JPH08168259A JPH08168259A JP6331822A JP33182294A JPH08168259A JP H08168259 A JPH08168259 A JP H08168259A JP 6331822 A JP6331822 A JP 6331822A JP 33182294 A JP33182294 A JP 33182294A JP H08168259 A JPH08168259 A JP H08168259A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- inverter
- rectifier
- current
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 表面処理、電解及び焼結用等の電源として使
用される低圧、大容量のインバータ型整流装置における
スイッチング素子Ｑ１〜４の、ターンオフ時に発生する
スパイク状の過電圧ノイズのエネルギー量を最小限に
し、スナバ回路を小型かつ簡素なものとすることにより
小型でコストの増加を抑え、かつ安定度の高いインバー
タ型整流装置を提供する。 【構成】交流入力を直流に変換する整流器ＢＤと、この
変換された直流を高周波でスイッチングするインバータ
回路ＴＲと、このインバータ回路ＴＲからの出力を所定
の電圧に変換するトランスＴと、このトランスＴからの
出力を直流に変換する整流ダイオード回路ＦＤとにより
構成されるインバータ型整流装置において、上記各構成
要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位からなる１
または２以上の基本ブロックにより構成することとし
た。
用される低圧、大容量のインバータ型整流装置における
スイッチング素子Ｑ１〜４の、ターンオフ時に発生する
スパイク状の過電圧ノイズのエネルギー量を最小限に
し、スナバ回路を小型かつ簡素なものとすることにより
小型でコストの増加を抑え、かつ安定度の高いインバー
タ型整流装置を提供する。 【構成】交流入力を直流に変換する整流器ＢＤと、この
変換された直流を高周波でスイッチングするインバータ
回路ＴＲと、このインバータ回路ＴＲからの出力を所定
の電圧に変換するトランスＴと、このトランスＴからの
出力を直流に変換する整流ダイオード回路ＦＤとにより
構成されるインバータ型整流装置において、上記各構成
要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位からなる１
または２以上の基本ブロックにより構成することとし
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は表面処理、電解及び焼結
用等の電源として使用される低圧、大容量のインバータ
型整流装置に関し、詳しくは大型のスナバ回路を不要と
したインバータ型整流装置に関する。
用等の電源として使用される低圧、大容量のインバータ
型整流装置に関し、詳しくは大型のスナバ回路を不要と
したインバータ型整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の表面処理、電解及び焼結用等の電
源として使用される低圧、大電流の電源装置には、その
性能上小型、高効率の電源装置が要求されるが、単に商
用交流電源を整流しただけの電源装置では小型、高効率
化に限界があり、このような小型、高効率化を図る手段
としてはインバータを使用して高周波に変換する方法が
有効である。
源として使用される低圧、大電流の電源装置には、その
性能上小型、高効率の電源装置が要求されるが、単に商
用交流電源を整流しただけの電源装置では小型、高効率
化に限界があり、このような小型、高効率化を図る手段
としてはインバータを使用して高周波に変換する方法が
有効である。
【０００３】かかるインバータを使用したインバータ型
整流装置として例えば図３に示す構成の装置が知られて
いる。図において、ＢＤは商用交流電源入力を整流して
直流（脈流）出力を生じる整流器、ＴＲは得られた直流
出力を交互に高速でスイッチングするインバータ回路、
Ｔはインバータ回路からの高周波パルスの交流を所定の
電圧に変換する高周波用のトランス、ＦＤはこのトラン
スからの出力を整流して直流に変換する高速ダイオード
を使用した整流ダイオード回路である。
整流装置として例えば図３に示す構成の装置が知られて
いる。図において、ＢＤは商用交流電源入力を整流して
直流（脈流）出力を生じる整流器、ＴＲは得られた直流
出力を交互に高速でスイッチングするインバータ回路、
Ｔはインバータ回路からの高周波パルスの交流を所定の
電圧に変換する高周波用のトランス、ＦＤはこのトラン
スからの出力を整流して直流に変換する高速ダイオード
を使用した整流ダイオード回路である。
【０００４】このような構成により、商用交流電源を直
流に変換した後、高周波にスイッチングして、これをま
た直流に変換することにより電源装置の高効率化を図る
ものである。
流に変換した後、高周波にスイッチングして、これをま
た直流に変換することにより電源装置の高効率化を図る
ものである。
【０００５】ところで、このインバータ型整流装置にお
ける最大の問題点はスイッチング素子のターンオフ時に
発生するスパイク状の過電圧ノイズである。そして、こ
の過電圧ノイズを最小にする事が製品の優劣に直結す
