JPH0815671B2 - コンデンサ型溶接電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、コンデンサ型溶接電源装置に係り、特にコ
ンデンサの充電特性の改善に関する。

［従来の技術］ 第９図は、従来の一般的なコンデンサ型溶接電源装置
の構成を示す。

この図において、充電トランス（単相変圧器）104の
一次側コイルには入力端子102a,102bより、例えば100V
の商用交流電圧E0が供給され、その二次側コイルには、
例えば400Vに昇圧された交流電圧E1が得られる。この交
流電圧E1は、サイリスタ106aまたは106bがオン状態にな
っている時だけ整流回路108に供給される。

交流電圧E1の極性が正で、かつサイリスタ106aがオン
になっている時は、トランス104の二次コイル→ダイオ
ード108a→抵抗110→コンデンサ112,114→ダイオード10
8c→サイリスタ106a→トランス二次コイルの閉回路をパ
ルス状の電流ＩCが流れ、コンデンサ112,114が１ステッ
プ充電される。

次に、交流電圧E1の極性が負に変わって、サイリスタ
106bがオンになると、トランス104の二次コイル→サイ
リスタ106b→ダイオード108b→抵抗110→コンデンサ11
2,114→ダイオード108d→トランス二次コイルの閉回路
をパルス状の電流ＩCが流れ、コンデンサ112,114が１ス
テップ充電される。

このようにして、商用交流周波数の半周期（50Hzであ
れば10ms）毎にサイリスタ106a,106bが交互に点弧させ
られることによりその点弧角に応じたパルス状の充電電
流ＩCがコンデンサ112,114に供給される。このサイリス
タ点弧制御は、充電制御回路130からの点弧パルスGa,Gb
によって行われる。また、コンデンサ112,114の充電電
圧ＥCは充電制御回路130によって監視され、それが所定
値ＥCOに達するとサイリスタの点弧は止められ、充電が
終了するようになっている。

コンデンサ112,114の充電が完了した頃に、溶接スタ
ート回路170がサイリスタ122をターン・オンさせ、これ
によりこのサイリスタと溶接トランス120の一次コイル
とによって放電回路が形成され、この放電回路を両コン
デンサ112,114からの放電電流ＩDが流れる。その結果、
溶接トランス120の二次側では、大電流ＩWが電極124a,1
24bを介して被溶接物126,128を流れ、スポット溶接が行
われる。

第10図は充電制御回路130の構成を示す。また第11図
は、この回路構成の各部の信号と充電電流ＩCの波形を
示す。

第10図において、PUT146,コンデンサ148および抵抗15
0〜156は発振回路を形成し、第11図（Ｅ）に示すような
一定周期のパルス電流ipを出力する。このパルス電流ip
に応動してトランジスタ160が導通することによりトラ
ンス162の二次側にサイリスタ点弧パルスGa,Gbが発生
し、その結果第11図（Ｆ）に示すようなパルス状の充電
電流ＩCが得られる。

クロック回路138は電源周波数に応じたクロックパル
スCKを出力する。コンパレータ136の出力電圧COが“L"
になっている間は、このクロックパルスCKがトランジス
タ144を導通させることによりPUT回路のコンデンサ148
を強制的に放電させ、この放電時点からコンデンサ148
のキャパシタンスと抵抗150の抵抗値とによって定まる
時定数θ_０の経過後にパルス電流ipが発生する。この時
定数θ_０はサイリスタ点弧角を規定するもので、充電期
間を通して一定である。

充電電圧設定回路132はコンデンサの充電電圧設定値
ＥCOを表す電圧Ｓ［ＥCO］をコンパレータ136の一方の
入力端子に与え、充電電圧検出回路134はコンデンサの
瞬時的な充電電圧ＥCを表す検出電圧Ｓ［ＥC］をコンパ
レータ136の他方の入力端子に与える。充電が行われる
と、第11図（Ｇ）に示すように充電電圧ＥCはほぼ対数
曲線の波形を描いて上昇し、終には設定値ＥCOに達す
る。この時、コンパレータ136の出力信号COが“H"に変
わり（第11図Ａ）、これによってPUT回路の発振が止ま
り（第11図C,D,E）、サイリスタ点弧パルスGa,Gbの出力
ひいては充電電流ＩCの供給も終了する（第11図Ａ）。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上述のような従来の溶接電源装置において
は、整流回路108とコンデンサ112,114との間に抵抗110
を設け、充電回路内を流れる充電電流を制限していた。
すなわち、この電流制限用の充電抵抗110がないと、充
電初期にきわめて大きな電流がコンデンサ112に流れ込
み、整流回路108その他の電源回路部品が劣化ないし破
壊しやすくなる。充電抵抗110を設け、充電電流を制限
することで、この不具合を解消できる。しかしながら、
かかる充電抵抗110にまつわって種々の問題があった。

