JPH08164119A

JPH08164119A - 磁気共鳴イメージング用信号処理装置

Info

Publication number: JPH08164119A
Application number: JP6313496A
Authority: JP
Inventors: Takayuki Shimizu; 隆行清水; Nobuhiko Aoki; 信彦青木
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1994-12-16
Filing date: 1994-12-16
Publication date: 1996-06-25
Anticipated expiration: 2019-02-23
Also published as: JP3499939B2

Abstract

(57)【要約】【目的】直流近傍のノイズに起因して現れる虚像を、
原理的に避けることができ、しかもオーバーサンプリン
グの効果により量子化雑音を削減できる信号処理を実現
する【構成】アナログ受信器において、ＮＭＲ信号の中心
周波数から所定の周波数だけシフトした周波数を有する
参照信号によって検波し、従来の撮影帯域４０１に対し
て、画像帯域４０２をサンプリング周波数の４分の１シ
フトさせる。この信号を、２倍のサンプリング・レート
で計測し、Ａ／Ｄ変換して得られた実部、虚部の各デー
タに対し、複素平面座標（回転座標）上で所定角度（例
えば−π／２）回転させる演算を行う。この演算は、デ
ジタル信号領域で帯域シフト（周波数変換）することを
意味し、これにより帯域４０４の中心周波数をゼロ周波
数とする。このデータにＩＩＲフィルタリングを行い、
２分の１にデータを間引いて、所望の信号データの帯域
を作成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、核磁気共鳴（ＮＭＲ）
現象を用いた磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ
装置という）において、検査対象領域から発せられるア
ナログ核磁気共鳴信号を受信し、デジタル信号に変換し
てデジタル信号処理するための信号処理装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】ＭＲＩ装置において、静磁場中に置かれ
た検査対象に高周波磁場を印加することにより検査対象
から発生するＮＭＲ信号は、プローブコイルに発生する
弱い高周波電圧として検出される。このＮＭＲ信号を用
いて画像再構成するために、ＭＲＩ装置の受信器は、図
７に示すようにプリアンプ７０２、中間周波増幅器７０
３、検波器７０４及びＡ／Ｄ変換器７０５を備え、Ａ／
Ｄ変換器７０５によりデジタル化された信号はＭＲＩ装
置の計算機でフーリエ変換等の演算処理によって画像信
号として表示装置に出力される。

【０００３】プローブコイル７０１によって検出された
微弱なＮＭＲ信号はプリアンプ７０２で増幅された後、
中間周波数増幅器７０３において中間周波数に変換・増
幅され更に必要に応じて不必要な周波数成分を除去した
後、検波される。検波器７０４は、検出された信号にＮ
ＭＲ信号の搬送波と同じ周波数の参照波を掛け算し、高
周波成分をフィルタリングすることによりＮＭＲ信号を
取り出すもので、２系統の検波回路を用いて、それぞれ
位相が互いに９０度異なる参照波を用いる直交位相検波
（ＱＤ）が採用される。ＱＤ検波することによりフィル
ターの構成が簡単となる、Ａ／Ｄのサンプリング周波数
が１／２となるなどの利点がある。

【０００４】検波器７０４の出力はＡ／Ｄ変換器７０５
でＡ／Ｄ変換され、ここで初めてデジタル信号となる。
このＡ／Ｄ変換器７０５の精度は取扱うアナログ信号の
ＳＮに依存し、現状では１２ビットから１６ビット程度
が用いられている。Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数
ｆsは、ナイキストの定理より画像帯域周波数の約２倍
に設定される。図８（ａ）に画像帯域８０１とサンプリ
ング周波数ｆsとの関係を示した。このように従来は、
アンチ・エリアジング・フィルタ（ナイキスト周波数ｆ
nより高周波をカットするアナログフィルタ）の特性８
０２を緩くできるため、実際の画像帯域８０１の２倍の
信号帯域をサンプリングしてデータとして取り込んでい
るので、結果として２倍のオーバーサンプリングしてい
ることになる。

【０００５】ところで近年、３次元撮影などのＮＭＲ信
号取得機能が向上し、また静磁場強度１．５テスラ以上
の高磁場ＭＲＩ装置によりＮＭＲ信号量そのものが増加
しており、今後システムのダイナミックレンジがさらに
広がることが予想される。その場合、ＮＭＲ信号の量子
化精度を現状の１６ビットから、さらに向上させる必要
性がある。また、ＡＤ変換器のサンプリング・レートは
今後さらに高速化することが予想されるが、現在ＭＲＩ
装置に搭載しているＡＤ変換器でもそのサンプリング・
レートは常に最高速度で動作しているわけではなく、今
後さらに高速なサンプリング・レートのＡＤ変換器が登
場しても、その性能が充分生かされるように装置側が対
応していない。そこで、オーバーサンプリング変換技術
の採用により、ＡＤ変換器を常に最高速度に近いサンプ
リング・レートで使用することができ、その効果で量子
化雑音が削減され、ダイナミック・レンジの拡大が期待
できる。

【０００６】オーバーサンプリングを利用したデジタル
受信器に関する従来例として、特公平４−４００１５号
公報（特開平３−１１８０４６号）「ＮＭＲ装置用無線
周波受信器」がある。この従来技術では、帯域幅の２倍
の速度で信号データをサンプリングをして得られたデー
タに、正弦信号係数および余弦信号係数を順番にかけあ
わせることにより直交検波を行っている。結果として、
２倍のオーバーサンプリングを行い、サンプリングデー
タを正弦系列及び余弦系列に分離することにより１／２
にデシメートしていることになる。従って、オーバーサ
ンプリング・レート及びデシメート比は一定である。

【０００７】また、もう一つの従来例として、特開平３
−１１８０４５号公報「磁気共鳴像形成システム」があ
る。この従来技術では、信号キャリア周波数の４倍でサ
ンプリング行い、正弦信号係数および余弦信号係数を順
番にかけあわせ復調し、得られたデータをＡＤ変換器の
サンプリング・レートの整数倍のデシメート・レートで
デシメートして所望の信号データを得る。