る。
ける最大の問題点はスイッチング素子のターンオフ時に
発生するスパイク状の過電圧ノイズである。そして、こ
の過電圧ノイズを最小にする事が製品の優劣に直結す
る。
【０００６】このようなスパイク状の過電圧ノイズを防
止する手段として、従来よりスナバ回路が使用されてい
る。図４はこのスナバ回路の構成を示したもので、
（ａ）はＲＣスナバ回路、（ｂ）はＲＣＤスナバ回路を
表している。図において、Ｑはスイッチング素子、Ｒは
抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｄはダイオードである。そし
て、これらの素子の値は過電圧ノイズがスイッチング素
子のターンオフ時の破壊耐量を超えないような値に選定
される。また、一般に小耐量の場合はＲＣスナバ回路、
大耐量が要求される場合にはＲＣＤスナバ回路が使用さ
れるが、ＲＣＤスナバ回路を使用すると部品点数が増
え、コストの増加、装置の大型化を招くという弊害があ
る。
止する手段として、従来よりスナバ回路が使用されてい
る。図４はこのスナバ回路の構成を示したもので、
（ａ）はＲＣスナバ回路、（ｂ）はＲＣＤスナバ回路を
表している。図において、Ｑはスイッチング素子、Ｒは
抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｄはダイオードである。そし
て、これらの素子の値は過電圧ノイズがスイッチング素
子のターンオフ時の破壊耐量を超えないような値に選定
される。また、一般に小耐量の場合はＲＣスナバ回路、
大耐量が要求される場合にはＲＣＤスナバ回路が使用さ
れるが、ＲＣＤスナバ回路を使用すると部品点数が増
え、コストの増加、装置の大型化を招くという弊害があ
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかして、従来のイン
バータ型整流装置においては、出力容量の大小、すなわ
ち装置の大小に拘わらず全て単一の整流器ＢＤ、インバ
ータ回路ＴＲ、トランスＴ、整流ダイオード回路ＦＤに
よる単一の回路構成で在ったため、大型の装置において
は大電流の高周波回路を構成してしまう。このような大
電流の高周波回路では配線パターンの面積を小さくする
ことが困難となり、配線等のリアクタンス成分の増加と
大電流によるエネルギーの増加により、スイッチング素
子のターンオフ時に発生するスパイク状の過電圧ノイズ
のエネルギーも増加する。このスパイク状の過電圧ノイ
ズのエネルギーをスイッチング素子の破壊耐量以下に抑
えるため、スナバ回路の部品が大型化するとともに、部
品点数の多いＲＣＤスナバ回路を使用しなければなら
ず、装置全体が大型化し、コストの増大を招くという問
題があった。
バータ型整流装置においては、出力容量の大小、すなわ
ち装置の大小に拘わらず全て単一の整流器ＢＤ、インバ
ータ回路ＴＲ、トランスＴ、整流ダイオード回路ＦＤに
よる単一の回路構成で在ったため、大型の装置において
は大電流の高周波回路を構成してしまう。このような大
電流の高周波回路では配線パターンの面積を小さくする
ことが困難となり、配線等のリアクタンス成分の増加と
大電流によるエネルギーの増加により、スイッチング素
子のターンオフ時に発生するスパイク状の過電圧ノイズ
のエネルギーも増加する。このスパイク状の過電圧ノイ
ズのエネルギーをスイッチング素子の破壊耐量以下に抑
えるため、スナバ回路の部品が大型化するとともに、部
品点数の多いＲＣＤスナバ回路を使用しなければなら
ず、装置全体が大型化し、コストの増大を招くという問
題があった。
【０００８】この発明はかかる点に鑑みなされたもの
で、その目的とするところは、スイッチング素子のター
ンオフ時に発生するスパイク状の過電圧ノイズのエネル
ギー量を最小限にし、スナバ回路を小型かつ簡素なもの
とすることにより小型でコストの増加を抑え、安定度の
高いインバータ型整流装置を提供することにある。
で、その目的とするところは、スイッチング素子のター
ンオフ時に発生するスパイク状の過電圧ノイズのエネル
ギー量を最小限にし、スナバ回路を小型かつ簡素なもの
とすることにより小型でコストの増加を抑え、安定度の
高いインバータ型整流装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明は、交流入力を直流に変換する整流器ＢＤと、こ
の変換された直流を高周波でスイッチングするインバー
タ回路ＴＲと、このインバータ回路ＴＲからの出力を所
定の電圧に変換するトランスＴと、このトランスＴから
の出力を直流に変換する整流ダイオード回路ＦＤとによ
り構成されるインバータ型整流装置において、上記各構
成要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位からなる
１または２以上の基本ブロックにより構成することと
し、
本発明は、交流入力を直流に変換する整流器ＢＤと、こ
の変換された直流を高周波でスイッチングするインバー
タ回路ＴＲと、このインバータ回路ＴＲからの出力を所
定の電圧に変換するトランスＴと、このトランスＴから
の出力を直流に変換する整流ダイオード回路ＦＤとによ
り構成されるインバータ型整流装置において、上記各構
成要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位からなる
