JPH026067A - コンデンサ型溶接電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、コンデンサ型溶接電源装置に係り、特にコン
デンサの充電特性の改善に関する。

［従来の技術］ 第９図は、従来の一般的なコンデンサ型溶接電源装置の
構成を示す。

この図において、充電トランス（単相変圧器）１０４の
一次側コイルには入力端子１０２ａ、１０２ｂより、例
えばｔｏｏｖの商用交流電圧ＥＯが供給され、その二次
側コイルには、例えハ４００Ｖに昇圧された交流電圧Ｅ
ｌが得られる。この交流電圧Ｅｌは、サイリスタ１０８
ａまたは１゜８ｂがオン状態になっている時だけ整流回
路１０８に供給される。

交流電圧Ｅｌの極性が正で、かつサイリスタ１０８ａが
オンになっている時は、トランス１０４の二次コイル→
ダイオード１０８ａ→抵抗１１０→コンデンサ１１２．
１１４→ダイオード１０日Ｃ→サイリスタ１０６ａ→ト
ランス二次コイルの閉回路をパルス状の電流ＩＣが流れ
、コンデンサ１１２．１１４が１ステツプ充電される。

次に、交流電圧Ｅｌの極性が負に変わって、サイリスタ
１０８ｂがオンになると、トランス１０４の二次コイル
→サイリスタ１０６ｂ→ダイオード１０８ｂ→抵抗１１
０→コンデンサ１１２．１１４→ダイオ一ド１０８ｄ→
トランス二次コイルの閉回路をパルス状の電流ＩＣが流
れ、コンデンサ１１２，１１４が１ステツプ充電される
。

このようにして１、商用交流周波数の半周期（５０Ｈｚ
であれば１０ｍ５）毎にサイリスタ１０６ａ、１０６ｂ
が交互に点弧させられることによりその点弧角に応じた
パルス状の充電電流ＩＣがコンデンサ１１２．１１４に
供給される。このサイリスク点弧制御は、充電制御回路
１３０からの点弧パルスＧａ、Ｇｂによって行われる。

また、コンデンサ１１２．１１４の充電電圧ＥＣは充電
制御回路１３０によって監視され、それが所定値ＥＣＯ
に達するとサイリスタの点弧は止められ、充電が終了す
るようになっている。

コンデンサ１１２，１１４の充電が完了した頃に、溶接
スタート回路１７０がサイリスタ１２２をターン・オン
させ、これ（こよりこのサイリスクと溶接トランス１２
０の一次コイルとによって放電回路が形成され、この放
電回路を両コンデンサ１１２．１１４からの放電電流Ｉ
Ｄが流れる。その結果、溶接トランス１２０の二次側で
は、大電流Ｈｗが電極１２４ａ、１２４ｂを介して被溶
接物１２６，１２８を流れ、スポット溶接が行われる。

第１０図は充電制御回路１３０の構成を示す。

また第１１図は、この回路構成の各部の信号と充電°電
流ＩＣの波形を示す。

第１０図において、ＰＵＴ１４６．コンデンサ１′４８
および抵抗１５０〜１５６は発振回路を形成し、第１１
図（Ｅ）に示すような一定周期のパルス電流ｉｐを出力
する。このパルス電流ｉｐに応動してトランジスタ１６
０が導通することによりトランス１６２の二次側にサイ
リスタ点弧パルスＧａ、Ｇｂが発生し、その結果第１１
図（Ｆ）に示すようなパルス状の充電電流ＩＣが得られ
る。

クロック回路１３８は電源周波数に応じたクロックパル
スＧＫを出力する。コンパレータ１３８の出力電圧ＣＯ
が“Ｌ”になっている間は、このクロックパルスＣＫが
トランジスタ１４４を導通させることによりＰＵＴ回路
のコンデンサ１４８を強制的に放電させ、この放電時点
からコンデンサ１４８のキャパシタンスと抵抗１５０の
抵抗値とによって定まる時定数００の経過後にパルス電
流ｉｐが発生する。この時定数６０はサイリスタ点弧角
を規定するもので、充電期間を通して一定である。