【０００８】上記従来技術は、共にデジタルＱＤ検波を
行うためにオーバーサンプリングを採用しており、オー
バーサンプリング・レートは固定されている。またデシ
メートは、特公平４−４００１５号公報に記載された技
術では信号成分を２つに分離するためになされており、
特開平３−１１８０４５号公報に記載された技術ではＮ
ＭＲ信号取得条件に対応したデータを作り出すためのも
のであり、デシメート・レートはサンプリング・レート
の整数倍のみを取り得る。

【０００９】また上記従来技術は、デジタルＱＤ検波に
主眼がおかれたものであり、アナログＱＤ検波された信
号に対するデジタル信号処理に関するものでなく、オー
バーサンプリングによる効果（量子化雑音の削減、ダイ
ナミック・レンジの拡大等）を積極的に利用するもので
はない。ところで、ＭＲＩは画像診断装置であり、ノイ
ズの影響により生じるアーチファクト（虚像）を根絶す
ることが大きな課題である。ＭＲＩ用受信器において発
生するこの種のノイズには、中間検波周波数でのノイズ
の回り込みや、ＤＣ近傍のオフセットやハムの影響が挙
げられる。これらのノイズは結果として、画像の中心に
線状のアーチファクトとして現れる場合が多い。従来、
これらのノイズを対策するために、配線ケーブルのシー
ルド・ＧＮＤ強化や、回路ブロック毎の遮蔽強化等でノ
イズ対策を行ってきた。一方上記のような撮影画像の中
心に線状のアーチファクトとして現れる、ＤＣ近傍のオ
フセットやハム等のノイズの影響を根本から避けるため
には、ゼロ周波数が画像帯域外にくるように帯域をシフ
トすれば解決できる。即ち、図８を例にすると（ａ）に
示すゼロ周波数が中心にとなる画像帯域８０１を、図８
（ｂ）に示すようにサンプリング周波数の４分の１シフ
トし、ゼロ周波数を避けている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに画像帯域をシフトすることはシングル・サイド・バ
ンド検波を行うことになり、この場合、急峻な特性のア
ナログ・フィルタが要求される。即ち、２倍のオーバー
サンプリングをしてアナログ・フィルタの特性８０２を
緩くできるという所望の目的が達成されず、このフィル
タ特性が満足でないと、ナイキスト周波数から上の周波
数からの折り返しノイズにより、Ｓ／Ｎ低下、アーチフ
ァクトが発生する。

【００１１】また、図８（ｂ）に示すように、同図
（ａ）の場合の２倍のサンプリング・レートで計測する
ことが考えられるが、このようにＡ／Ｄ変換においてオ
ーバーサンプリングして計測されたデータに対しても急
峻な特性のデジタル・フィルタが要求される。これは、
ディジタル・フィルタリングを行いオーバーサンプリン
グされたデータを間引いて、従来と等価、もしくは必要
なデータ数にする過程において、信号帯域以外からのデ
ータが折り返されないようにする必要があるからであ
る。

【００１２】一般にデータ間引き（デシメートという）
の際には、ＦＩＲフィルタが広く用られているが、ＦＩ
Ｒフィルタを用いて急峻な特性のフィルタを実現するに
は、かなり多くのタップ数が必要となり信号処理時間が
大きくなる。従ってＦＩＲフィルタを用いたデジタル信
号処理系を従来のＭＲＩシステムに組み込む場合、この
処理時間の遅れが問題になり、信号計測系のソフトウェ
ア及びハードウェアに大幅変更を伴う必要がある。

【００１３】これに対しＩＩＲフィルタを用いた場合
は、ＦＩＲフィルタと比べて、比較的少ない処理時間で
急峻な特性が得られため、従来システムでも処理時間の
遅れを吸収できる構成が可能となる。しかしＩＩＲフィ
ルタでは、シングル・サイド・バンド・フィルタ、つま
りゼロ周波数を境に片側だけ有効な特性のフィルタが実
現できないため、上述したように、ＤＣ近傍のオフセッ
トやハム等のノイズの影響を避けるために画像帯域シフ
トを行って計測した信号に対しては、不都合が生じる。
即ち、データ間引きを行う際、ナイキスト周波数に近い
部分に画像帯域がある場合、ノイズの折り返しが生じる
場合がある。例えば、図８（ｃ）及び（ｄ）は、同図
（ｂ）の信号に対して、Ａ／Ｄ変換を行なったデジタル
信号に対する信号処理を示すものであるが、８０５で示
す特性のＩＩＲフィルタリング処理を行ったデータに対
して、２分の１の間引きを行った場合、画像領域８０６
の右端の部分に間引きによる折り返しノイズが発生して
しまう。

【００１４】本発明は上記従来の問題点に鑑みなされた
もので、その１つの目的は、画像の折り返しノイズ、Ｄ
Ｃ近傍のオフセットやハム等のノイズの影響がない画像
を得ることである。本発明の他の目的は、オーバーサン
プリング変換技術を導入することにより、量子化雑音を
削減し、システムの実質的なダイナミックレンジの拡大
を図ることにある。また本発明の他の目的は、オーバー
サンプリング計測したデータを間引く際に、折り返しノ
イズが発生せず、量子化雑音を削減できるデジタル・フ
ィルタ処理を提供するものである。

【００１５】本発明の更に他の目的は、従来のアナログ
ＱＤ検波方式の受信器及びデータ処理方式を変更するこ
となく、従来のシステムにデジタル信号処理機能を付加
することができるデジタル信号処理ユニットを提供する
ことである。本発明の更に他の目的は、デジタル信号処
理時間から発生するメイン計算機へのデータ転送の遅延
を任意に調整することが可能な方法を提供するものであ
る。

