JPH03118046A - Ｎｍｒ装置用無線周波受信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明の分野は核磁気共鳴（Ｎ　Ｍ　Ｒ）の方法および
システムである。更に詳しく述べると、本発明は精密な
周波数と位相をそなえたＲＦ励起ノくルスを作成するた
めのＲＦシンセサイザおよび送信器、ならびに結果とし
て生じるＮＭＲ信号を正確に受信し復調しディジタル化
するための受信器に関するものである。

磁気モーメントをそなえたどの核もそれに加えられてい
る磁界の方向に自身をそろえようとする。

しかしそうする際、磁界の強さおよび特定の核種の性質
（核の磁気回転比γ）によって決まる固有の角周波数（
ラーモア周波数）で核は上記磁界の方向のまわりを歳差
運動する。この現象を示す核をここでは「スピン」と呼
ぶ。

人体組織のような物質が−様な磁界（分極磁界Ｂｏ）を
受けると、組織内のスピンの個別磁気モーメントはこの
分極磁界にそろおうとするが、それらの固有ラーモア周
波数で無秩序に分極磁界のまわりを歳差運動する。分極
磁界の方向に正味の磁気モーメントＭ：！が作られるが
、垂直平面すなわち横断平面（Ｘ−Ｙ平面）内のランダ
ムな方向を向いた磁気成分は相互に相殺する。しかし、
Ｘ−Ｙ平面内にある大体ラーモア周波数の磁界（励起磁
界Ｂ＋）を物質または組織に加えた場合、正味のそろっ
たモーメント量工がＸ−Ｙ平面へ回転すなわち「傾いて
」、ラーモア周波数でＸ−Ｙ平面内で回転すなわちスピ
ンしている正味の横方向磁気モーメントＭ、が生じる。

正味の磁気モーメントＭｚが傾く程度、したがって正味
の横方向磁気モーメントＭ、の大きさは、主として印加
される励起磁界Ｂ１の大きさ、時間長およびその周波数
によってきまる。

この現象の実用的な価値は、励起信号Ｂ１が終了した後
、励起されたスピンによって放射される信号にある。簡
単なシステムでは、励起された核が振動正弦波信号を受
信コイル内に誘導する。この信号の周波数はラーモア周
波数であり、その最初の振幅Ａｏは横方向磁気モーメン
トＭ、の大きさによって決定される。放射信号の振幅Ａ
は時間ｔとともに指数関数的に恭衰する。

Ａ　−ＡＯｅ−ｔ／Ｔ２８ 減衰定数１／Ｔ２には磁界の均質性、および「スピン−
スピン緩和」定数または「横緩和」定数と呼ばれるＴ２
によって決まる。Ｔ２定数は、完全に均質な磁界中で励
起信号Ｂ１が除去された後のスピンのそろった歳差運動
の位相のずれなどにより信号が減衰していく指数関数的
な速度に逆比例する。

ＮＭＲ信号の振幅Ａに寄与するもう１つの重要な要素は
スピン−格子緩和過程と呼ばれ、これは時定数Ｔ１によ
って特徴付けられる。これはまた縦緩和過程とも呼ばれ
る。正味磁気モーメントの磁気分極軸（ｚ）に沿ったそ
の平衡値への回復を記述するからである。Ｔ１時定数は
Ｔ２より長く、医学的に関心のある殆んどの物質ではず
っと長くなる。正味磁気モーメントＭがその平衡値まで
緩和するのに充分な時間が与えられていない場合は、後
続のパルス・シーケンスで作成されるＮＭＲ信号の振幅
Ａは小さくなる。

特に本発明に関係するＮＭＲ測定は「パルス式ＮＭＲ測
定」と呼ばれる。このようなＮＭＲ測定はＲＦ励起期間
ならびに信号の放射と取得の期間に分けられる。これら
の測定は周期的に行なわれ、ＮＭＲ測定が多数回繰り返
される。これにより各サイクルの間に異なるデータが累
積されるか、または被検者内の異なる位置で同じ測定が
行なわれる。さまざまの予備励起技術が知られており、
これらでは種々の大きさ、周波数成分、位相および継続
時間を存する１個以上のＲＦ励起パルス（Ｂ＋　）が印
加される。このようなＲＦ励起パルスは狭い周波数スペ
クトルを持つこともある（選択的励起パルス）。あるい
はこのようなＲＦ励起パルスはある範囲の共鳴周波数に
わたって横磁化Ｍ：！を作成することができる広い周波
数スペクトルを持つこともある。従来技術には特定のＮ
ＭＲ現象を利用するように設計され、Ｎ　Ｍ　Ｒ７１１
１＋定過程の特定の問題を克服するＲＦ励起技術が豊富
にある。

励起パルスの後、ＮＭＲイメージング・システムは励起
された核によって放射される無線周波（ＲＦ）信号を受
信し、これらの信号を使って患者の画像を構成する。「
画像情報」を含む受信信号はラーモア周波数を中心とす
る周波数帯域内にある。この帯域の周波数を一層低い周
波数に下げて復調することにより、画像情報を抽出して
患者の画像を構成することができる。画像情報信号を基
準信号と混合することにより周波数帯域を移す通常の信
号変換が用いられる。適切にフィルタで除かなければ、
基準信号周波数を中心として画像情報帯域とは対称な周
波数帯域内の雑音が、ヘテロダインの作用によって生じ
る合成信号の画像情報に重畳される。

直角受信器を用いて画像情報をベースバンドに移せば、
この問題を避けることができる。同相（Ｉ）および直角
（Ｑ）の復調を使用することにより、ＩおよびＱ信号チ
ャネルの位相および振幅の調整が正確であれば、基準周
波数の両端の周波数を区別することができる。具合の悪
いことに、このような精密調整は難しく、調整不良によ
り基準周波数の片側のエネルギの幾分かが他方の側に誤
まって割り当てられる（「画像」阻止不良）。

更に、低周波（たとえば１／Ｆ）雑音が画像情報信号に
導入されて、その品質を低下させることがある。

従来、画像情報を復調し、２つの直角信号を作成する信
号処理がアナログ領域で行なわれてきた。

耐雑音性の見地から、できるだけ早期の処理段階で画像
情報信号をディジタル領域に変換するのが有利である。

高性能ディジタル回路およびプログラマブル信号プロセ
ッサの進歩に伴なって、複雑な信号処理をディジタル的
に高速で行なうことが可能になりつつある。

発明の要約 信号プロセッサは受信信号を変換して画像情報を含む直
角の２つの信号を作る。受信した信号はまず一波されて
、所望の情報を含む周波数以外の周波数の信号が除去さ
れる。次に、１戸波された信号にヘテロダイン作用が加
えられることにより、情報を伝える周波数の帯域が下方
へ移されて情報帯域幅の１．５倍の周波数を中心とする
帯域となる。ヘテロダイン作用を加えた信号は濾波して
情報帯域外へ周波数は除去することが好ましく、その後
、画像情報帯域幅の２倍の速度で信号をサンプリングす
るアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器によってディ
ジタル化される。サンプリング速度と信号帯域幅とのこ
の周波数関係は故意に情報伝搬周波数をエイリアシング
（ａｌｉａｓｌｎｇ）　Ｌ、て低い周波数を作る。