１または２以上の基本ブロックにより構成することと
し、
【００１０】また、上記基本ブロックは整流器ＢＤ、イ
ンバータ回路ＴＲ、トランスＴ、整流ダイオード回路Ｆ
Ｄ毎にそれぞれの必要な機能を有し、かつ所定の電流容
量に設計されたものであって、これらを単独もしくは並
列接続することにより上記整流器ＢＤ、インバータ回路
ＴＲ、トランスＴ、整流ダイオード回路ＦＤとすること
とし、
ンバータ回路ＴＲ、トランスＴ、整流ダイオード回路Ｆ
Ｄ毎にそれぞれの必要な機能を有し、かつ所定の電流容
量に設計されたものであって、これらを単独もしくは並
列接続することにより上記整流器ＢＤ、インバータ回路
ＴＲ、トランスＴ、整流ダイオード回路ＦＤとすること
とし、
【００１１】また、上記所定の電流容量は５００アンペ
ア程度であることとした。
ア程度であることとした。
【００１２】
【作用】スイッチング素子のターンオフ時に発生するス
パイク状の過電圧ノイズＶｅｃは以下の式より導き出せ
る。 ＶEC＝Ｅｄ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ Ｌ：高周波回路内のリアクタンス Ｅｄ：インバータ回路の印加電圧 ここで、リアクタンスＬによる電圧値ＥＬ＝ωＨＩとな
るため、スパイク状の過電圧ノイズＶECの値は電流の２
乗に比例して増大し、電流値の大きい高周波回路になれ
ばなるほど、スパイク状の過電圧ノイズＶECの値は増大
することとなる。
パイク状の過電圧ノイズＶｅｃは以下の式より導き出せ
る。 ＶEC＝Ｅｄ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ Ｌ：高周波回路内のリアクタンス Ｅｄ：インバータ回路の印加電圧 ここで、リアクタンスＬによる電圧値ＥＬ＝ωＨＩとな
るため、スパイク状の過電圧ノイズＶECの値は電流の２
乗に比例して増大し、電流値の大きい高周波回路になれ
ばなるほど、スパイク状の過電圧ノイズＶECの値は増大
することとなる。
【００１３】また、上記式より高周波回路内のリアクタ
ンスＬの値を減らすことができればスパイク状の過電圧
ノイズＶECの値は減少する。ここでインバータ型整流装
置は図５に示すように高周波領域（Ａ）と高周波領域
（Ｂ）とに分けられ、高周波領域（Ａ）は高圧のため電
流の値が小さく、配線材や過熱が問題にならないため配
線パターンの面積を小さくしてリアクタンスＬの値を減
らすことが可能だが、高周波領域（Ｂ）は電流の値が大
きいため配線材や過熱が問題となり、その構造上配線パ
ターンの面積を小さくすることが困難である。
ンスＬの値を減らすことができればスパイク状の過電圧
ノイズＶECの値は減少する。ここでインバータ型整流装
置は図５に示すように高周波領域（Ａ）と高周波領域
（Ｂ）とに分けられ、高周波領域（Ａ）は高圧のため電
流の値が小さく、配線材や過熱が問題にならないため配
線パターンの面積を小さくしてリアクタンスＬの値を減
らすことが可能だが、高周波領域（Ｂ）は電流の値が大
きいため配線材や過熱が問題となり、その構造上配線パ
ターンの面積を小さくすることが困難である。
【００１４】そこで、配線パターンの面積を小さくし、
かつ電流の値を低く抑える手段として、この高周波回路
を所定の電流単位に複数に分割することにより、電流の
値は分割された数だけ低下し、配線パターンも小さくで
きることになる。そして、必要な出力電流はこれらを並
列接続して確保することができ、また任意の出力が容易
に得られることとなる。
かつ電流の値を低く抑える手段として、この高周波回路
を所定の電流単位に複数に分割することにより、電流の
値は分割された数だけ低下し、配線パターンも小さくで
きることになる。そして、必要な出力電流はこれらを並
列接続して確保することができ、また任意の出力が容易
に得られることとなる。
【００１５】
【実施例】次に本発明の一実施例について図に沿って説
明する。図１は本発明の原理である基本構成を示すブロ
ック図である。図においてＢＤ１，２は整流器、ＴＲ
１，２はインバータ回路、Ｔ１〜４はトランス、Ｄ１〜
４は整流ダイオード回路である。各構成要素の作用は図
３の対応する構成要素の作用と同一であり説明を省略す
る。
明する。図１は本発明の原理である基本構成を示すブロ
ック図である。図においてＢＤ１，２は整流器、ＴＲ
１，２はインバータ回路、Ｔ１〜４はトランス、Ｄ１〜
４は整流ダイオード回路である。各構成要素の作用は図
３の対応する構成要素の作用と同一であり説明を省略す
る。
【００１６】しかして、商用電源の交流入力は２つの基
本ブロックである整流器ＢＤ１，２に入力される。この
整流器ＢＤ１，２についてはスナバ回路とは関係ない
が、次段のインバータ回路ＴＲ１，２に対応させ、また
電流容量を減らすことにより小型で安価な整流素子が使
用できかつ発熱も抑えることができる。
本ブロックである整流器ＢＤ１，２に入力される。この
整流器ＢＤ１，２についてはスナバ回路とは関係ない
が、次段のインバータ回路ＴＲ１，２に対応させ、また
電流容量を減らすことにより小型で安価な整流素子が使
用できかつ発熱も抑えることができる。
【００１７】整流器ＢＤ１，２により直流に変換された
各出力はそれぞれ基本ブロックである各インバータＴＲ
１，２に入力される。これら基本ブロックとしてのイン
バータＴＲ１，２はスイッチング素子のターンオフ時の
過電圧ノイズのエネルギーが、ＲＣＤスナバ回路を使用