【００１６】本発明の更に他の目的は、データ転送の遅
延が許容できないほどの高速撮影モードにおいて、付加
したデジタル信号処理ユニットが負担にならないようデ
ジタル信号処理ユニットの動作を回避できるシステム構
成を与えることである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明のＭＲＩ用信号処理装置は、ＱＤ検波後のアナログ信
号をデジタル処理するためのデジタル信号処理手段を設
けると共に、Ａ／Ｄ変換するに際し、オーバー・サンプ
リング変換を導入し、量子化雑音の削減、ダイナミック
・レンジの拡大等を図るものである。即ち本発明のＭＲ
Ｉ用信号処理装置は、ＮＭＲ信号の中心周波数から所定
の周波数だけシフトした周波数を有し、互いに９０度位
相の異なる２つの参照信号によって、ＮＭＲ信号を同期
検波する直交検出手段と、この直交検出手段で得られる
実部信号と虚部信号をそれぞれデジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段によって得られ
たデジタル信号をフィルタリング、デシメート等の信号
処理するデジタル信号処理手段とを備え、Ａ／Ｄ変換手
段は、実部信号及び虚部信号をそれぞれＡ／Ｄ変換する
に際し、信号帯域幅によらず、その整数倍あるいは、Ａ
Ｄ変換速度の最大限でオーバーサンプリングを行う機能
を有する。またデジタル信号処理手段は、デジタル複素
信号に対し、そのフーリエスペクトル成分を、周波数を
回転角で表し、強度を回転軸長で表した回転座標上で、
参照周波数のシフト量に対応して決められる所定角度だ
け回転させる計算を行う周波数変換手段、周波数変換後
の信号に対してデジタルフィルタリングを行う手段及び
データ点数を任意のデータ量に間引くデシメート処理手
段を備える。尚、デジタル複素信号に対し、そのフーリ
エスペクトル成分を、周波数を回転角、強度を回転軸長
で表した回転座標上で、参照周波数のシフト量に対応し
て決められる所定角度だけ回転させる計算を行うこと
は、対応するアナログ信号を周波数変換することに対応
し、ここでは周波数変換と定義する。またこのデジタル
信号処理手段におけるデジタルフィルタリングは好適に
はＩＩＲフィルタを用いる。

【００１８】更に本発明のＭＲＩ用信号処理装置の好適
な態様によれば、Ａ／Ｄ変換の際にオーバーサンプリン
グ処理を行うために、ＡＤ変換器及びデジタル信号処理
手段に、所望のオーバーサンプリング・レートに対応し
た精度の高いクロックパルスを従来のクロックパルスと
同期させ生成して印加する手段を備える。更に本発明の
ＭＲＩ用信号処理装置の好適な態様によれば、デジタル
信号処理手段におけるデジタル信号処理時間によって生
じる計算機への画像データ転送時間の遅れを任意に調整
するタイミング調整手段を有する。

【００１９】本発明のＭＲＩ用信号処理装置は、ＭＲＩ
の撮像法としてデータ転送の遅延が許容できないほどの
超高速撮影法を採用する場合には、複数のデジタル信号
処理手段を並列に備えることができる。更に本発明のＭ
ＲＩ用信号処理装置において、デジタル信号処理手段
は、Ａ／Ｄ変換手段と磁気共鳴イメージング装置の計算
機との間に、独立したユニットとして付加される構成と
することができる。

【００２０】

【作用】ＱＤ検波後のアナログ信号を所望のオーバーサ
ンプリング・レートでオーバーサンプリングすることに
より、ＳＮを向上させることができ、高ビットの量子化
が可能となり、また量子化雑音の低減、ダイナミックレ
ンジの向上を図ることができる。また、画像中央のアー
チファクトを防止するために、ゼロ周波数が中心となる
画像帯域を、ゼロ周波数を避けて、画像帯域をシフトし
た場合に、ＡＤ変換のサンプリング周波数をオーバーサ
ンプリングする（例えば２倍とする）ことにより、信号
帯域はそのままで、ナイキスト周波数は２倍になるの
で、アンチエリアジング・フィルタとしてのアナログ・
フィルタの特性は、それほど急峻な特性は要求されなく
なる。

【００２１】また、上述のように画像帯域のシフトを行
った信号について、デジタル信号領域で周波数変換し、
帯域シフトした分を演算処理により、元のゼロを中心と
する領域に戻すことにより、シングル・サイド・バンド
・フィルタを用いることなく、オーバーサンプリング計
測したデータに対するデジタル・フィルタリング、デシ
メート処理を行うことができる。特にフィルタとして比
較的少ない処理時間で急峻な特性が得られるＩＩＲフィ
ルタを用いることができる。ノイズの折り返しを防止で
きる。尚、デジタル信号領域で、信号帯域をゼロを中心
とする領域に戻しても、ＤＣ近傍のオフセットやハム等
のノイズの影響はもはや受けない。

【００２２】所望のオーバーサンプリング・レートに対
応したクロックパルスを生成する手段は、システムの基
準クロック周波数の整数倍（Ｎ倍）のクロックを生成
し、これを新たな基準クロックとすることにより、従来
クロックのＮ分の１の精度クロックパルスを生成する。
これにより信号帯域幅によらず、所望のオーバーサンプ
リング・レートで、例えばＡＤ変換速度の最大限でオー
バーサンプリングを行うことを可能にする。

【００２３】またタイミング調整手段は、デジタル信号
処理の内容から見積もれる遅延時間を予め設定しておく
ことにより、この信号処理によりメイン計算機への出力
データ転送と、計測データの入力との同期をとるように
する。更にデジタル信号処理手段を独立のユニットと
し、従来のシステムのＡ／Ｄ変換器と計算機との間に接
続することにより、従来システムに変更を加えることな
く、デジタル信号処理機能を付加することができる。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細
に説明する。図１は、本発明が適用されるＭＲＩ装置の
一実施例の概略構成を示す図である。図示するＭＲＩ装
置は主として被検体１０１の置かれる空間に静磁場及び
傾斜磁場を発生する磁場発生系と、被検体１０１に高周
波磁場をパルス状に照射するための送信系と、被検体１
０１から発生するＮＭＲ信号を検出する受信系と、検出
されたＮＭＲ信号をＡ／Ｄ変換するとともに信号処理す
る信号処理系と、各装置に種々の命令を一定のタイミン
グで出力する機能を有する制御装置１１８とを備えてい
る。尚、検査対象である人体１０１は図示しないベッド
上に載置され、ベッドは検査空間内に移動可能に構成さ
れている。本発明の信号処理装置は、このようなＭＲＩ
装置の受信系と信号処理系とに係わるものである。