通常の直角信号はディジタル情報信号から求められる。

このため、信号帯域幅の半分に於ける正弦（ｓ　Ｉ　ｎ
ｅ）信号と余弦（ｃｏｓｉｎｅ）信号がデイジタル情報
サンプルと組合わされる。ディジタル領域で直角検出を
行なうため、アナログ−ディジタル変換器で使用されて
いるのと同じサンプリング速度で正弦信号と余弦信号を
ディジタル化しなければならない。この速度は正弦信号
および余弦信号の周波数の４倍である。この周波数関係
の結果、ディジタル化された余弦信号および正弦信号の
数値列はそれぞれ１．Ｏ，−１，０，１，０，−１゜０
、・・・および０．　１．　　Ｏ，−１，０，１，０゜
１、Ｏ・・・となる。直角検出では正弦サンプルおよび
余弦サンプルに情報サンプルが乗算されるので、積は零
、もしくはプラスまたはマイナスの情報サンプルとなる
。

直角検出は通常のＩおよびＱの直角信号を作成する２個
のディジタル信号プロセッサによって実施される。一対
のゲートが情報サンプルを信号プロセッサに交互に通過
させる。■およびＱの信号サンプルがディジタル的に）
Ｐ波されることにより、情報を伝搬していない周波数の
余計な信号が除去され、これらの信号が移相（すなわち
時間遅延）されて時間的にそろえられる。濾波によって
数値列の１つ置きの項が否定される。このような項に−
１の正弦値または余弦値を乗算しなければならないから
である。これは信号ゲーティングによっては行なわれな
かったものである。

本発明の１つの目的は患者から受信したＮＭＲ信号を復
調することにより画像情報を含む周波数を抽出する装置
を提供することである。

もう１つの目的は通常のアレープロセッサで後で処理す
るために、抽出された情報を互いに直角の２つの信号に
変換することである。

更にもう１つの目的は結果として得られる情報信号に於
いて雑音および余計な信号の影響を最小にするように信
号処理を行なうことである。

本発明の更にもう１つの目的は熱雑音および「画像」雑
音の除去を改善するためにディジタル領域で復調および
直角検出の一部を行なうことである。

本発明の上記の目的および利点ならびに他の目的および
利点は以下の説明から明らかであろう。

説明は本発明の実施例を示す付図を参照して行う。

しかし、このような実施例は必らずしも本発明の全範囲
を表わすものではないので、発明の範囲の解釈には請求
の範囲を参照すべきである。

発明の詳細な説明 まず第１図には本発明を用いるのに適した、ゼネラル−
ｘレフトリック社（Ｇｅｎｅｒａｌ　Ｅｌｏｃｔｒｉｃ
　Ｃ０ＩＩ！ｐａｎｙ＞からシグナ（Ｓ　ＩＧＮＡ）と
いう商標名で販売されているＮＭＲシステムの主要構成
品がブロック図形式で示されている。システムの動作全
体が主コンピユータ１００（たとえばデータ・ジェネラ
ル社（Ｄａｔａ　Ｇｃｎｅｒａｌ）製のＭＶ４０００コ
ンピュータ）を含む、全体を１００と表わしたホスト・
コンピュータ拳システムによって制御される。コンピュ
ータにはインタフェース１０２が付随している。複数の
コンピュータ周辺装置および他のＮＭＲシステム構成品
がインタフェース１０２を介して結合される。コンピュ
ータ周辺装置の中に磁気テープ駆動装置１０４があり、
これは、轡者のデータおよび画像をテープに記録するた
め主コンピユータの指示のもとに使用することができる
。処理された患者データは画像ディスク記憶装置１１０
に格納してもよい。画像プロセッサ１０８の機能は拡大
、画像比較、グレースケール調整および実時間データ表
示のような対話形画像デイスプレィ操作を提供すること
である。コンピュータ・システム１こはディスク・デー
タに己憶システム１１２を使用する生データ（すなわち
画像構成する前のデータ）を記憶するための手段が設け
られている。操作卓１１６もインタフェース１０２によ
ってコンピュータに結合されており、これにより操作者
には患者の診断に適したデータ、ならびに走査の較正、
開始および終了のような適切なＮＭＲシステム動作に必
要な付加的なデータを人力する手段が与えられる。操作
卓はディスクまたは磁気ディスクに記録された画像の表
示にも使用される。

コンピュータ・システム１００はシステム制御器１１８
および勾配増幅器システム１２８を介してＮＭＲシステ
ムを制御する。コンピュータ１００は当業者には周知の
方法で通信データ・リンク１０３を介してシステム制御
器１１８と通信する。

通信データ・リンク１００は並列データ・バス、並列ア
ドレス・バスおよび制御信号バスで構成される。システ
ム制御器１１８にはパルス制御モジュール（ＰＣＭ）１
２０．アレープロセッサ１０６、無線周波トランシーバ
１２２、ステータス制御モジュール（ＳＣＭ）１２４、
および構成品の付勢に必要な電［１２６等のサブシステ
ムが含まれている。ＰＣＭ１２０は主コンピユータ１０
１から与えられる制御信号を使うことにより、勾配コイ
ルの励磁を制御するディジタル波形やＲＦ励起パルスを
変調するためにトランシーバ１２２内で使用されるＲＦ
エンベロープ波形などのようなディジタル・タイミング
および制御信号を発生する。勾配波形がほぼＧ１増幅器
１３０．Ｇｙ増幅器１３２およびＧ２増幅器１３４で構
成された勾配増幅器システム１２８に印加される。各増
幅器１３０．１３２，１３４は、磁石アセンブリ１４６
の一部である勾配コイル・アセンブリ１３６の中の対応
する勾配コイルを励磁するために使用される。励磁され
ると、勾配コイルは主分極磁界と同じ方向に磁界の磁界
勾配Ｇ工＋ＧｙおよびＧ２を発生する。これらの勾配は
デカルト座標系の互いに直角なＸ軸方向、Ｙ軸方向、お
よびＺ軸方向を向いている。すなわち、主磁石（図示し
ない）の発生する磁界が２方向を向いておりＢｏで表わ
され、Ｚ方向の総磁界がＢ工で表わされれば、ｃ、Ｃ−
ａｓｚ　／ａｘ　、ｃｙ−ａＢＺ　／ａｙ。

Ｇニー□Ｂ２／ａ２であり、任意の点（ｘ、ｙ。

２）に於ける磁界はＢ　（ｘ、ｙ、ｚ）＝Ｂｏ　＋Ｇ、
Ｘ＋ＧｙＹ＋Ｇ工Ｚで与えられる。

勾配磁界はトランシーバ１２２、ＲＦ電力増幅器１２３
およびＲＦコイル１３８の発生する無線周波パルスと組
み合わされて使用される。これにより、空間情報が検査
している患者の領域から出てくるＮＭＲ信号に符号化さ
れる。パルス制御モジュール１２０から供給される波形
および制御信号をトランシーバ１２２が用いてＲＦ搬送
波の変調とモード制御を行なう。送信モードでは、送信
器が制御信号に従って変調された無線周波波形をＲＦ電
力増幅器１２３に供給する。ＲＦ電力増幅器１２３は主
磁石アセンブリ１４６の中に配置されたＲＦコイル１３
８を励磁する。患者内の励起された核が放射するＮＭＲ
信号は、送信に使用されるのと同じＲＦコイルまたはそ
れと異なるＲＦコイルによって検知され、前置増幅器１
３９によってトランシーバ１２２に結合されている。Ｎ
ＭＲ信号はトランシーバ１２２の受信部で増幅、復調、
＞Ｐ波、ディジタル化される。処理されたＮＭＲ信号は
専用の一方向データ・リンク１０５によってアレープロ
セッサ１０６に送られて処理される。