第１に、コンデンサ112,114に蓄積されるエネルギは
相当に大きく、したがって多量の充電電流がそこへ供給
されるため、充電抵抗110で生じる抵抗発熱はかなりの
もので、電力消費効率の点から望ましくないばかりか、
その抵抗発熱を放熱させるための冷却機構を備えなけれ
ばならず、大形の溶接電源装置ともなると水冷機構を設
けているほどであった。また、抵抗110自体も抵抗発熱
のために消耗度が激しく、時々新しいものと交換しなけ
ればならなかった。

第２に、上述したような従来の充電制御回路によれ
ば、溶接電力を変えると、それに応じて抵抗110を抵抗
値の異なる別の抵抗に替える必要があり、取扱い・操作
が煩わしかった。例えば、溶接電力を大きくするために
コンデンサを並列に１つ追加したとする。この場合、抵
抗110の抵抗値を変えなければ、充電回路の時定数が大
きくなるために充電時間、つまり充電電圧ＥCが設定値
ＥCOに達するまでの所要時間が長くなる。したがって、
充電時間を設定通りのものとするには、抵抗110を抵抗
値の小さい別の抵抗に手作業で取り替えるか、あるいは
スイッチで切り替えねばならなかった。

また、上記のように充電電流ＩCが充電開始直後に最
大でそれから指数関数的に減少するような充電時間特性
（第11図Ｆ）は、抵抗110の抵抗発熱（電力損失）の総
量（時間積分した量）を多くする。

本発明は、かかる従来の問題点に鑑みてなされたもの
で、上記のような充電抵抗に係わる不具合を完全に解消
するコンデンサ形の溶接電源装置を提供することを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するために、本発明のコンデンサ形
溶接電源装置は、商用交流電圧を変圧器によって所定の
電圧値の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路に
よって直流電圧に変換し、前記直流電圧をコンデンサに
印加して前記コンデンサを予め設定された所定の電圧ま
で充電させてから前記コンデンサを瞬間的に放電させて
溶接電流を生成するようにしたコンデンサ型溶接電源装
置において、前記コンデンサを充電する充電回路内にス
イッチング手段を設け、前記整流回路の出力端子に前記
コンデンサを直接接続し、前記コンデンサに商用交流の
各１サイクルまたは各半サイクル毎に供給される充電電
流の量が充電期間の大部分を通じてほぼ一定に維持され
るように前記スイッチング手段を制御する充電制御回路
を備える構成とした。

［作用］ 本発明によれば、整流回路の出力端子にコンデンサが
直接接続され、両者間に充電用の特別な抵抗は設けられ
ない。しかし、充電制御回路の働きにより、充電開始か
ら終了まで定電流でコンデンサが充電され、急激な大電
流が充電回路内を流れることはない。なお、充電抵抗が
なくても、充電回路においては変圧器や整流器に抵抗分
が幾らか含まれているので、それらの抵抗が充電電流を
制限する役目を果たす。

［実施例］ 以下、第１図ないし第８図を参照して本発明の実施例
を説明する。

第１図は、一実施例による溶接電源装置の構成を示
す。この電源装置は、第９図の従来装置と同タイプの単
相式で、回路構成の大部分が共通している。しかし、図
示のように、整流回路108の出力端子にコンデンサ112,1
14が直接接続され両者間に充電抵抗（110）が設けられ
ず、また後述するように充電制御回路10の構成と作用が
従来の充電制御回路130のそれとは大きく異なる。

第２図は充電制御回路10の構成を示す。この制御回路
10において、基準波形発生回路11は充電期間中に負の極
性でほぼリニア（線形的）に減少して所定時間Teで所定
の飽和値−ＥMに達するような基準波形信号GE（第３図
Ａ）を発生する。この飽和値−ＥMは、電圧設定回路12
の出力信号によって規定される。充電電圧検出回路14は
従来と同じものでよく、充電期間中に時時刻刻と変化す
るコンデンサ112,114の瞬時的な充電電圧ＥCを検出し、
その検出値を表す信号Ｓ［ＥC］を出力する。この制御
回路10によれば、コンデンサ充電電圧ＥCは、第３図
（Ｃ）に示すように、充電期間中に正の極性でほぼリニ
ア（線形的）に上昇して終には時間Tgで飽和値（設定
値）ＥCOに達する。溶接のスタートは、例えば時間Ts付
近で行われる。