【００２５】磁場発生系は、静磁場を発生する静磁場磁
石１０２とその電源１０３及び直交する３軸方向（Ｘ、
Ｙ及びＺ方向）の傾斜磁場を発生させるコイル１０４と
それらを駆動する電源部１０５とから成る。これらのコ
イル１０４より発生する傾斜磁場により被検体１０１の
おかれている空間の磁場分布を所望の傾斜を有する分布
とするものである。尚、図では静磁場磁石は常電導或い
は超伝導磁石を示しているが、永久磁石であってもよ
い。

【００２６】送信系は、高周波パルス発生器１０６、振
幅変調器（図示せず）、電力増幅器１０７及び高周波コ
イル（以下、ＲＦコイルという）１０８とから成り、高
周波パルス発生器１０６の出力は、図示しない位相選択
部で位相制御された後、振幅変調部においてシンク関数
などにより振幅変調され、更に電力増幅器１０７で増幅
され、ＲＦコイル１０８を励振する。

【００２７】受信系は、本実施例では送信用ＲＦコイル
を兼ねた受信用ＲＦコイル１０８、プリアンプ１０９及
び受信器１１０から成り、ＲＦコイル１０８で受信され
た信号成分は、プリアンプ１０９を通り、受信器１１０
で検波後、信号処理系に送られる。尚、送信系からの信
号が受信系に入らないようにするために電力増幅器１０
７とプリアンプ１０９との間に送受信切換器１１３が挿
入されている。送受信切換器１１３は、ＲＦコイルが送
信用と受信用とで別個に設けられる場合には不要であ
る。

【００２８】受信器１１０は、ＮＭＲ信号の中心周波数
から所定の周波数だけシフトした周波数を有し、互いに
９０度位相の異なる２つの参照信号を発生する検波信号
発生器１１１と直交位相検波のための２系統の検波器１
１２とから成る。信号処理系ではアナログ検出信号はＡ
／Ｄ変換器１１４でＡ／Ｄ変換され、デジタル信号処理
手段であるデジタル信号処理装置１１５で信号処理され
る。Ａ／Ｄ変換器１１４は後述するように直交検波器１
１２からの実部信号と虚部信号をそれぞれその整数倍或
いはＡ／Ｄ変換速度の最大限でオーバーサンプリングす
る。デジタル信号処理装置１１５はＡ／Ｄ変換された計
測データ（デジタル信号）にフィルタリング、デシメー
ト（間引き）等の信号処理を行う。信号処理された処理
データは計算機１１６でフーリエ変換等の画像再構成の
ための演算を施された後、得られた画像は表示装置１１
７に表示される。

【００２９】デジタル信号処理装置１１５は、ＭＲＩ装
置内に組込まれたものとすることができるが、図２に示
すようにデジタル信号処理専用ユニット２０３として従
来装置の受信器２０２とシステム制御器２０４との間に
設けて従来装置のデジタル信号処理を拡張する構成とす
ることができる。この場合、各々のユニットは、メイン
計算機２０１により出力される制御パラメータに基づき
処理が行われる。この制御パラメータは、ＮＭＲ信号取
得条件により決定される。尚、システム制御器２０４及
びメイン計算機２０１は、図１の制御装置１１８及び計
算機１１６に対応する。

【００３０】システム制御器２０４は、ＮＭＲ信号取得
タイミングに合わせた、ＡＤ変換ストローブ信号Ｓ₁を
デジタル信号処理専用ユニット２０３に出力する。デジ
タル信号処理専用ユニット２０３は、このＡＤ変換スト
ローブ信号Ｓ₁に基づき、所望のオーバーサンプリング
・レートに対応したＡＤ変換ストローブ信号（拡張ＡＤ
変換ストローブ信号）Ｓ₂を生成する。所望のオーバー
サンプリング・レートの値は、メイン計算機２０１から
直接出力されるようにしても、また従来の制御パラメー
タ、例えば、信号帯域、傾斜磁場強度、撮影視野等の情
報をデジタル信号処理専用ユニット２０３内のＤＳＰ
（デジタル・シグナル・プロセッサ）に取り込んで計算
するようにしてもよい。

【００３１】このような構成において、アナログ受信器
１１０で受信されたＱＤ検波されたＮＭＲ信号はＡＤ変
換器においてオーバーサンプリング計測され、計測デー
タとしてデジタル信号処理専用ユニット１１５に取り込
まれる。ここで、フィルタリング、デシメート等の信号
処理された処理データは、システム制御器１２０（図１
の計算機１１６）に送出される。

【００３２】デジタル信号処理専用ユニットとしてのデ
ジタル信号処理装置の１実施例を図３のブロック図に示
す。このデジタル信号処理装置３００は、アナログ受信
器のＡ／Ｄ変換器３０９とシステム制御器３１４及びメ
イン計算機３１５との間に設けられ、主としてデジタル
・フィルタリング、デシメート、補間計算等のデジタル
信号処理を行う２個のＤＳＰ３０１、３０４と、ＤＳＰ
３０１、３０４が実行するプログラム、そのプログラム
が使用するデジタル・フィルタのフィルタ係数等のパラ
メータを記憶するローカルメモリ３０２、３０５と、従
来システムのＡＤ変換ストローブから、それより高速な
オーバー・サンプリング・レートに対応したストローブ
を生成するためのストローブ回路３２２と、デジタル信
号処理時間から発生する遅延時間によるメイン計算機３
１５への画像データ転送時間の遅れを任意に調整するタ
イミング調整手段として信号取り込みタイミング調整回
路３１７とを備えている。