しなくても済み、スナバ回路を構成する素子が大型にな
らない程度の電流容量（この実施例では５００Ａ程度と
した）で設計されている。
各出力はそれぞれ基本ブロックである各インバータＴＲ
１，２に入力される。これら基本ブロックとしてのイン
バータＴＲ１，２はスイッチング素子のターンオフ時の
過電圧ノイズのエネルギーが、ＲＣＤスナバ回路を使用
しなくても済み、スナバ回路を構成する素子が大型にな
らない程度の電流容量（この実施例では５００Ａ程度と
した）で設計されている。
【００１８】前記インバータ回路ＴＲ１，２にて高速ス
イッチングにより高周波に変換された出力はそれぞれ並
列に接続された高周波用のトランスＴ１，２とトランス
Ｔ３，４に入力される。この基本ブロックとなる各トラ
ンスＴ１〜４の１次側は比較的インピーダンスが高いた
め、アンバランスによる電流の集中などの問題は生じな
い。また、このトランスＴ１〜４はいわゆるダウントラ
ンスで１次側に入力された電圧を所定の低電圧に変換す
るものである。
イッチングにより高周波に変換された出力はそれぞれ並
列に接続された高周波用のトランスＴ１，２とトランス
Ｔ３，４に入力される。この基本ブロックとなる各トラ
ンスＴ１〜４の１次側は比較的インピーダンスが高いた
め、アンバランスによる電流の集中などの問題は生じな
い。また、このトランスＴ１〜４はいわゆるダウントラ
ンスで１次側に入力された電圧を所定の低電圧に変換す
るものである。
【００１９】トランスＴ１〜４にさらに各インバータ回
路ＴＲ１，２に対応して分割しているのは２次側に低
圧、大電流の出力を生ずるため、所定の電流容量の範囲
内とするには更に分割する必要があるからである。そし
て、２次側の低圧の出力はそれぞれ対応する基本ブロッ
クとしての各整流ダイオード回路ＦＤ１〜４に入力さ
れ、さらに直流に変換されて最後に全ての出力が合成さ
れ、所望の出力（この実施例では１０Ｖ，２０００Ａと
した）を得ることができる。
路ＴＲ１，２に対応して分割しているのは２次側に低
圧、大電流の出力を生ずるため、所定の電流容量の範囲
内とするには更に分割する必要があるからである。そし
て、２次側の低圧の出力はそれぞれ対応する基本ブロッ
クとしての各整流ダイオード回路ＦＤ１〜４に入力さ
れ、さらに直流に変換されて最後に全ての出力が合成さ
れ、所望の出力（この実施例では１０Ｖ，２０００Ａと
した）を得ることができる。
【００２０】次に本発明の一実施例の具体的な回路構成
について説明する。図２は本発明の実施例である装置の
回路構成を表した回路図である。図において、Ｑ１〜４
はスイッチング素子で、この実施例ではＩＧＢＴを２つ
直列に接続したものをモジュール化して、それぞれＱ１
（Ｑ１１，Ｑ１２），Ｑ２（Ｑ２１，Ｑ２２），Ｑ３
（Ｑ３１，Ｑ３２），Ｑ４（Ｑ４１，Ｑ４２）として使
用している。また、各スイッチング素子Ｑ１〜４は上記
ＩＧＢＴの他、高速のトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を
使用することが可能である。
について説明する。図２は本発明の実施例である装置の
回路構成を表した回路図である。図において、Ｑ１〜４
はスイッチング素子で、この実施例ではＩＧＢＴを２つ
直列に接続したものをモジュール化して、それぞれＱ１
（Ｑ１１，Ｑ１２），Ｑ２（Ｑ２１，Ｑ２２），Ｑ３
（Ｑ３１，Ｑ３２），Ｑ４（Ｑ４１，Ｑ４２）として使
用している。また、各スイッチング素子Ｑ１〜４は上記
ＩＧＢＴの他、高速のトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を
使用することが可能である。
【００２１】また、Ｒ１〜８，Ｃ１〜８はスナバ回路を
構成し、上記スイッチング素子Ｑ１〜４に使用される。
Ｒ１１〜１８，Ｃ２１〜２８もスナバ回路を構成し、整
流ダイオード回路ＦＤ１〜４に使用される。Ｃ１１〜１
４はスイッチング動作等により生じる浮遊電圧を除去す
るための浮遊電圧除去用コンデンサ、Ｄ１１，１２，Ｄ
２１，２２，Ｄ３１，３２，Ｄ４１，４２は上記整流ダ
イオード回路ＦＤ１〜４内の整流用の高速ダイオードで
ある。その他の構成は図１と同一であり同一構成要素に
は同一符号を付して説明を省略する。
構成し、上記スイッチング素子Ｑ１〜４に使用される。
Ｒ１１〜１８，Ｃ２１〜２８もスナバ回路を構成し、整
流ダイオード回路ＦＤ１〜４に使用される。Ｃ１１〜１
４はスイッチング動作等により生じる浮遊電圧を除去す
るための浮遊電圧除去用コンデンサ、Ｄ１１，１２，Ｄ
２１，２２，Ｄ３１，３２，Ｄ４１，４２は上記整流ダ
イオード回路ＦＤ１〜４内の整流用の高速ダイオードで
ある。その他の構成は図１と同一であり同一構成要素に
は同一符号を付して説明を省略する。
【００２２】しかして、この実施例では３相交流を電源
とし、整流器ＢＤ１，２とインバータ回路ＴＲ１，２に
は基本ブロックをそれぞれ２個並列に接続し、この２つ
の整流器ＢＤ１，２とインバータ回路ＴＲ１，２にさら
に、それぞれ２つのトランスＴ１，２，Ｔ３，４と整流
ダイオード回路ＦＤ１，２，ＦＤ３，４を接続して構成
されている。
とし、整流器ＢＤ１，２とインバータ回路ＴＲ１，２に
は基本ブロックをそれぞれ２個並列に接続し、この２つ
の整流器ＢＤ１，２とインバータ回路ＴＲ１，２にさら
に、それぞれ２つのトランスＴ１，２，Ｔ３，４と整流