両信号GE,S［ＥC］は、オペアンプ16,18からなるバッ
ファ回路および抵抗20,22を介して互いに加算される。
両信号の極性が反対のため、この加算によって両信号の
誤差erが得られる。この誤差erはオペアンプ24,抵抗26,
コンデンサ28からなる反転増幅回路によって反転増幅さ
れることにより、第４図（Ｂ）に示すような誤差信号ER
が得られ、この誤差信号ERは抵抗30を介してオペアンプ
32の反転入力端子に与えられる。オペアンプ32の非反転
入力端子には、抵抗36を介して三角波発生回路34からの
第５図（Ａ）に示すような三角波信号TRが与えられる。

オペアンプ32は、比較器として動作し、非反転入力信
号（TR）のレベルが反転入力信号（ER）のレベルよりも
高いときは“H"レベル、その反対（TR＜ER）のときは
“L"レベルとなるような矩形波の出力信号GO（第５図
Ｂ）を発生する。

本実施例では、この出力信号GOの各立ち下がりが交互
にサイリスタ点弧パルスGa,Gbを与える。これにより、
充電電流ＩCは第５図（Ｃ）に示すようなものとなり、
各パルスＩC（ｉ）の点弧角は徐々に小さくなりその分
だけパルス幅が大きくなる。その結果、パルス電流のピ
ーク値が段々と低くなっても、パルス電流１個当たりの
充電量はほぼ一定に維持される。しかして、充電期間の
大部分を通じて定電流に制御されたパルス状の充電電流
ＩCがコンデンサ112,114に供給されることになり、コン
デンサの充電電圧ＥCは第３図（Ｃ）に示すような時間
特性でほぼ直線的に上昇して設定値ＥCOに達する。

なお、第５図の波形は説明と理解を容易にするために
模式的に描かれており、実際の波形は第３図および第４
図に示すようなものである。

上述のように、充電制御回路10の働きによって充電期
間の大部分を通じて定電流に制御された充電電流がコン
デンサに供給されることにより、充電回路において過大
な充電電流が流れるのを抑制するための充電抵抗は要ら
なくなり、実際に本実施例では充電抵抗が設けられてい
ない。

したがって、充電抵抗による抵抗発熱の問題が解消さ
れ、電力消費の無駄がなくなり、放熱用の冷却機構を備
える必要もなくなる。

また、溶接電力を変えるためにコンデンサを増減した
場合、煩わしい充電抵抗の交換や切替をしなくて済む。
この場合の本実施例の動作は次のようになる。例えば、
コンデンサ114を削除してコンデンサ112だけとすると、
キャパシタンスが小さくなるので充電速度が早まろうと
するが、そうすると基準信号GEと充電電圧ＥCとの誤差e
rが減少し、ひいては誤差信号ERも減少し、点弧角が大
きくなることにより、充電電流ＩCの各パルスのパルス
幅が狭くなって、パルス１個当たりの充電量が減少し、
充電電圧ＥCの上昇率が抑えられ、結果的にはコンデン
サ114があるときと同じ充電速度（時間）が得られる。

さらにまた、充電抵抗による電圧降下がなくなるた
め、同じ充電電流を流すためのトランス104の二次側電
圧が従来の電圧値よりも該電圧降下分だけ低くなり、し
たがってトランス104の小容量化・小型化することが可
能となる。

なお、充電抵抗が設けられないとはいっても、充電回
路内に抵抗が全くないわけではなく、充電トランス10
4、サイリスタ106a,106bおよび整流回路108のダイオー
ド108a〜108dに抵抗分が幾らか含まれている。したがっ
て、それらの抵抗分が充電抵抗に代わって充電電流を抑
制する。また、充電時間中にそれらの抵抗分である程度
の抵抗発熱（電力損失）が生じるが充電電流ＩCは大部
分において平均化された定電流であるから、それら抵抗
発熱の総量（時間積分した発熱量）は最小限に抑えられ
る。

上述した実施例では、誤差信号ERと三角波信号TRをオ
ペアンプで比較することによってサイリスタ点弧信号GO
（Ga,Gb）を生成したが、第６図に示すようにPUT回路を
利用したものでも可能である。このPUT回路では、誤差
信号ERを電流Ｉ［ER］に変換し、これをPUT46のアノー
ドとコンデンサ48に供給するようにしており、コンデン
サ48の放電すなわちPUT46のパルス出力は誤差信号ERに
応じて変化するようになっている。また、第７図は、第
６図の点線50内の回路の変形例を示し、図中74はフォト
トライアック、76はトライアックである。