【００３３】ＡＤ変換器３０９でサンプリングされた計
測信号データは、デジタル信号処理専用ユニット３００
の信号バッファ３１０に取り込まれる。この信号データ
の転送経路は、信号処理モードにより切替回路(1)３１
１で切り替えられる。切替回路(1)３１１は、拡張した
デジタル信号処理をデジタル信号処理専用ユニット３０
０で行うモード（Ａモードという）と拡張したデジタル
信号処理を行わないモード（Ｂモードという）に切り替
えるもので、Ａモードでは、信号データを切替回路(2)
３１２側へ転送し、ＤＳＰ３０１、３０４にデータを入
力する。一方、Ｂモードでは、ＤＳＰを経由せずに直接
にデータセレクタ３１３に信号データを転送し、デジタ
ル信号処理専用ユニットを付加しない場合と同一な処理
機能のみ実現される。尚、切替回路(1)３１１でのデー
タ転送方向の切り替えは、メイン計算機３１５より送ら
れる制御パラメータで制御される。

【００３４】また切替回路(2)３１２は、複数個のＤＳ
Ｐへの信号データの振り分けをする。本実施例では２つ
のＤＳＰ３０１、３０４に信号データを振り分ける。本
実施例では、アナログＱＤ検波によって得られた２つの
直角信号を独立に信号処理するために２つのＤＳＰを３
０１、３０４を２個搭載しているが、ＤＳＰの個数は１
個または任意の複数の場合も考えられ、２個に限定され
るものではない。例えばデジタル信号処理の処理時間が
長い場合には、実部信号及び虚部信号のそれぞれについ
て複数のＤＳＰを設けることにより並列演算処理により
処理時間の短縮を図ることができる。また、複数の受信
コイルを備えた装置ではこれら複数のコイルから得られ
た計測信号を受信コイルごとに独立してデジタル信号処
理する場合にも適用できる。

【００３５】ＤＳＰ３０１、３０４は、デジタル信号処
理を行うために実行するプログラム、及びそのプログラ
ムが使用するデジタル・フィルタのフィルタ係数等のパ
ラメータをローカルメモリ３０２、３０５から読み出す
とともに、データセレクタ３０７を介して、ワークメモ
リ３０８にアクセスできる。ＤＳＰ３０１、３０４は、
このワークメモリ３０８を介してお互のデータのやりと
りが可能な構成になっている。データセレクタ３０７は
同時に複数のＤＳＰがメモリ・アクセスしないような切
り替え機能を有する。またＤＳＰ３０１、３０４は互い
にシリアル・ポートで接続されており、ＤＳＰ間でデー
タの授受ができ、さらにお互いに同期をとりながらプロ
グラムを実行することができる。

【００３６】更に一方のＤＳＰ３０１にはデジタル信号
処理パラメータ・レジスタ３２１を経由して、メイン計
算機３１５からＤＳＰで実行するプログラム中で必要な
パラメータが送られる。このパラメータとして、例えば
所望のオーバーサンプリング・レート値等が挙げられ
る。また、オーバーサンプリング・レートをＤＳＰ内で
計算するような場合は、従来の制御パラメータ、例え
ば、信号帯域、傾斜磁場強度、撮影視野等の情報をＤＳ
Ｐに取り込んで計算する。

【００３７】ＤＳＰは、既に述べたようにデジタル・フ
ィルタリング、デシメート、補間計算等のデジタル信号
処理を行うものであるが、デジタル複素信号に対し周波
数変換のための計算をも行う。これはアナログ受信器１
１０（図１）においてゼロ周波数を避けて信号計測した
アナログデータを、デジタル領域において再シフトし、
画像帯域の中心周波数がゼロ周波数となるようにするも
のであり、これにより間引き後の画像領域に折返しノイ
ズが入らないようにできる。この周波数変換計算につい
ては後に詳述する。

【００３８】デジタルフィルタリングのためのフィルタ
としては、ＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタを用いるこ
とができるが、好適には比較的少ない処理時間で急峻な
特性が得らるＩＩＲフィルタを用いる。本発明において
は、周波数シフトしたアナログ信号がデジタル領域にお
いて周波数変換され、画像帯域の中心周波数がゼロ周波
数となるようにするので、シングル・サイド・バンド・
フィルタ以外のフィルタを用いることができる。デシメ
ートは、オーバー・サンプリングで取り込んだデータを
デジタル・フィルタリング処理して、そのデータを所望
のサンプル・レートに変換する操作であり、また補間計
算は、ＤＳＰ実行プログラムの中でのデシメートの際に
実行される。

【００３９】尚、ＤＳＰとしては、テキサス・インスツ
ルメンツ社製のＴＭＳ３２０Ｃ３０、あるいはＣ３１等
の浮動小数点ＤＳＰを用いることができる。ＤＳＰでデ
ジタル信号処理したデータは、ＦＩＦＯレジスタ３０
３、３０６のデータ入力に与えられる。ＦＩＦＯレジス
タ３０３、３０６は、従来システムの出力タイミングと
オーバーサンプリング・レートに対応したタイミングと
の調整のための設けられる。即ち、信号バッファ３１０
でのデータ入出力は、オーバーサンプリング・レートに
対応したタイミングで行われるため、従来システムと非
同期になるが、ＦＩＦＯレジスタ３０３、３０６はバッ
ファ・レジスタとして機能し、そのデータ出力を、オー
バーサンプリングを行わない従来システムのデータ出力
タイミングで行う。

【００４０】データセレクタ３１３は、ＦＩＦＯレジス
タ３０３、３０６及び切替回路(1)３１１からの３種類
のデータを選択し、システム制御器３１４に計測データ
或いは処理データ転送する。尚、データセレクタ３１３
の動作は、メイン計算機３１５より送られる制御パラメ
ータ及びシステム制御器３１４からの制御信号により制
御される。