ダイオード回路ＦＤ１，２，ＦＤ３，４を接続して構成
されている。
【００２３】Ｒ，Ｓ，Ｔ端子より３相の交流電源入力は
整流器ＢＤ１，２にそれぞれ入力され、各整流素子によ
り全波整流され、それぞれ次段のインバータ回路ＴＲ
１，２に入力される。このインバータ回路ＴＲ１，２は
ＩＧＢＴを２個直列にモジュール化したスイッチング素
子Ｑ１，２，Ｑ３，４がそれぞれ対向して配置され、２
つのＩＧＢＴの接続点であるスイッチング素子Ｑ１，
２，Ｑ３，４の出力端子より、例えばインバータ回路Ｔ
Ｒ１ではスイッチング素子Ｑ１のＱ１１がオンのときは
スイッチング素子Ｑ２のＱ２２をオンにし、スイッチン
グ素子Ｑ１のＱ１２がオンのときはスイッチング素子Ｑ
２のＱ２１をオンにすることにより、直流の電源電流を
交互に逆方向に送出し、交流出力を生じるようになって
いる。
整流器ＢＤ１，２にそれぞれ入力され、各整流素子によ
り全波整流され、それぞれ次段のインバータ回路ＴＲ
１，２に入力される。このインバータ回路ＴＲ１，２は
ＩＧＢＴを２個直列にモジュール化したスイッチング素
子Ｑ１，２，Ｑ３，４がそれぞれ対向して配置され、２
つのＩＧＢＴの接続点であるスイッチング素子Ｑ１，
２，Ｑ３，４の出力端子より、例えばインバータ回路Ｔ
Ｒ１ではスイッチング素子Ｑ１のＱ１１がオンのときは
スイッチング素子Ｑ２のＱ２２をオンにし、スイッチン
グ素子Ｑ１のＱ１２がオンのときはスイッチング素子Ｑ
２のＱ２１をオンにすることにより、直流の電源電流を
交互に逆方向に送出し、交流出力を生じるようになって
いる。
【００２４】そして、このようにスイッチング素子Ｑ１
（Ｑ１１，Ｑ１２），Ｑ２（Ｑ２１，Ｑ２２），Ｑ３
（Ｑ３１，Ｑ３２），Ｑ４（Ｑ４１，Ｑ４２）を制御す
るための信号（例えばＰＷＭ制御方式による）が、図示
しない制御回路より端子１Ｇ１，１Ｇ４，１Ｇ３，１Ｇ
２，２Ｇ１，２Ｇ４，２Ｇ３，２Ｇ２を介して与えられ
る。また、この制御回路は出力電流を検出していて、こ
の出力電流の値により前記制御信号を変化させて、出力
を一定に保つように動作するものである。
（Ｑ１１，Ｑ１２），Ｑ２（Ｑ２１，Ｑ２２），Ｑ３
（Ｑ３１，Ｑ３２），Ｑ４（Ｑ４１，Ｑ４２）を制御す
るための信号（例えばＰＷＭ制御方式による）が、図示
しない制御回路より端子１Ｇ１，１Ｇ４，１Ｇ３，１Ｇ
２，２Ｇ１，２Ｇ４，２Ｇ３，２Ｇ２を介して与えられ
る。また、この制御回路は出力電流を検出していて、こ
の出力電流の値により前記制御信号を変化させて、出力
を一定に保つように動作するものである。
【００２５】各インバータ回路ＴＲ１，２の出力Ａ，Ｂ
はそれぞれ並列接続されたトランスＴ１，２とＴ３，４
の１次側に入力され、その２次側に巻数比に応じた低電
圧の出力を生ずる。このトランスＴ１〜４の２次側はセ
ンタータップになっていて、このセンタータップおよび
両端から出力を得ることができる。
はそれぞれ並列接続されたトランスＴ１，２とＴ３，４
の１次側に入力され、その２次側に巻数比に応じた低電
圧の出力を生ずる。このトランスＴ１〜４の２次側はセ
ンタータップになっていて、このセンタータップおよび
両端から出力を得ることができる。
【００２６】そして、前記トランスＴ１〜４のセンター
タップは共に接続されていて、ここから直流出力のマイ
ナス側Ｎを得るようになっている。トランスＴ１〜４の
両端の出力は整流ダイオード回路ＦＤ１〜４内の高速ダ
イオードＤ１１，１２，Ｄ２１，２２，Ｄ３１，３２，
Ｄ４１，４２のアノード側に接続され、２相半波整流さ
れた後、その出力は共に接続されて、合成され、直流出
力のプラス側Ｐを得る。
タップは共に接続されていて、ここから直流出力のマイ
ナス側Ｎを得るようになっている。トランスＴ１〜４の
両端の出力は整流ダイオード回路ＦＤ１〜４内の高速ダ
イオードＤ１１，１２，Ｄ２１，２２，Ｄ３１，３２，
Ｄ４１，４２のアノード側に接続され、２相半波整流さ
れた後、その出力は共に接続されて、合成され、直流出
力のプラス側Ｐを得る。
【００２７】なお、各スイッチング素子のＱ１〜４の各
ＩＧＢＴ（Ｑ１１，Ｑ１２），（Ｑ２１，Ｑ２２），
（Ｑ３１，Ｑ３２），（Ｑ４１，Ｑ４２）には前記のス
ナバ回路Ｒ１〜８，Ｃ１〜８がコレクタ、エミッタ間に
抵抗Ｒ側をプラス、マイナス電源側にして接続されてい
る。一方、整流ダイオード回路ＦＤ１〜４の各高速ダイ
オードＤ１１，１２，Ｄ２１，２２，Ｄ３１，３２，Ｄ
４１，４２にもスナバ回路が抵抗Ｒ側をアノード側にし
て並列接続されるようになっている。
ＩＧＢＴ（Ｑ１１，Ｑ１２），（Ｑ２１，Ｑ２２），
（Ｑ３１，Ｑ３２），（Ｑ４１，Ｑ４２）には前記のス
ナバ回路Ｒ１〜８，Ｃ１〜８がコレクタ、エミッタ間に
抵抗Ｒ側をプラス、マイナス電源側にして接続されてい
る。一方、整流ダイオード回路ＦＤ１〜４の各高速ダイ
オードＤ１１，１２，Ｄ２１，２２，Ｄ３１，３２，Ｄ
４１，４２にもスナバ回路が抵抗Ｒ側をアノード側にし
て並列接続されるようになっている。
【００２８】このように整流器ＢＤ、インバータ回路Ｔ
Ｒ、トランスＴ、整流ダイオード回路ＦＤ等の各構成要
素を所定の電流容量の基本ブロックを組み合わせて構成
することにより、各構成ブロックの電流と配線パターン
を小さくすることができ、スイッチング素子のターンオ
フ時に発生するスパイク状の過電圧ノイズのエネルギー
量を最小限にし、スナバ回路を小型かつ簡素なものとす
ることが可能となる。