ＰＣＭ１２０および３０Ｍ１２４は独立のサブシステム
である。その両方とも主コンピユータ１０１、患者位置
ぎめシステム１５２のような周辺システムと通信すると
ともに、データ通信リンク１０３によって相互に通信す
る。ＰＣＭ１２０および３０Ｍ１２４は−それぞれ、主
コンピユータ１０１からのコマンドを処理するための１
６ビツトのマイクロプロセッサ、たとえばインテル社（
Ｉｎｔｅｌ　）製の８０８６マイクロプロセツサで構成
される。３０Ｍ１２４には、患者架台の位置および可動
の患者位置合せ用扇形光ビーム（図示しない）の位置に
関する情報を取得するための手段が含まれている。主コ
ンピユータ１０１はこの情報を使って画像表示および再
構成パラメータを修正する。

３０Ｍ１２４は患者移動および位置合せシステムの作動
のような機能を起動する。

勾配コイル・アセンブリ１３６およびＲＦ送受信コイル
１３８は分極磁界を作るために使用される磁石の内腔の
中に実装されている。この磁石は患者位置合せシステム
１４８を含む主磁石アセンブリの一部を形成する。主磁
石に付設された、分極磁界の不均質性を補正するために
使用されるシム（ｓｈｉｍ）コイルを励磁するためにシ
ム電源１４０が使用される。抵抗性磁石の場合、主磁石
ｔｒＳ源１４２を使ってこの磁石を継続的に励磁する。

超伝導磁石の場合、電源１４２を使って磁石の形成する
分極磁界を適切な動作強度とした後、主電源を切り離す
。永久磁石の場合は、電源１４２は必要でない。患者位
置合せシステム１４８は患者架台移動システム１５０お
よび患者位置ぎめシステムとの組合わせで動作する。外
部の発生源からの干渉を最小限にするため、主磁石アセ
ンブリ、勾配コイル・アセンブリ、ＲＦ送受信コイル、
患者取扱い装置等のＮＭＲシステム構成要素はＲＦシー
ルド室１４４の中に入れられている。

第１図および第２図に示すようにトランシーバ１２２に
は、ＲＦ電力増幅器１２３を介してコイル１３８ＡにＲ
Ｆ励起磁界Ｂ１を作成する構成要素、およびその結果と
してコイル１３８Ｂに誘導されるＮＭＲ信号を受ける構
成要素が含まれている。周波数シンセサイザ２００はＲ
Ｆ励起磁界のベース周波数すなわち搬送周波数を作成す
る。周波数シンセサイザ２００はデータ通信リンク１０
３を介して主コンピユータ１０１から−組みのディジタ
ル信号（ＯＦ）を受ける。これらのディジタル信号は出
力２０１に作成されるＲＦ搬送波信号の周波数（たとえ
ば６３．　８６ＭＩＩｚ　）および送信／受信相対位相
を示す。指令されたＲＦ搬送波が変調器２０２に印加さ
れる。変調器２０２で、ＲＦ搬送波はＰＣＭ１２０から
リンク１０３を介して受けた信号Ｒ（ｔ）に応じて変調
される。信号Ｒ（ｔ）は作成すべきＲＦ励起パルスの包
絡線を決定する。これは、ＲＦ励起パルスが発生したと
き所望の包路線を表わす一連のディジタル記憶値を順次
読み出すことによりＰＣＭ１２０内で作成される。コン
ピュータ１００はこれらのディジタル記憶値を変更する
ことにより、所望の任意のＲＦパルス包絡線を作成する
ことができる。線２０５を通るＲＦ励起パルス出力の大
きさはデータ通信リンク１０３を介して主コンピユータ
１０１からディジタル信号ＴＡを受ける送信減衰回路２
０６によって減衰される。減衰されたＲＦ励起パルスは
ＲＦ送信コイル１３８Ａを駆動する電力増幅器１２３に
印加される。

患者の発生するＮＭＲ信号は受信コイル１３８Ｂによっ
てピックアップされ、受信器２０７の人力に印加される
。受信器２０７はＮＭＲ信号を増幅し、これは主コンピ
ユータ１０１からリンク１０３を介して受けるディジタ
ル減衰信号（ＲＡ）によって定められる量だけ減衰され
る。受信器２０７はまた、線２１１を介してＰＣＭＩ　
２０から受ける信号に従ってオン／オフされる。これに
より、逐行している特定の信号取得期間の間だけＮＭＲ
信号が取得される。

受信したＮＭＲ信号には、ラーモア周波数を中心とする
１　２５　ｋｌｌｚの周波数帯域の中に患者の画像情報
が含まれている。本発明の実施例では、ラーモア周波数
は６３．　８６Ｍ！ｌｚである。関心のある主要な画像
情報は通常この１２５　ｋｌｌｚの周波数帯域の中の更
に狭い帯域の中にある。受信された高周波信号は復調器
２０８の中で２段階プロセスで一波および復調される。

まず最初にＮＭＲ信号が濾波され、画像情報の周波数中
心より２．６８７５ＭＩＩｚ高い線２０１上の搬送波信
号と混合される。その結果として得られる差信号は’ｔ
Ｐ波され、線２０４上の２　、　５　Ｍｌｌｚの基準信
号と混合される。

線２１２に結果として得られる復調されたＮＭＲ信号の
最大帯域幅は１２５　ｋＨｚであり、中心周波数は１８
７．５ｋＨｚである。この信号は更に濾波され、アナロ
グ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０９の人力に印加さ
れる。アナログ−ディジタル変換器２０９は２５０　ｋ
ｌｌｚの速度でアナログ信号をサンプリングし、ディジ
タル化する。Ａ／Ｄ変換器２０９の出力はディジタル直
角検出器２１０に印加される。ディジタル直角検出器２
１０は交互に受信したディジタル・サンプルに対応する
３２ビツトの同相（１）値および３２ビツトの直角（Ｑ
）値を作成する。その結果書られる受信ＮＭＲ信号のｌ
およびＱのディジタル値の流れがデータ・リンク１０５
を介してアレープロセッサ１０６に出力され、そこで画
像を再構成するために使用される。

多重イメージング・シーケンスの受信ＮＭＲ信号で位相
の一貫性を得るため、送信部の変調器２０２と受信部の
復調器はともに共通の、すなわちディジタル的に制御さ
れる信号で動作する。更に詳しく述べると、周波数シン
セサイザ２００の出力２０１の搬送波信号および基準周
波発生器２０３の出力２０４の２　、　５　Ｍｌｌｚの
基準信号が変調と復調の両方のプロセスで用いられてい
る。したがって位相の一貫性が維持され、受信ＮＭＲ信
号を復調したものの位相変化は励起されたスピンで生じ
る位相変化を正確に示す。基準周波数発生器２０３は共
通の１０ＭＩＩｚのクロック信号から２．５ＭＨｚの基
準信号の他に５　Ｍｌｌｚ　、　１０　ＭＨｚおよび６
０　ＭＨｚの基準信号を作成する。周波数シンセサイザ
２００は後の３つの基準信号を用いて出力２０１に搬送
波信号を作成する。