第８図は、本発明の別の実施例による溶接電源装置の
構成を示す。

この電源装置は三相式で、変圧器202は一次側および
二次側を共にΔ結線とし、例えば200Vの３相商用交流電
圧Eab,Ebc,Ecaに対して400Vの三相交流電圧ＥAB,EBC,EC
Aを出力する。

整流回路204は、３個のサイリスタ204a,204b,204cと
３個のダイオード204d204e,204fとを三相混合ブリッジ
結線してなるもので、それらのサイリスタ204a,204b,20
4cを交互に120゜の位相差で点弧させることにより、パ
ルス状の直流電圧を出力する。

コンデンサ206は、整流回路204の出力端子に直接接続
され、整流回路204よりパルス状の充電電流ＩCを供給さ
れる。コンデンサ206の充電電圧は充電制御回路230によ
って監視され、それが所定の電圧値に達するとサイリス
タ204a,204b,204cの点弧が止められ、充電が終了するよ
うになっている。

充電制御回路230は、上記第１実施例の充電制御回路1
0を三相型に変形したものでよく、コンデンサ206の充電
電圧検出値と基準波形信号との誤差に応じた点呼角で互
いに位相が120゜異なる３つの点弧パルスGa,Gb,Gcを生
成し、それらをサイリスタ204a,204b,204cに与える。こ
の制御回路230の働きにより、充電期間の大部分を通じ
て定電流に制御された充電電流がコンデンサに供給さ
れ、コンデンサの充電電圧はほぼ直線的に上昇して設定
値に達する。したがって、充電抵抗を設けなくても設定
通りの安定な充電が行われ、また上記第１実施例と同様
に充電抵抗の問題が全て解消される。

なお、コンデンサ206の後段に設けられる回路、例え
ば溶接トランス212,溶接スタート回路240等は、それぞ
れ上記第１実施例の対応する構成要素・部品と同様な構
成を有し、同様な動作を行う。

［発明の効果］ 本発明は、上述のように構成されていることにより、
次のような効果を奏する。

充電開始から終了まで定電流でコンデンサを充電させ
る充電制御回路を設け、充電抵抗を省いたので、充電抵
抗の抵抗発熱による消費電力の無駄がなくなるとともに
放熱用の冷却機構も不要となり、またコンデンサの増減
に応じて充電抵抗を交換したり切り替えたりする必要も
なくなり、さらに充電抵抗による電圧降下がないため、
その分変圧器の出力電圧を低くすることができ、したが
って変圧器を小型化・小容量化することが可能となる等
の大なる利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例による単相式のコンデンサ
型溶接電源装置の回路構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の電源装置に備えられる充電制御回路
の構成を示すブロック図、 第３図および第４図は、第２図の充電制御回路の各部の
信号の波形を示す信号波形図、 第５図は、充電制御回路の動作を説明するために各部の
信号を模式的に示す信号波形図、 第６図は、本発明の別の実施例による充電制御回路の構
成を示すブロック図、 第７図は、第６図の充電制御回路の一部の回路の変形例
を示す回路図、 第８図は、本発明の別の実施例による三相式のコンデン
サ型溶接電源装置の回路構成を示すブロック図、 第９図は、従来のコンデンサ型溶接電源装置の構成を示
すブロック図、 第10図は、従来の充電制御回路の構成を示すブロック
図、および 第11図は、第10図の充電制御回路の各部の信号の波形を
示す信号波形図である。 図面において、 10……充電制御回路、 104……充電トランス（単相変圧器）、 106a,106b……サイリスタ、 108……整流回路、 112,114……コンデンサ、 120……溶接トランス、 126,128……被溶接物、 202……充電トランス（三相変圧器）、 204……整流回路、 206……コンデンサ、 212……溶接トランス、 216,218……被溶接物、 230……充電制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用交流電圧を変圧器によって所定の電圧
   値の交流電圧に変換し、前記交流電圧を整流回路によっ
   て直流電圧に変換し、前記直流電圧をコンデンサに印加
   して前記コンデンサを予め設定された所定の電圧まで充
   電させてから前記コンデンサを瞬間的に放電させて溶接
   電流を生成するようにしたコンデンサ型溶接電源装置に
   おいて、 前記コンデンサを充電する充電回路内にスイッチング手
   段を設け、前記整流回路の出力端子に前記コンデンサを
   直接接続し、前記コンデンサに商用交流の各１サイクル
   または各半サイクル毎に供給される充電電流の量が充電
   期間の大部分を通じてほぼ一定に維持されるように前記
   スイッチング手段を制御する充電制御回路を備えること
   を特徴とするコンデンサ型溶接電源装置。