Ｒ、トランスＴ、整流ダイオード回路ＦＤ等の各構成要
素を所定の電流容量の基本ブロックを組み合わせて構成
することにより、各構成ブロックの電流と配線パターン
を小さくすることができ、スイッチング素子のターンオ
フ時に発生するスパイク状の過電圧ノイズのエネルギー
量を最小限にし、スナバ回路を小型かつ簡素なものとす
ることが可能となる。
【００２９】また、基本ブロックは共通して種々の大き
さの電源装置に使用できるので、回路の調整も容易にな
り、量産化等によるコストの低減を図ることができ、ま
た、電流容量が比較的小さくできるので、スイッチング
素子等の選択の自由度が増し回路設計が容易になる。
さの電源装置に使用できるので、回路の調整も容易にな
り、量産化等によるコストの低減を図ることができ、ま
た、電流容量が比較的小さくできるので、スイッチング
素子等の選択の自由度が増し回路設計が容易になる。
【００３０】さらに、この実施例では基本ブロックの電
流容量を５００Ａ程度にして設計されている。そして、
この程度の電流容量とすることで、スイッチング素子Ｑ
１〜４であるＩＧＢＴ等の選択が容易となり、トランス
Ｔも小型にできる。この電流容量では、ＩＧＢＴのコレ
クタ、エミッタ間に装着されるスナバ回路Ｒ１〜８，Ｃ
１〜８の抵抗ＲとコンデンサＣの値をそれぞれ２Ｗ４７
Ω、０．００１μＦとしても十分スパイク状の過電圧ノ
イズのエネルギー量を抑えることができ、このような小
型の部品によりスナバ回路を構成することで装置の小型
化が容易に実現できる。
流容量を５００Ａ程度にして設計されている。そして、
この程度の電流容量とすることで、スイッチング素子Ｑ
１〜４であるＩＧＢＴ等の選択が容易となり、トランス
Ｔも小型にできる。この電流容量では、ＩＧＢＴのコレ
クタ、エミッタ間に装着されるスナバ回路Ｒ１〜８，Ｃ
１〜８の抵抗ＲとコンデンサＣの値をそれぞれ２Ｗ４７
Ω、０．００１μＦとしても十分スパイク状の過電圧ノ
イズのエネルギー量を抑えることができ、このような小
型の部品によりスナバ回路を構成することで装置の小型
化が容易に実現できる。
【００３１】例えば、この実施例の装置では２０００Ａ
の出力で９０Ｋｇの重量であるが、従来の装置で１００
０Ａの出力では、Ｗ４２０，Ｄ６００，Ｈ９００で重量
が２００Ｋｇあり、本発明により同程度の出力としたも
のは、Ｗ２３０，Ｄ４５０，Ｈ５００で重量が３５Ｋｇ
となり、本発明により、かなりの小型、軽量化を図るこ
とが可能であることが分かる。
の出力で９０Ｋｇの重量であるが、従来の装置で１００
０Ａの出力では、Ｗ４２０，Ｄ６００，Ｈ９００で重量
が２００Ｋｇあり、本発明により同程度の出力としたも
のは、Ｗ２３０，Ｄ４５０，Ｈ５００で重量が３５Ｋｇ
となり、本発明により、かなりの小型、軽量化を図るこ
とが可能であることが分かる。
【００３２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、装置の各
構成要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位からな
る１または２以上の基本ブロックにより構成したので、
各構成ブロックの電流と配線パターンを小さくすること
ができ、スイッチング素子のターンオフ時に発生するス
パイク状の過電圧ノイズのエネルギー量を最小限にし、
スナバ回路を小型かつ簡素なものとすることが可能とな
り、また、基本ブロックは共通して種々の大きさの電源
装置に使用できるので、回路の調整も容易になり、量産
化等によるコストの低減と、電流容量が比較的小さくで
きるので、スイッチング素子等の選択の自由度が増し回
路設計が容易になり、品質管理も容易で、小型で低コス
トのインバータ型整流装置が提供可能となった。
構成要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位からな
る１または２以上の基本ブロックにより構成したので、
各構成ブロックの電流と配線パターンを小さくすること
ができ、スイッチング素子のターンオフ時に発生するス
パイク状の過電圧ノイズのエネルギー量を最小限にし、
スナバ回路を小型かつ簡素なものとすることが可能とな
り、また、基本ブロックは共通して種々の大きさの電源
装置に使用できるので、回路の調整も容易になり、量産
化等によるコストの低減と、電流容量が比較的小さくで
きるので、スイッチング素子等の選択の自由度が増し回
路設計が容易になり、品質管理も容易で、小型で低コス
トのインバータ型整流装置が提供可能となった。
【図１】本発明の実施例である装置の基本構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明の実施例である装置の回路構成を示す回
路図である。
路図である。
【図３】従来の電源装置の例を示すブロック図である。
【図４】スナバ回路の構成例を示した図で（ａ）はＲＣ
スナバ回路、（ｂ）はＲＣＤスナバ回路を示している。
スナバ回路、（ｂ）はＲＣＤスナバ回路を示している。
【図５】電源装置の回路における高周波領域を示した図
である。
である。
ＢＤ，ＢＤ１〜２ 整流器 ＴＲ，ＴＲ１〜２ インバータ回路 Ｔ，Ｔ１〜４ トランス ＦＤ，ＦＤ１〜４ 整流ダイオード回路 Ｑ１〜４ スイッチング素子 Ｒ１〜８，Ｃ１〜８ スナバ回路（ＩＧＢＴ用） Ｒ１１〜１８，Ｃ２１〜２８ スナバ回路（高速ダイオ