第３図に示すように、受信器および減衰器２０７からの
信号が復調器２０ｇの中のＲＦ増幅器３０１に印加され
る。ＲＦ増幅器３０１の出力は帯域フィルタ３０２の入
力に結合されている。帯域フィルタ３０２は６３．　８
６Ｍ１ｌｚを中心とするＩＸ肚の周波数帯域を通過させ
、この帯域外の周波数に対する減衰量は３０（Ｉｂであ
る。たとえば、このフィルタはケー・アンド・エル・マ
イクロウェーブ社（Ｋ　＆　Ｌ　　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ
、　Ｉｎｃ、）製の型番４ＬＢ３２を調整して適切な周
波数応答としたものでよい。帯域フィルタ３０２の目的
はＮＭＲ画像情報を含む１２５　ｋＨｚの帯域を包含す
るＩ　Ｍｌｌｚの周波数帯域の外側の雑音を除去するこ
とである。この−波は、画像情報と基準周波数信号との
ヘテロダインにより次に作成される信号に雑音が導入さ
れることがないように保証する。代案として、帯域フィ
ルタ３０２のかわりに適切な周波数応答の低域フィルタ
を使用することができる。

受信モードでは、線２０１に６６．５４７５Ｍｔｌｚの
変更された搬送波信号を発生するように周波数シンセサ
イザ２００が調整される。受信モードの間の搬送波信号
の周波数は関心のある入力ＲＦ信号の周波数帯域の中心
より２．　６８７５ＭＩＩｚ高い。これは後述するよう
に画像情報の中心周波数が線２１２の復調器出力信号に
おいてその最大帯域幅（１２５ｋｌｌｚ　）の１．５倍
となるように選定されている。変更された搬送波信号は
第１のミクサ３０３で帯域フィルタ３０２の出力とへテ
ロダイーンにより混合される。この混合によって節点Ａ
に第１の中間周波（ＩＰ）信号が生じ、第４Ａ図に示す
ように画像情報４０１は２．６８７５Ｍ１１ｚを中心と
する１　２５　ｋｌｌｚの周波数帯域の中に含まれる。

第１のミクサ３０３の出力はＩＦ増幅器３０４によって
高域フィルタ３０５に結合されている。

（第４Ａ図の破線４０２によって表わされた）このフィ
ルタ３０５の応答は２．５０ＭＩＩｚより下の雑音を除
去するように選定されている。特に問題なのは２　、　
５Ｍｌ１ｚに関して画像情報４０１とは対称な、２．　
３１２５Ｍｌ１ｚを中心とする周波数帯域の中の雑音お
よび余計な信号４０３である。たとえば、フィルタ３０
５は通過周波数が２．６８７３　Ｍｌｌｚで、通過周波
数の両側のそれぞれの６２゜５　ｋＨｚの帯域にわたっ
て振幅応答が±０．１ｄｂであり、２．　３７５ＭＨｚ
より低い周波数での減衰量が３０ｄｂであるネットコム
社（Ｎｅｔｃｏｍ、Ｉｎｃ、　）製の型番９６８フイル
タとすることができる。２゜５０ＭＩＩｚより低い周波
数の雑音や他の余計な信号を除かないと、後続のヘテロ
ダイン動作によりこれらの不要信号が画像情報の中に重
畳する。

画像雑音高域フィルタ３０５の出力は第２のミクサ３０
６の一方の入力に印加される。第２のミクサのもう１つ
の入力は線２０４で基準周波数発生器２０３から２．５
０ＭＨｚの基準信号を受ける。

ミクサ３０６に印加された２つの信号はヘテロゲイン動
作により節点Ｂに出力信号を生じる。この出力信号では
第４Ｂ図に示すように、画像情報を含む１２５　ｋｔｌ
ｚの周波数帯域の中心は１８７゜５ｋＨｚである。

その結果として第２のミクサ３０６から得られる信号は
エイリアシング防止帯域フィルタ３０８に結合されてい
る。このフィルタ３０８の応答特性は第４Ｂ図の台形の
破線４０４で表わされており、画像情報の周波数帯域よ
り上および下の周波数の信号から雑音を除去するように
選定されている。フィルタ３０８の周波数応答は１８７
．５ｋｌｌｚを中心とする１　２５　ｋｌｌｚの帯域内
の周波数に対してはほぼ平らであり、中心周波数の両側
で８１、・２５　ｋｌｌｚ以上ずれた周波数での減衰量
は５０ｄｂである。たとえば、このフィルタはネットコ
ム社（Ｎｅｔｃｏａ＋、Ｉｎｃ、　）製の型番９４４フ
イルタとすることができる。

第３図および第４Ａ−４Ｄ図を参照して説明を続けると
次に、）Ｐ波された信号はアナログ−ディジタル変換器
２０９の入力に結合される。アナログ−ディジタル変換
器２０９は信号を周期的にサンプリングし、信号サンプ
ル振幅のディジタル表現を作成する。シャノン（Ｓｈａ
ｎｎｏｎ　）の標本化定理によれば、サンプリング速度
はアナログ信号の帯域幅の２倍以上でなければならない
。これを行なわないと、アナログ信号の幾つかの周波数
成分が重畳される、すなわち、サンプリングされたデー
タにおいてこれらの周波数成分が相互に識別不能となる
。この現象は［エイリアシング（ａｌｌａｓｉｎｇ）　
Ｊと呼ばれる。アナログ信号（たとえば周波数成分がＯ
から２５０　ｋＨｚまでの低域信号）にあてはめると、
この理論によればサンプリング速度はその最高の周波数
の２倍（すなわち５００　ｋｌ！ｚ　）以上でなければ
ならない。

アナログ−ディジタル変換器２０９の入力を低域信号す
なわち０から２５０　ｋｌ（ｚとみなせば２５０　ｋｔ
ｌｚのサンプリング速度では画像情報データのサンプリ
ング不足（アンダーサンプリング）となる。信号のこの
アンダーサンプリングにより画像情報成分が故意にエイ
リアシングされ、１２５−２５０　ｋｌｌｚの周波数が
周波数方向に反対向きに折り返されてＯ−１２５ｋＨｚ
に入る。このエイリアシングの結果が第４Ｃ図の波形で
示されている。

エイリアシング防止帯域フィルタ３０８によって０−１
２５ｋｌｌｚ帯域内のすべての信号成分（たとえば雑音
）および２５０　ｋｌｌｚより上の周波数のすべての成
分が本質的に除去されていることを思い出されたい。し
たがって、ディジタル化された信号には、主としてｌ　
２５−２５０　ｋＨｚの帯域内の周波数成分、すなわち
ＮＭＲ画像情報を含む周波数成分の振幅による情報が含
まれている。エイリアシング防止フィルタ３０８がなけ
れば、０−１２５ｋＨｚの帯域内の雑音および他の信号
がディジタル化プロセスにより画像情報に重畳される。

エイリアシング防止帯域フィルタ３０８の周波数しゃ断
がステップ関数でないので、１２５　ｋｌｌｚのすぐ下
および２５０　ｋｌｌｚのすぐ上のスプリアス信号は充
分には減衰されない。しかし、関心のある主要な画像情
報は通常、１８７．　５ｋｌｌｚを中心とする更に狭い
（たとえば３２　ｋｌｌｚ　）帯域の中にあるので、こ
れらのスプリアス信号が再構成されたＮＭＲ画像に悪影
響を与えることはない。