充電電圧設定回路１３２はコンデンサの充電電圧設定値
ＥＣＯを表す電圧Ｓ［ＥＣＯ］をコンパレータ１３６の
一方の入力端子に与え、充電電圧検出回路１３４はコン
デンサの瞬時的な充電電圧ＥＣを表す検出電圧Ｓ［ＥＣ
］をコンパレータ１３６の他方の入力端子に与える。充
電が行われると、第１１図ＣＧ）に示すように充電電圧
ＥＣはほぼ対数曲線の波形を描いて上昇し、終には設定
値ＥＣＯに達スる。この時、コンパレータ１３６の出力
信号ｃｏが“Ｈ”に変わり（第１１図Ａ）、これによっ
てＰＵＴ回路の発振が止まり（第１１図Ｃ１Ｄ、Ｅ）、
サイリスタ点弧パルスＧａ、Ｇｂの出力ひいては充電電
流ＩＣの供給も終了する（第１１図Ａ）。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上述のような従来の溶接電源装置においては
、整流回路１０８とコンデンサ１１２゜１１４との間に
抵抗１１０を設け、充電回路内を流れる充電電流を制限
していた。しかしながら、かかる充電抵抗１１０にまつ
わって種々の問題があった０ 第１に、コンデンサ１１２，１１４に蓄積されるエネル
ギは相当に大きく、シたがって多量の充電電流がそこへ
供給されるため、充電抵抗１１０で生じる抵抗発熱はか
なりのもので、電力消費効率の点から望ましくないばか
りか、その抵抗発熱を放熱させるための冷却機構を備え
なければならず、大形の溶接電源装置ともなると水冷機
構を設けているほどであった。また、抵抗１１０自体も
抵抗発熱のために消耗度が激しく、時々新しいものと交
換しなければならなかった。

第２に、上述したような従来の充電制御回路によれば、
溶接電力を変えると、それに応じて抵抗１１０を抵抗値
の異なる別の抵抗に替える必要があり、取扱い・操作が
煩わしかった。例えば、溶接電力を大きくするためにコ
ンデンサを並列に１つ追加したとする。この場合、抵抗
１１０の抵抗値を変えなければ、充電回路の時定数が大
きくなるために充電時間、つまり充電電圧ＥＣが設定値
ＥＣＯに達するまでの所要時間が長くなる。したがって
、充電時間を設定通りのものとするには、抵抗１１０を
抵抗値の小さい別の抵抗に手作業で取り替えるか、ある
いはスイッチで切り替えねばならなかった。

また、上記のように充電電流ＩＣが充電開始直後に最大
でそれから指数関数的に減少するような充電時間特性（
第１１図Ｆ）は、抵抗１１０の抵抗発熱（電力損失）の
総量（時間積分した量）を多くする。

本発明は、かかる従来の問題点に鑑みてなされたもので
、上記のような充電抵抗に係わる不具合を完全に解消す
るコンデンサ型の溶接電源装置を提供することを目的と
する。

〔課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するために、本発明のコンデンサ型溶
接電源装置は、整流回路の出力端子に前記コンデンサを
直接接続するとともに、充電期間の大部分を通じてほぼ
一定の電流を供給せしめてコンデンサを充電させる充電
制御回路を備える構成とした。

［作用コ 本発明によれば、整流回路の出力端子にコンデンサが直
接接続され、両者間に充電用の特別な抵抗は設けられな
い。しかし、充電制御回路の働きにより、充電開始から
終了まで定電流でコンデンサが充電され、急激な大電流
が充電回路内を流れることはない。なお、充電抵抗がな
くても、充電回路においては変圧器や整流器に抵抗分が
幾らか含まれているので、それらの抵抗が充電電流を制
限する役目を果たす。

［実施例コ 以下、第１図ないし第８図を参照して本発明の詳細な説
明する。

第１図は、一実施例による溶接電源装置の構成を示す。

この電源装置は、第９図の従来装置と同タイプの単相式
で、回路構成の大部分が共通している。しかし、図示の
ように、整流回路１０８の出力端子にコンデンサ１１２
．１１４が直接接続され両者間に充電抵抗（１１０）が
設けられず、また後述するように充電制御回路１０の構
成と作用が従来の充電制御回路１３０のそれとは大きく
異なる。