ード用） Ｃ１１〜１４ 浮遊電圧除去用コンデンサ Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ
４１，Ｑ４２ＩＧＢＴ Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ
４１，Ｄ４２高速ダイオード
ード用） Ｃ１１〜１４ 浮遊電圧除去用コンデンサ Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ
４１，Ｑ４２ＩＧＢＴ Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ
４１，Ｄ４２高速ダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/04 Ｅ 9472−5Ｈ 7/219 9472−5Ｈ 7/48 Ｄ 9181−5Ｈ
Claims (3)
- 【請求項１】 交流入力を直流に変換する整流器と、こ
の変換された直流を高周波でスイッチングするインバー
タ回路と、このインバータ回路からの出力を所定の電圧
に変換するトランスと、このトランスからの出力を直流
に変換する整流ダイオード回路とにより構成されるイン
バータ型整流装置において、 上記各構成要素を各構成要素毎に所定の電流容量の単位
からなる１または２以上の基本ブロックにより構成した
ことを特徴とするインバータ型整流装置。 - 【請求項２】 上記基本ブロックは整流器、インバータ
回路、トランス、整流ダイオード回路毎にそれぞれの必
要な機能を有し、かつ所定の電流容量に設計されたもの
であって、これらを単独もしくは並列接続することによ
り上記整流器、インバータ回路、トランス、整流ダイオ
ード回路とすることを特徴とする請求項１記載のインバ
ータ型整流装置。 - 【請求項３】 上記所定の電流容量は５００アンペア程
度であることを特徴とする請求項１、２のいずれか一方
に記載のインバータ型整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6331822A JPH08168259A (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | インバータ型整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6331822A JPH08168259A (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | インバータ型整流装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08168259A true JPH08168259A (ja) | 1996-06-25 |
Family
ID=18248034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6331822A Pending JPH08168259A (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | インバータ型整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08168259A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10361536B2 (en) | 2015-04-15 | 2019-07-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply apparatus for driving laser diode provided with power supply for supplying power to laser oscillator |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4927856A (ja) * | 1972-07-12 | 1974-03-12 | ||
| JPS58179161A (ja) * | 1982-04-14 | 1983-10-20 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | スイツチングレギユレ−タの運転方法及びその回路 |
| JPH01202162A (ja) * | 1988-02-05 | 1989-08-15 | Nec Corp | 電源回路 |
| JPH01234053A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Hitachi Ltd | マグネトロン駆動用電源装置 |
| JPH01295672A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-29 | Hitachi Metals Ltd | フライバックコンバータ |
| JPH06133550A (ja) * | 1992-10-12 | 1994-05-13 | Nemitsuku Ramuda Kk | 電源装置 |
-
1994
- 1994-12-09 JP JP6331822A patent/JPH08168259A/ja active Pending