復調器２０８およびアナログ−ディジタル変換器２０９
は画像情報の周波数帯域をベースバンド周波数近傍に移
し、信号をディジタル化する。この処理の結果化じる信
号をアレープロセッサ１０６（第１図参照）が直接使っ
て画像を構成することもできるが、従来のアレープロセ
ッサを使えるように画像情報を含む２つの標準的な直角
信号（ＩおよびＱ）を得ることが望ましい。

第３図の残りの部分は直角検出器２１０の構成要素を示
す。この回路はディジタル化された画像情報信号からＩ
およびＱの直角信号を作成し、ディジタル化された信号
の中心周波数（６２，５ｋｌｌｚ　）を実質的に直流レ
ベル（すなわち第４Ｄ図のＯヘルツ）まで下げる。直角
検出器２１０はまたＩ信号およびＱ信号をディジタル的
にン戸波することにより余計な周波数を除去する。

古典的な直角検出技術では、アナログ−ディジタル変換
器２０９からのすべてのサンプルが別々に６２．５ｋＨ
ｚの中心周波数の正弦（ｓｉｎ　）および余弦（ｃｏｓ
　）基準信号と混合される。画像情報信号に対するアナ
ログ−ディジタル変換器のサンプリング速度は２５０　
ｋｌｌｚであるので、正弦および余弦基準信号もその速
度でサンプリングして、画像情報サンプルに乗算すべき
ディジタル値を作らなければならない。サンプリング周
波数は基準信号の周波数の４倍であり、余弦および正弦
基準信号に対して次のディジタル値列を発生するような
位相関係にある。

余弦：１．　　ｏ、　−１，０，１，Ｏ，−１，Ｏ，・
・・正弦：０，１．Ｏ，−１，０，１，０，−１，・・
・これらの数値列かられかるように、画像情報信号に・
余弦および正弦の基準信号を乗算したとき、結果として
得られる！信号およびＱ信号の１つ置きの積、すなわち
１つおきの項が零となる。その結果、１つ置きの画像情
報信号サンプルを交互に通過させる一対のゲートによっ
て直角検出の部分を容易に実現することができる。間に
存在する零の項はゲーティングされた出力には存在しな
い。

すなわち、ｒＮゲートが開いて画像情報サンプルを通す
ときｒＱＪゲートは閉じ、ｒＱＪゲートが開いて画像情
報サンプルを通すときｒＮゲートは閉じる。しかし、正
弦および余弦の両方の数値列の４項ごとに負の項となる
。このことは各ゲートが開かれるとき、１回おきにサン
プルを反転しなければならない、すなわちディジタル用
語を使えば、否定しなければならないということを意味
する。

第３図に示すように、アナログ−ディジタル変換器２０
９からのディジタル化された画像信号サンプルが２組の
論理ゲート３１１および３２１の入力に印加される。■
ゲートと表わされた第１組の論理ゲート３１１が、フリ
ップフロップ（Ｆ／Ｆ）３１０のＱ出力からのクロック
信号によって導電状態とされる。Ｑゲー）・と表わされ
た第２組の論理ゲート３２１が、フリップフロップ３１
０のζ出力からのクロック信号によって導電状態とされ
る。このフリップフロップはアナログ−ディジタル変換
器２０９にも与えられる２　５０　ｋｌｌｚの信号によ
ってクロック作動される。Ｑと◇は相捕的な信号である
ので、■ゲート３１１およびＱゲート３２１はそれぞれ
２５０　ｋＨｚの基桑信号の１つおきのパルスで導電状
態となり、それらのうちの１つだけが任意のとき導電状
態となる。■およびＱゲートの組のこの１つおきのクロ
ック作動により、通された１つおきのサンプルの符号の
否定を除いて直角検出が行なわれる。後述するように、
この後者の機能は直角検出器２１０の中の後続のディジ
タル低域フィルタによって行なわれる。ディジタル低域
フィルタは！チャネルおよびＱチャネルの１つおきのサ
ンプルの符号を変える。

Ｉ信号ゲート３１１およびＱ信号ゲート３２１の出力は
別々の低域の有限インパルス応答（ＦｌＲ）ディジタル
・フィルタ３１２および３２２にそれぞれ結合されてい
る。これらのＩおよびＱの低域フィルタは２つの同じ回
路によって実現される。この回路は２５５個までのタッ
プでコンボリューション演算をディジタル的に計算する
ことができる。信号サンプルがフィルタ３１２および３
２２の一方に印加されると、信号サンプルはＮ段のパイ
プラインの第１段に入る。このパイプラインで、各段は
フィルタのタップを表わし、前のサンプルはパイプライ
ンで１段下にシフトされる。

各段に対してフィルタ・タップ係数が定められる。

フィルタ出力値が望ましいとき、タップ係数が対応する
段の信号サンプルに乗算される。これらの乗算の積が加
算されて、フィルタ出力値を作る。

Ｉゲート３１１およびＱゲート３２１の動作の結果とし
て、入ってくる画像情報信号サンプルと余弦および正弦
基準信号のサンプルとの乗算によって生ずる全ての非零
データが低域フィルタ３１２および３２２に与えられる
。しかし、これらのサンプルは時間的に同期していない
。■ゲート３１１がアナログ−ディジタル変換器２０９
の第１のサンプルを低域フィルタ３１２に通すようにゲ
ート論理が構成されているものと仮定する。対応するＱ
データ・サンプルは零となり、Ｑ低域フィルタ３２２は
これを見ない。アナログ−ディジタル変換器２０９から
の次のサンプルはＱゲート３２１によりＱ低域フィルタ
３２２に通される。その結果、■低域フィルタ３１２の
最初のデータ点はＱ低域フィルタ３２２の最初のデータ
点に比べて１サンプリング周期だけ先行する。この時間
差に対する補償を行なわないと、ｌフィルタおよびＱフ
ィルタの出力は通常時間的に同期している従来の！およ
びＱのデータ対とみなされない。

しかし、Ｉデータに対するＱデータのこの相対的遅延の
補償はＩディジタル・フィルタ３１２およびＱディジタ
ル・フィルタ３２２のフィルタ係数の異なる組を使用す
ることによって低域−波動作の一部として容易に行なわ
れる。エイリアシング防止帯域フィルタ３０８の信号出
力の周波数成分の知識ぼ公知の技術と２５０　ｋｌｌｚ
のサンプリング速度を用いるＦＩＲフィルタの計算に使
用される。これらの係数は［ｆｌ、ｆ２．ｆｓ、・−・
ｆＮ）とする。直角検出および低域＞Ｐ波の従来のディ
ジタル構成は次の通りである。■チャネルについては、
アナログ−ディジタル変換器２０９からのサンプルに余
弦基準信号を乗算する。同時に、ディジタル・サンプル
に正弦基準信号も乗算する。この並列乗算によって、一
対の正弦と余弦基準積が作成される。低域濾波されたＩ
、Ｑデータ対が望ましいときはいつでも、最新のＮ個の
余弦基準積を対としてフィルタ係数ｆｆ＋、　　ｆ２．
ｆｘ、　・・・ｆＮｌ　と乗算した後、加算して＞Ｐ波
されたＩ値を求める。また、最新のＮ個の正弦基準積を
対としてフィルタ係数（ｆｌ、ｆ２．ｒ３．・・・ｆＮ
ｌ　と乗算した後、加算して濾波されたＱ値を求める。