【００４１】ストローブ回路３２２は、従来システムの
ＡＤ変換ストローブＳ₁から、それより高速な、所望の
オーバーサンプリング・レートに対応したストローブＳ
₂を生成する。この回路では、先ず、予めメイン計算機
３１５で計算した、オーバーサンプリング・レートに対
応したデータ取り込みストローブ数、及びストローブ間
隔を、ＣＰＵバスインターフェイス回路３１６を介し
て、ストローブ・データ・レジスタ３２０に設定する。
この値を信号データ計測開始時にバイナリ・カウンタ３
１９に設定する。このカウンタ３１９のクロックとして
システム制御器３１４で作られる従来システムの基準ク
ロックの整数倍のクロックを用いる。カウンタのクロッ
クとして従来システムの基準クロックを用いた場合は、
このクロックの整数倍の値、つまり整数倍のオーバー・
サンプリングのみしか実現できないが、基準クロックの
整数倍（Ｎ倍）のクロックを用いることにより、これを
新たな基準クロックとして従来クロックのＮ分の１のビ
ット精度まで拡張したクロックパルスを作ることができ
る。整数倍のクロックは、同期した周波数逓倍回路３１
８により作られる。この周波数逓倍回路３１８として例
えば、プログラマブル・クロック・スキュー・バッファ
ＣＹ７Ｂ９９１（サイプレス・セミコンダクター製）が
適用できる。例えば１ＭＨｚ（１μｓ）の基準クロック
から周波数逓倍回路３１８により４倍のクロックを生成
した場合、新たな基準クロックは４ＭＨｚ（０．２５μ
ｓ）となり、４倍のビット精度で任意のデータ・サンプ
リングが設定できることになる。

【００４２】信号取り込みタイミング調整回路３１７
は、ＡＤ変換器３０９からの計測データとデータセレク
タ３１３からの出力データの間の遅延時間を、システム
制御器３１４に設定するための回路ブロックである。デ
ジタル信号処理を追加することによって、計測データの
入力に対し、メイン計算機３１５へのデータ転送の遅れ
が処理データの出力に生じる。その間の緩衝手段とし
て、信号処理内容から見積もれる遅延時間に対応するデ
ータを、予めメイン計算機３１５から信号取り込みタイ
ミング調整回路３１７に設定し、そこで作られる遅延時
間をシステム制御器３１４に設定し、データ転送あるい
はデータ取り込みの同期をとるようにする。

【００４３】次に以上説明したような構成における本発
明の信号処理装置の動作について説明する。まず、図１
に示すＲＦコイル１０８で検出されたＮＭＲ信号はプリ
アンプ１０９で増幅された後、受信器１１０において互
いに９０度位相の異なる２つの参照信号をアナログＱＤ
検波される。この際、ＤＣ近傍のオフセットやハム等の
ノイズの影響を避けるために信号帯域の中心周波数をゼ
ロ周波数からシフトして信号計測する。この例では、図
４（ｂ）に示すように、同図（ａ）に示す従来の撮影帯
域４０１に対し、この信号帯域のまま、画像帯域４０２
をサンプリング周波数の４分の１シフトしている。

【００４４】次にこのようにゼロ周波数からシフトした
計測信号をオーバーサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行な
いデジタル化する。ここでサンプリング・レートは、信
号帯域によらず、その整数倍或いはＡ／Ｄ変換速度の最
大限に設定される。サンプリング・レートは、図３のス
トローブ回路３２２の生成する基準クロックの整数倍の
クロックによって生成するクロックパルスにより所望の
レートとすることができる。図４に示す例では、従来に
対して２倍のオーバーサンプリングとし、帯域シフトを
サンプリング周波数の１／４（ｆ_S／４）とすることに
より、アナログ信号領域でのＤＣ近辺のノイズの影響を
原理的になくすことができる。

【００４５】このようにオーバーサンプリングされたデ
ジタル信号は、デジタル信号領域において図４（ｃ）に
示すようにゼロ周波数を中心とした帯域に画像帯域をシ
フトするための周波数変換処理を行う。一般にＡＤ変換
して得られた離散データは、ＡＤ変換のサンプリング周
波数の整数倍毎に繰り返され、これは複素平面において
３６０度回転させるここと等価である。従って、デジタ
ル信号領域における帯域シフトに対応する演算は、下記
に示すような、複素平面における回転演算で実現でき
る。

【００４６】振幅Ｘ、周波数ｆ_Xのアナログ信号Ｓを、
参照周波数ｆ₀で直交検波して得られる複素信号をＸa、
ｊＸbとする。Ｓ＝Ｘ・ｅｘｐ（jωｔ）＝Ｘa ＋ｊＸb 但し、ω＝２π（ｆ_X−ｆ₀）これを、サンプリング周波数ｆ_SでＡ／Ｄ変換して得ら
れる複素デジタル信号は、Ｓ（Ｎ）＝Ｘ・ｅｘｐ
（jφＮ）＝Ａ（Ｎ）＋jＢ（Ｎ）（Ｎ＝０、１、２、３・・
・）但し、φ＝２π｛（ｆ_X−ｆ₀）／ｆ_S｝で表される。Ａ（Ｎ）は実部信号、Ｂ（Ｎ）は虚部信号
を表す。このフーリエスペクトル成分は、複素平面座標
（回転座標）上の点で表され、座標の原点からの距離ｒ
が、振幅Ｘを表し、φは基準軸からの角度を表す。

【００４７】ｒ＝√（Ａ²＋Ｂ²）＝Ｘ従って、参照周波数での検波による、周波数領域での帯
域シフトは、サンプリングされたデジタル複素信号のフ
ーリエスペクトル成分を、周波数を回転角、強度を回転
軸長で表した回転座標上で回転させる処理と等価とな
る。Ｓ（Ｎ）の複素平面座標上での回転演算は、回転子
ｅｘｐ（±jθＮ）を乗ずることによる。θは回転角度
を表し、その符号は（＋）が右回りで、帯域を高周波側
にシフトすることに対応し、（−）が左回りで、帯域を
低周波側にシフトすることに対応する。