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4927856A (ja) * | 1972-07-12 | 1974-03-12 | ||
| JPS58179161A (ja) * | 1982-04-14 | 1983-10-20 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | スイツチングレギユレ−タの運転方法及びその回路 |
| JPH01202162A (ja) * | 1988-02-05 | 1989-08-15 | Nec Corp | 電源回路 |
| JPH01234053A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Hitachi Ltd | マグネトロン駆動用電源装置 |
| JPH01295672A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-29 | Hitachi Metals Ltd | フライバックコンバータ |
| JPH06133550A (ja) * | 1992-10-12 | 1994-05-13 | Nemitsuku Ramuda Kk | 電源装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10361536B2 (en) | 2015-04-15 | 2019-07-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply apparatus for driving laser diode provided with power supply for supplying power to laser oscillator |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5936855A (en) | Harmonic correction of 3-phase rectifiers and converters | |
| US7394668B2 (en) | Switching power supply circuit and frequency converter | |
| US20060114696A1 (en) | System linking apparatus for generated electric power | |
| JPH02184267A (ja) | 無損失スナッバ・リセット部品を有する直列共振インバータ | |
| EP1998431A2 (en) | Dual voltage wye-connected h-bridge converter topology for powering a high-speed electric motor | |
| US5200887A (en) | Power supply unit for arc processing | |
| JPH0239189B2 (ja) | ||
| US5892675A (en) | AC current source circuit for converting DC voltage into AC current | |
| JPH0622551A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| EP0602495B1 (en) | Resonant-load power supply for arc welding | |
| JP2019169991A (ja) | 三相ａｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH08168259A (ja) | インバータ型整流装置 | |
| JPS61236373A (ja) | インバ−タ装置 | |
| JP3636017B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3248218B2 (ja) | 電動機駆動用インバータ装置 | |
| US4455600A (en) | Single phase, double-ended thyristor inverter with choke-coupled impulse commutation | |
| JP2002199737A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2573229B2 (ja) | 可変電圧・可変周波数電源装置 | |
| JP4298036B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 | |
| JPH10112979A (ja) | 電源装置 | |
| JPH0884482A (ja) | インバータ装置 | |
| KR200358227Y1 (ko) | 전기 용접기용 인버터 전원장치 | |
| JPH037073A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH07241087A (ja) | インバータ装置 | |
| JP3456209B2 (ja) | 誘導加熱装置 |