このＩ、Ｑデータ対を従来の方法で用いてＮＭＲ画像を
構成する。

しかし前に述べたように、余弦および正弦基準信号の１
つおきのサンプルは零であるので、対応する余弦および
正弦基塾積も零となる。したがって、従来の）２波動作
で加算される値の半分が零となる。これらの不要なステ
ップは容易にバイパスすることができる。

濾波されたＩ、Ｑデータ対が望ましいときに最新の余弦
基準積が零でないものと仮定する。ここまでで明らかな
ように、余弦基準信号と数値列ｆｆ＋、ｆ２＋　　ｆｓ
、・・・ｆＮｌの奇数番目の係数との対乗算のみが零で
ない積を持つ。動作全体が余弦基準積の１つおきの出力
（零でないもの）のみを使い、これらのＮ／２個の値に
１つおきの係数ｔｆ＋、ｆ３．ｆ５＋　・・暑を対果算
し、Ｎ／２個の積を加算するのと等価である。同様に、
非零正弦基阜値だけを考える必要があり、これらに偶数
番目の係数（ｆ２　、ｆ４．ｆｓ　、・・・）を乗算し
た後、Ｎ／２個の積を加算することにより、濾波された
Ｑの値を求める。

このとき、完全なディジタル直角復調および低域）Ｐ波
はアナログ−ディジタル変換器２０９の１つおきの出力
を１回路および０回路に通過させ、各々の１つおきのサ
ンプルを否定し、■およびＱの各サンプル組に対して若
干異なるＦｒＲフィルタを動作させることにより等価的
に行なうことができるということがわかる。ＦＩＲフィ
ルタ３１２および３２２の各々に対する係数は単に従来
のＦＩＲフィルタ係数列の１つおきの項である。処理の
簡単化は復調周波数がサンプリング周波数の１／４であ
るということ、および１つおきのサンプルが零となるよ
うに余弦および正弦の基準の位相が選択されたことによ
って得られている。

ＩおよびＱの低域フィルタは同一の回路で構成されてい
る。■信号フィルタ３１２に対する回路が第５図に示さ
れている。濾波プロセスはテキサスインス゛ツルメント
ン土（Ｔｅｘａｓ　Ｉｎ５ｔｒｕＩ５ｅｎｔｓ、Ｉｎｃ
、）製のＴＭＳ３２０Ｃ２５のようなディジタル信号プ
ロセッサ（ＤＳＰ）５０２によって行なわれる。

ＴＭＳ３２’０Ｃ２５ディジタル信号プロセッサには３
２ビツトの演算装置とアキュムレータ、オンチップ・メ
モリ（ＲＡＭおよびＲＯＭ）　、および外部メモリ・ア
クセス機能が含まれている。このＤＳＰはＩ信号および
Ｑ信号を公知のディジタル信号処理アルゴリズムに従っ
て処理することができるようにするプログラマブル装置
である。詳しく述べると、ＤＳＰはＩ信号またはＱ信号
にディジタルフィルタ係数を印加することにより画像情
報を含まない周波数の雑音およびスプリアス信号を除去
する。ＤＳＰ５０２を用いているため、異なるフィルタ
係数の組をソフトウェア選択することによって１信号に
異なるフィルタ特性を加えることができる。

一波を行なうためＤＳＰ５０２が実行するプログラムお
よびそのプログラムが使用するディジタル・フィルタ係
数はランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）５０４の中
に記憶されている。ＮＭＲイメージング・システムの電
源投入時にプログラムおよび係数が主コンピュータ◆シ
ステム１００から通信リンク１０３を介してＲＡＭ５０
４にダウンロードされる。前に述べたように、このリン
ク１０３はデータ・バス、アドレス・バスおよび制御信
号バスで構成される。データ・バスは１組のデータ・バ
ッファ５０６に接続されている。デ−タ・バッファ５０
６は通信リンク１０３のフィルタ・データ・バス５１１
に対するインタフェースとなっている。フィルタ・デー
タ・バス５１１はＩデータ・ラッチ３１３に伸びている
ので、フィルタの出力をラッチに記憶させることができ
る。

プログラムおよびフィルタ係数をダウンロードしている
とき、データ・バッファ５０６およびアドレス・バッフ
ァ５０８に制御バス５１３の線上の信号によって動作可
能にされる。

■ゲート３１１が通した信号サンプルは１組の線３１４
を介して５１２段のＦＩＦＯレジスタ５１４のデータ入
力に与えられる。ＦＩＦＯレジスタ５１４はＩ信号ゲー
トをフィルタ・データ・バス５１１から分離するための
非同期後アクセス・レジスタを提供し、これによりＤＳ
Ｐ５０２は中断されないやり方で動作することができる
。ＤＳＰ５０２が■信号サンプルを必要とするとき、制
御バス５１３からの信号に応答して信号サンプルＦＩＦ
Ｏレジスタ５１４の出力がフィルタ・データ・バス５１
１に結合される。

フィルタ制御回路５１６は任意の与えられた時点にどの
構成要素をフィルタ・データ・バス５１１およびアドレ
ス・バス５１２に電気的に結合するか管理する。この目
的のため、フィルタ制御回路はＤＳＰ５０２からのコマ
ンドに応答して、特定の構成要素に対する制御信号をバ
ス５１３に送出する。

ディジタル濾波を行なうためにＤＳＰ５０２が実行する
プログラムはＤＳＰの製造業者から人手し得る文書化お
よびプログラム開発のソフトウェアを使用する標準プロ
グラミング技術によって通常の方法で書き込まれる。た
とえば、テキサスインスツルメント社（Ｔｅｘａｓ　Ｉ
ｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ、Ｉｎｃ、がＴＭＳ３２０Ｃ２５
型ディジタル信号プロセッサをプログラミングするため
のこのような資料を提供する。

ディジタル信号プロセッサのプログラムは第６Ａ図およ
び第６Ｂ図のフローチャートに示されている。新しいＮ
ＭＲデータ・フレームを処理しているということを示す
信号をＤＳＰ５０２が受けたとき、プログラムが実行サ
イクルで始まる。濾波プロセスの第１ステツプで、ＤＳ
Ｐが初期設定される。各出力値を作成する前にフィルタ
に所定の数の信号サンプルを入力しなければならないよ
うにすることにより信号データ量を間引くようにフィル
タを構成してもよい。ステップ６０２で、この機能が使
用する入力信号サンプルの間引き（デシメーション）計
数値を零とする。次に、コンピュータシステム１００か
ら前に受けたデータをステップ６０３で使い、ＲＡＭ５
０４に記憶された数組のフィルタ・タップ係数の中の１
組、間引き量等のパラメータを選択することによってフ
ィルタを構成する。ステップ６０４で、フィルタの各タ
ップに対してＩ信号サンプルを記憶する内１ＤｓＰ／（
ッファから、前のデータ・フレームから残ったサンプル
が除去される。