【００４８】従って、±θの回転により、画像信号Ｓ
（Ｎ）はＳ’（Ｎ）に変換される。

【００４９】

【数１】

【００５０】従って、複素平面での回転処理は、実部Ａ
（Ｎ）を、

【００５１】

【数２】

【００５２】虚部Ｂ（Ｎ）を、

【００５３】

【数３】

【００５４】に変換する演算である。図４（ｃ）は、図
４（ｂ）の信号をＡ／Ｄ変換後のデジタル信号に対し、
θ＝−（π／２）の回転に相当する、周波数変換処理を
行った場合の帯域４０４を示すものである。この周波数
変換により帯域４０２は、図示するようにサンプリング
周波数の４分の１だけ低周波側にシフトする。これは、
デジタル的にゼロ周波数を中心とした帯域に画像帯域を
シフトしたことになる。

【００５５】回転処理演算において、最も簡単な例とし
て、θ＝−（π／２）の場合について計算した結果を表
１に示す。

【００５６】

【表１】

【００５７】このように、直交検出した信号、Ｓ（Ｎ）
＝Ａ（Ｎ）＋jＢ（Ｎ）の実部Ａ（Ｎ）：Ａ０，Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６・・・・虚部Ｂ（Ｎ）：Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４，Ｂ５，Ｂ６・・・・に対して−（π／２）の回転、すなわち、帯域を低周波
側にサンプリング周波数の４分の１シフトする場合に
は、下記のようなデータ列を作成すればよい。

【００５８】実部Ａ'（Ｎ）：Ａ０，Ｂ１，−Ａ２，−Ｂ３，Ａ４，Ｂ５，−Ａ６・・・・虚部Ｂ'（Ｎ）：Ｂ０，−Ａ１，−Ｂ２，Ａ３，Ｂ４，−Ａ５，−Ｂ６・・・この場合、Ａ’、Ｂ’とも４回毎に同じ処理の繰り返し
になっている。実部Ａと虚部Ｂを別々なメモリ等に取り
込む場合には、Ａ’は上記のように１回目はそのまま取
り込み、２回目は他方のデータの取り込み、３回目はそ
のまま符号を変えて取り込み、４回目は他方のデータを
符号を変えて取り込む、という動作を繰り返せば実現で
きる。同様にＢ’も１回目はそのまま取り込み、２回目
は他方のデータの符号を変えて取り込み、３回目そのま
ま符号を変えては取り込み、４回目は他方のデータを取
り込む、という動作を繰り返せば実現できる。

【００５９】このデータの切り替え及び符号反転は、取
り込んだデータに対して、ソフト的に行うこともできる
が、ハード的にデータをメモリ等に取り込む以前に処理
することもできる。図５及び図６は、本発明の一実施例
である周波数変換を、ＤＳＰで行う場合のアルゴリズム
を示すものである。図５は、実部データに対する処理の
アルゴリズム、図６は、虚部データに対する処理のアル
ゴリズムである。この例では、上記、表１の内容につい
て、すなわち、直交検出されたデータに対して、θ＝−
（π／２）の回転に相当する周波数変換を行う場合であ
る。まずＡ／Ｄ変換器からデータＡ（Ｎ）を取込み（50
1）、メモリにストアする（502）。次いでレジスタＲ０
をカウンタとして、その値により条件分岐して、処理の
内容を変える（503、507、511）。本実施例では４回毎
に同じ処理の繰り返しであるので、レジスタＲ０の値は
（０〜３）とし、３の場合はＲ０をクリアし、それ以外
の場合は処理後にＲ０の値をインクリメントするように
構成されている。例えば、レジスタＲ０が３の場合には
メモリからＢ（Ｎ）をロードし、レジスタＲ１の値をＢ
（Ｎ）とし（504）、次いでＡ’（Ｎ）＝−Ｂ（Ｎ）と
する処理をし（505）、レジスタＲ０をクリアする（50
6）。またＲ０＝０の場合には、メモリからＡ（Ｎ）を
ロードし、レジスタＲ１の値をＡ（Ｎ）とし（516）、
次いでＡ’（Ｎ）＝Ａ（Ｎ）とする。またレジスタＲ０
の値をＲ０＝１とする（510）。同様にレジスタＲ０が
１、２の場合には、それぞれＡ’（Ｎ）＝Ｂ（Ｎ）とす
る処理（512、513）、Ａ’（Ｎ）＝−Ａ（Ｎ）とする処
理（508、509）をして、レジスタＲ０の値をインクリメ
ントする（510）。図６に示す虚部信号の周波数変換処
理についても全く同様である。このサブルーチンによ
り、周波数変換を行った後に、１データづつ次のサブル
ーチン（520、620）に送り、データをさらにＩＩＲフィ
ルタリング及び間引き演算の各処理を行う。

【００６０】尚、図３に示すように実部信号と虚部信号
とのそれぞれの処理を並列処理する２つのＤＳＰ３０
１、３０４を設け、これらＤＳＰ間でデータのやりとり
が可能な構成とした場合には、互いに同期をとりながら
プログラムを実行することができる。そして上記のよう
なデータの切り替えや符号反転は取込んだデータに対し
てソフト的に行うことが可能である。

【００６１】以上の実施例では、θ＝−（π／２）の回
転に相当する周波数変換の場合について述べたが、本発
明はこれに制限されるものではない。角度がπの回転に
相当する、周波数変換の整数分の１の場合、すなわち θ＝π／Ｋ（Ｋは任意の整数）であれば、複素信号データＳ（Ｎ）＝Ａ（Ｎ）＋jＢ（Ｎ）（Ｎ＝０、１、
２、３・・・）に対して、それぞれ２Ｋ個の、ｓｉｎまたはｃｏｓデー
タを用いて｛Ａ（Ｎ）＋jＢ（Ｎ）｝・｛ｃｏｓ（π／Ｋ）Ｎ＋jｓｉｎ（π／Ｋ）Ｎ｝｛Ａ（Ｎ）＋jＢ（Ｎ）｝・｛ｃｏｓ（π／Ｋ）Ｎ−jｓｉｎ（π／Ｋ）Ｎ｝の複素積の演算を行うことにより、回転処理を実行でき
ることは自明である。