次にステップ６０６でディジタル信号プロセッサ５０２
は制御信号を発してＦＩＦＯレジスタ５１４から第１の
信号サンプルを読み出す。前に述べたように、■ゲート
の組３１１が通す１つおきの画像情報信号サンプルを否
定しなければならないが、■ゲートはその否定を行なう
ことができない。したがって、ステップ６０ｇで直角符
号フラグを試験して現在のサンプルを否定すべきか否か
判定する。フラグが高論理レベルにセットされていれば
、プログラム実行はステップ６１２にジャンプする。し
かし、直角符号フラグが低論理レベルであれば、ステッ
プ６１０で信号サンプルの符号が変えられる。次にステ
ップ６１２で直角符号フラグがトグル（ｔｏｇｇｌｃ）
され、次のＩ信号サンプルを否定すべきか否かが示され
る。代案として、ここおよびステップ６３０−６３４で
の否定はＲＡＭ５０４に記憶された適切なフィルタ係数
を否定することにより行なうことができる。

フィルタの出力値を計算する前に、フィルタ・タップの
半分（たとえば２５５個のタップのフィルタの場合には
１２８タツプ）に予め信号サンプルを入れておかなけれ
ばならない。ステップ６１４で、ＤＳＰ５０２はカウン
タをチエツクして、フィルタ・タップの半分に入ってい
るか否か判定する。予め入れる動作が完了していなけれ
ば、プログラム実行はステップ６１６に分岐する。ステ
ップ６１６で、現在の信号サンプルはＤＳＰの内部メモ
リの中のサンプル・バッファのロケーションに記憶され
る。このロケーションはポインタによって示される。ス
テップ６１８でバッファ・ポインタが歩進した後、プロ
グラム実行はステップ６０６に戻る。ステップ６０６で
もう１つの信号サンプルがＦＩＦＯレジスタ５１４から
得られる。

フィルタのタップの半分が予め満たされるまで、プログ
ラム実行はステップ６０６−６１８のループを循環し続
ける。

フィルタのタップの半分が満たされると、プログラムは
ステップ６１４からステップ６２０に進む。ステップ６
２０で、電流Ｉ信号サンプルがフィルタラバッファに記
憶される。次にステップ６２２でバッファ・ポインタは
最後のバッファ記憶ロケーションのアドレスを示すよう
に変更される。

これにより、バッファ内の最も古いサンプルが指示され
る。しかし、タップの半分だけが予め満たされているの
で、最後のバッファ・ロケーションに最初は零の値が入
っている。バッファ内でサンプルを物理的にシフトする
ことは時間のかかる動作であるので、信号サンプルがバ
ッファの中の記憶ロケーションのリング内に記憶される
。新しいサンプルがフィルタに与えられると、これはス
テップ６２０でポインタによって示されるように最も古
いサンプルに重ね書きされ、ステップ６２２でポインタ
はリングのまわりの次に最も古いサンプルに変更される
。後で説明するように、記憶されたサンプルにタップ係
数を適用する際、最後のフィルタ・タップに対する係数
はポインタが指示するサンプルに適用され、後続の各タ
ップ係数はバッファリングのまわりの次の記憶ロケーシ
ョンに適用される。

るテップ６２４で、ＤＳＰ５０２はそのメモリに記憶さ
れた間引き計数値をチエツクすることにより、計数値が
零に等しいか否か判定する。前に述べたように、作成す
る出力値ごとにフィルタに所定数のサンプルを入力する
ことにより信号データを間引きしてもよい。この所定数
の入力サンプルは間引き計数値をリセットするために使
用される、ＲＡＭ５０４に記憶された間引きパラメータ
によって指示される。間引き計数値が非零の値であれば
、フィルタの出力は計算されない。そのかわりにプログ
ラムはステップ６２６に分岐し、そこで間引き計数値は
減らされる。プログラムは次にステップ６２８に進み、
そこで次のＩ信号サンプルがＦＩＦＯレジスタ５１４か
ら得られる。予め入れるサンプルの場合と同様、１つお
きのサンプルを否定しなければならない。ステップ６３
０で直角符号フラグが試験され、必要な場合にはステッ
プ６３２でサンプルが否定される。次にステップ６３４
でフラグがトグルされた後、プログラム実行はステップ
５２０に戻り、サンプルが記憶される。

間引き計数値が零になるまでプログラムはステップ６２
０−６３４を通って循環し続ける。間引き計数値が零に
なったとき、実行はステップ６３６に分岐する。ステッ
プ６３６では間引き計数値がパラメータ値にリセットさ
れる。次にステップ５３８でディジタル信号プロセッサ
５０２は対応するタップに対するバッファ・ロケーショ
ンに記憶された信号サンプルを各フィルタ・タップ係数
に乗算することによりフィルタ出力値を計算する。

各タップに対する乗算の積が加算されてフィルタに対す
るディジタル出力値が求められる。必要な場合には、フ
ィルタのセットアツプの間にコンピュータ・システム１
００が供給するパラメータに従ってステップ６４０でデ
ィジタル出力値のレベルをシフトしてもよい。

ステップ６４２で、フィルタ３１２に対する計算された
出力値がＤＳＰ５０２によりフィルタ・データ・バス５
１１に与えられ、入力作動信号がフィルタ制御バス５１
３の線５１８を介して工信号データ・ラッチ３１３にセ
ットされる。この人力作動信号によって、データ・ラッ
チ３１３はそのときデータ・バス５１１に存在するフィ
ルタ出力値を記憶する。

次ニステップ６４４でＤｓＰ５０２はＦＩＦ。

レジスタ５１４にもう１つの信号サンプルが存在してい
るか否か判定する。このようなサンプルが見出されると
、プログラム実行はステップ６２８に分岐することによ
りサンプルを得て処理する。

−波プロセスは反復され、やがてすべての信号サンプル
の＞Ｐ波が完了し、この点でプログラムが終了する。

第１図および第３図に示すように、■およびＱのディジ
タル低域フィルタ３１２および３２２のディジタル出力
値がデータ・ラッチの組３１３および３２３に記憶され
るとき、■およびＱの値の対がアレープロセッサ１０６
によりデータ・リング１０５を介して選択的に読み出さ
れる。アレープロセッサ１０６からの制御線３１６およ
び３２６の信号はそれぞれエデータ・ラッチ３１３およ
びＱデータ・ラッチ３２３の出力を可能化する。