【００６２】以上述べた周波数変換処理により、画像帯
域シフトを行って計測した信号に対して、デジタル信号
領域で、帯域シフトした分を元のゼロを中心とする領域
にもどすことになる（図４（ｃ）の４０４）。このよう
に周波数変換された実部信号及び虚部信号は、その帯域
について、ＩＩＲフィルタを用いてフィルタリングされ
る。ＩＩＲフィルタリングの特性４０５を図４（ｃ）に
示した。ＩＩＲフィルタを用いることにより、比較的短
い処理時間で所望の特性のデジタル・フィルタが実現で
き、オーバーサンプリングの効果により量子化ノイズの
削減が期待できる。

【００６３】次いで、フィルタリング処理を行ったデー
タに対して、間引きを行い、従来の帯域と同じにする。
これにより、その後の信号処理系を従来と同じ処理系に
できる。図４（ｄ）は、２分の１の間引きを行った場合
の画像帯域４０６を示すものである。この場合、画像領
域に間引きによる折り返しノイズは発生せず、併せて、
量子化ノイズも低減できるため、オーバー・サンプリン
グの効果も期待できる。

【００６４】図４に示す例では、従来の２倍のオーバー
サンプリングで、画像帯域のシフト量をサンプリング周
波数の１／４（ｆ_S／４）としたが、本発明による信号
処理は、この値に限定されるものではなく、これらの組
み合わせは任意である。オーバー・サンプリングのレー
トを変えた場合は、それに相当するデータの間引きを行
えばよいことになる。また、画像帯域のシフト量を変え
た場合は、それに相当する、周波数変換を行えばよい。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｑ
Ｄ検波後のアナログ信号をオーバーサンプリングして計
測し、これをデジタル信号処理することにより、ＳＮを
向上させることができ、高ビットの量子化が可能とな
り、また量子化雑音の低減、ダイナミックレンジの向上
を図ることができる。また本発明によれば、アナログ信
号をゼロ周波数を避けて計測しているので、ＭＲＩ用受
信器において発生し、撮影画像の中心に線状のアーチフ
ァクトとして現れるノイズのうち、ＤＣ近傍のオフセッ
トやハム等に起因するものの影響を原理的に避けること
ができる。しかも、オーバーサンプリングして計測され
たデータに対して、周波数変換を組み合わせたＩＩＲフ
ィルタリングを行うことにより、帯域シフトを行って計
測した信号に対して、アンチエリアジング・フィルタと
してのアナログ・フィルタの特性は、それほど急峻な特
性は要求されなくなり、画像の折り返しノイズがなくな
り、量子化雑音を削減できるデジタル・フィルタ処理が
実現できる。

【００６６】さらに、本発明によれば、従来のアナログ
ＱＤ検波方式の受信器の変更なしに、デジタル信号処理
ユニットを付加する事により、オーバーサンプリング及
びデジタル・フィルタリングの機能が追加できる。従っ
て、従来の受信器までを含めたハードウェア開発をする
必要がないので開発工程及び開発コストが大幅に削減さ
れる。また、既納品に対する機能向上に容易に対応でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が適用されるＭＲＩシステムのブロッ
ク図。

【図２】本発明の一実施例の概略構成図。

【図３】本発明に係るデジタル信号処理手段の一実施
例を示すブロック図。

【図４】本発明の信号処理装置による信号処理を説明
する図。

【図５】本発明のデジタル信号処理のアルゴリズムを
示すフロー図。

【図６】本発明のデジタル信号処理のアルゴリズムを
示すフロー図。

【図７】従来のＭＲＩの受信部の構成を示すブロック
図。

【図８】従来の信号処理を説明する図。

【符号の説明】

１０８・・・・・・ＲＦコイル１１１・・・・・・受信器１１２・・・・・・検波器（直交検出手段）１１４・・・・・・Ａ／Ｄ変換器１１５・・・・・・デジタル信号処理手段１１６、２００・・・・・・計算機２０１・・・・・・デジタル信号処理専用ユニット３１７・・・・・・タイミング調整回路３２２・・・・・・ストローブ回路（クロックパルスを生成す
る手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁場中に置かれた検査対象からの核磁気共
鳴信号を検出し、検出された核磁気共鳴信号を画像デー
タに変換し、信号処理した後、計算機により演算処理し
画像として表示する磁気共鳴イメージング装置において
前記核磁気共鳴信号を画像データに変換し、信号処理す
るための信号処理装置であって、前記核磁気共鳴信号の中心周波数から所定の周波数だけ
シフトした周波数を有し、互いに９０度位相の異なる２
つの参照信号によって、該核磁気共鳴信号を同期検波す
る直交検出手段と、該直交検出手段で得られる実部信号
と虚部信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換手段と、該Ａ／Ｄ変換手段によって得られたデジタル
信号をフィルタリング、デシメート等の信号処理するデ
ジタル信号処理手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換手段は、
前記実部信号及び前記虚部信号をそれぞれＡ／Ｄ変換す
るに際し、信号帯域幅の整数倍或いはＡＤ変換速度の最
大限でオーバーサンプリングを行う機能を有し、前記デ
ジタル信号処理手段は、デジタル複素信号に対し、その
フーリエスペクトル成分を、周波数を回転角で表し、強
度を回転軸長で表した回転座標上で、前記参照信号の周
波数シフト量に対応して決められる所定角度だけ回転さ
せる計算を行う周波数変換手段、該周波数変換手段によ
って処理された信号に対してデジタルフィルタリングを
行う手段及びデータ点数を任意のデータ量に間引くデシ
メート処理手段を備えたことを特徴とする磁気共鳴イメ
ージング用信号処理装置。
【請求項２】前記ＡＤ変換手段及び前記デジタル信号処
理手段に、所望のサンプリング・レートに対応したクロ
ックパルスを生成、印加する手段を有することを特徴と
する請求項１記載の磁気共鳴イメージング用信号処理装
置。
【請求項３】前記デジタル信号処理手段におけるデジタ
ル信号処理時間から発生する遅延時間による前記計算機
への画像データ転送時間の遅れを任意に調整するタイミ
ング調整手段を有することを特徴とする請求項１記載の
磁気共鳴イメージング用信号処理装置。