データ・ラッチは１およびＱの値をバッファすることを
可能とするＦＩＦＯデバイスである。このバッファリン
グにより、アレープロセッサ１０６は１回路および０回
路と非同期で動作することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を用いたＮＭＲシステムのブロック図で
ある。第２図は第１図のＮＭＲシステムの一部を形成す
るトランシーバの電気的なブロック図である。第３図は
第２図のトランシーバの中の受信信号プロセッサの電気
的なブロック図である。第４Ａ−４Ｄ図は処理の異なる
段階に於ける受信信号の波形図である。第５図は受信信
号を処理するために使用されるディジタル・フィルタの
電気的なブロック図である。第６Ａ図および第６Ｂ図は
第３図の低域フィルタの中のディジタル信号プロセッサ
に対するフィルタ・プログラムのフローチャートである
。 （主な符号の説明） ２０１・・・搬送波信号線、 ２０４・・・基準信号線、 ２０７・・・受信器、 ２０８・・・復調器、 ２０９・・・アナログ−ディジタル変換器、２１０・・
・直角検出器、 ３０３・・・第１のミクサ、 ３０５・・・画像雑音高域フィルタ、 ３０６・・・第２のミクサ、 ３０ｇ・・・エイリアシング防止帯域フィルタ、３１０
・・・フリップフロップ、 ３１１・・・Ｉ信号ゲート、 ３１２・・・Ｉ低域フィルタ、 ３２１・・・Ｑ信号ゲート、 ３２２・・・Ｑ低域フィルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、帯域幅ＢＷ内に含まれた周波数帯域の中に情報を含
   む入力信号を受信する医用イメージング装置のための受
   信器に於いて、 入力信号を復調して、入力信号からの情報が帯域幅ＢＷ
   の１．５倍の周波数を中心とする周波数帯域内にある結
   果の信号を作成する復調手段、および 上記結果の信号を帯域幅ＢＷの２倍に等しい速度でサン
   プリングして、そのサンプルをディジタル信号に変換す
   るアナログ−ディジタル変換器、を含むことを特徴とす
   る受信器。２、アナログ−ディジタル変換器のディジタ
   ル信号から２つの出力ＩおよびＱ信号を作成する直角検
   出器を更に含み、Ｉ信号は帯域幅ＢＷの１／４の周波数
   を持つ基準信号と同相である上記結果の信号の成分であ
   り、Ｑ信号は該基準信号に対して位相が９０度ずれてい
   る上記結果の信号の成分である請求項１記載の受信器。 ３、上記直角検出器は、１つおきの信号サンプルを選択
   することによりＩ信号を作成する手段、およびＩ信号と
   して選択されない信号サンプルを選択することによりＱ
   信号を作成する手段を含んでいる請求項２記載の受信器
   。 ４、上記直角検出器は、ｍおよびｎを整数として、サン
   プルｍから始めて（ｎ−１）個おきのサンプルを選択す
   ることによりＩ信号を作成する手段、およびｍ＋（ｎ／
   ２）サンプルから始めて（ｎ−１）個おきのサンプルを
   選択することによりＱ信号を作成する手段を含んでいる
   請求項２記載の受信器。 ５、上記のＩ信号およびＱ信号をディジタル的に濾波す
   ることにより情報を含む周波数帯域より上の周波数を阻
   止する手段を更に含む請求項２記載の受信器。 ６、上記復調手段が、 受信信号を第１の基準信号とヘテロダイン式に混合する
   ことにより、第１の中間周波数を中心とする周波数帯域
   に情報をシフトした中間周波信号を作成する第１の手段
   、および 上記中間周波信号を第２の基準信号とヘテロダイン式に
   混合することにより、帯域幅ＢＷの１．５倍の周波数を
   中心とする周波数帯域に情報がシフトされた上記結果の
   信号を作成する第２の手段を含んでいる請求項１記載の
   受信器。 ７、上記結果の信号を上記アナログ−ディジタル変換器
   に印加する前に濾波する手段を更に含み、該濾波手段の
   通過帯域が情報を含む周波数帯域にほぼ等しい請求項１
   記載の受信器。 ８、帯域幅ＢＷを持つ周波数帯域内に情報を含む入力信
   号を処理する医用イメージング装置のための受信器に於
   いて、 周波数ｆで入力信号をサンプリングして、その信号サン
   プルをディジタル形式に変換するアナログ−ディジタル
   変換器であって、結果として得られるディジタル信号サ
   ンプルが順に番号を付与されているアナログ−ディジタ
   ル変換器、ならびに上記ディジタル信号サンプルから第
   １および第２の二次的な信号を発生する手段であって、
   該二次的な信号の一方は周波数がｆ／４の基準信号と同
   相になっている上記入力信号の成分であり、他方の二次
   的な信号は該基準信号に対して位相が９０度ずれている
   上記入力信号の成分である、第１および第２の二次的な
   信号を発生する手段を含み、この２つの二次的な信号を
   発生する手段がａ）偶数番目のディジタル信号サンプル
   を選択することにより第１の二次的な信号を作成し、か
   つ奇数番目のディジタル信号サンプルを選択することに
   より第２の二次的な信号を作成する選択手段、およびｂ
   ）上記第１および第２の二次的な信号の各々に対して選
   択された１つおきのディジタル信号サンプルを否定する
   否定手段を含んでいることを特徴とする受信器。 ９、上記選択手段が、 入力としてディジタル信号サンプルを受け、第１のクロ
   ック信号によって作動されたときに該ディジタル信号サ
   ンプルを出力に通過させる第１のゲート手段、 入力としてディジタル信号サンプルを受け、第２のクロ
   ック信号によって作動されたときに該ディジタル信号サ
   ンプルを出力に通過させる第２のゲート手段、および 周波数ｆの信号に応答して第１および第２のクロック信
   号を作成する手段を含んでいる請求項８記載の受信器。 １０、上記否定手段が、上記２つの二次的な信号の各々
   のための別々のディジタル低域フィルタ手段を含んでい
   る請求項８記載の受信器。 １１、無線周波信号を復調することにより、情報を含む
   周波数帯域の中心が帯域幅ＢＷの１．５倍の周波数であ
   る入力信号を作成する手段を更に含む請求項８記載の受
   信器。 １２、上記アナログ−ディジタル変換器が入力信号をサ
   ンプリングする周波数ｆは帯域幅ＢＷの２倍である請求
   項９記載の受信器。 １３、帯域幅ＢＷの周波数帯域内に画像情報を含む入力
   信号を復調する磁気共鳴イメージング・システムの受信
   器に於いて、 第１の基準信号の周波数より上にある入力信号の周波数
   を阻止する第１のフィルタ、 上記第１のフィルタからの信号を上記第１の基準信号と
   ヘテロダイン式に混合することにより、第１の中間周波
   数を中心とする周波数帯域内に画像情報をシフトした第
   １の中間信号を作成する第１の混合手段、 上記第１の中間信号の中の、画像情報を含む周波数帯域
   の外側にある周波数を阻止する第２のフィルタ、 上記第２のフィルタからの信号を第２の基準信号とヘテ
   ロダイン式に混合することにより、帯域幅ＢＷの１．５
   倍の周波数を中心とする周波数帯域内に画像情報がシフ
   トされた第２の中間信号を作成する第２の混合手段、 上記第２の中間信号の中の、画像情報を含む周波数帯域
   の外側にある周波数を阻止する第３のフィルタ、および 帯域幅ＢＷの２倍に等しい速度で上記第３のフィルタか
   らの信号をサンプリングして、そのサンプルをディジタ
   ル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段 を含むことを特徴とする磁気共鳴イメージング・システ
   ムの受信器。 １４、上記アナログ−ディジタル変換器のディジタル信
   号から２つの出力ＩおよびＱ信号を作成する直角検出器
   を更に含み、Ｉ信号は帯域幅ＢＷの１／４の周波数の基
   準信号と同相である上記ディジタル信号の成分であり、
   Ｑ信号は基準信号に対して位相が９０度ずれている上記
   ディジタル信号の成分である請求項１３記載の受信器。 １５、上記直角検出器が、 １つおきのディジタル信号サンプルを選択することによ
   り上記Ｉ信号を作成し、かつＩ信号として選択されない
   ディジタル信号サンプルを選択することにより上記Ｑ信
   号を作成する選択手段、および 上記Ｉ信号として選択された１つおきのディジタル信号
   サンプルを否定し、かつ上記Ｑ信号として選択された１
   つおきのディジタル信号サンプルを否定する否定手段を
   含んでいる請求項１４記載の受信器。 １６、上記のＩ信号およびＱ信号を濾波することにより
   、画像情報を含む周波数帯域より上の周波数を阻止する
   手段を更に含む請求項１４記載の受信器。