第２図は充電制御回路１０の構成を示す。この制御回路
１０において、基準波形発生回路１１は充電期間中に負
の極性でほぼリニア（線形的）に減少して所定時間Ｔｅ
で所定の飽和ｆｍ−ＥＭに達するような基準波形信号Ｇ
Ｅ（第３図Ａ）を発生する。この飽和値−ＥＭは、電圧
設定回路１２の出力信号によって規定される。充電電圧
検出回路１４は従来と同じものでよく、充電期間中に時
時刻刻と変化するコンデンサ１１２，１１４の瞬時的な
充電電圧ＥＣを検出し、その検出値を表す信号Ｓ　［Ｅ
Ｃ］を出力する。この制御回路１０によれば、コンデン
サ充電電圧ＥＣは、第３図（Ｃ）に示すように、充電期
間中に正の極性でほぼリニア（線形的）に上昇して終に
は時間Ｔｇで飽和値（設定値）ＥＣＯに達する。溶接の
スタートは、例えば時間Ｔｓ付近で行われる。

両信号ＧＥ、Ｓ　［：ＥＣ］は、オペアンプ１６゜１８
からなるバッファ回路および抵抗２０．２２を介して互
いに加算される。両信号の極性が反対のため、この加算
によって両信号の誤差ｅｒが得られる。この誤差ｅｒは
オペアンプ２４．抵抗２６、コンデンサ２８からなる反
転増幅回路によって反転増幅されることにより、第４図
（Ｂ）に示すような誤差信号ＥＲが得られ、この誤差信
号ＥＲは抵抗３０を介してオペアンプ３２の反転入力端
子に与えられる。オペアンプ３２の非反転入力端子には
、抵抗３６を介して三角波発生回路３４からの第５図（
Ａ）に示すような三角波信号ＴＲが与えられる。

オペアンプ３２は、比較器として動作し、非反転入力信
号（ＴＲ）のレベルが反転入力信号（ＥＲ）のレベルよ
りも高いときは“Ｈ”レベル、その反対（ＴＲ＜ＥＲ）
のときは“Ｌ”レベルとなるような矩形波の出力信号Ｇ
ｏ（第５図Ｂ）を発生する。

本実施例では、この出力信号ＧＯの各立ち下がりが交互
にサイリスタ点弧パルスＧａ、Ｇｂを与える。これによ
り、充電電流ＩＣは第５図（Ｃ）に示すようなものとな
り、各パルスＩ　Ｃ（１）の点弧角は徐々に小さくなり
その分だけパルス幅が大きくなる。その結果、パルス電
流のピーク値が段々と低くなっても、パルス電流１側当
たりの充電量はほぼ一定に維持される。しかして、充電
期間の大部分を通じて定電流に制御されたパルス状の充
電電流ＩＣがコンデンサ１１２，１１４に供給されるこ
とになり、コンデンサの充電電圧ＥＣは第３図（Ｃ）に
示すような時間特性でほぼ直線的に上昇して設定値ＥＣ
Ｏに達する。

なお、第５図の波形は説明と理解を容易にするために模
式的に描かれており、実際の波形は第３図および第４図
に示すようなものである。

上述のように、充電制御回路１０の働きによって充電期
間の大部分を通じて定電流に制御された充電電流がコン
デンサに供給されることにより、充電回路において過大
な充電電流が流れるのを抑制するための充電抵抗は要ら
なくなり、実際に本実施例では充電抵抗が設けられてい
ない。

したがって、充電抵抗による抵抗発熱の問題が解消され
、電力消費の無駄がなくなり、放熱用の冷却機構を備え
る必要もなくなる。

また、溶接電力を変えるためにコンデンサを増減した場
合、煩わしい充電抵抗の交換や切替をしなくて済む。こ
の場合の本実施例の動作は次のようになる。例えば、コ
ンデンサ１１４を削除してコンデンサ１１２だけとする
と、キャパシタンスが小さくなるので充電速度が早まろ
うとするが、そうすると基準信号ＧＥと充電電圧ＥＣと
の誤差ｅｒが減少し、ひいては誤差信号ＥＲも減少し、
点弧角が大きくなることにより、充電電流■ｃの各パル
スのパルス幅が狭くなって、パルス１個当たりの充電量
が減少し、充電電圧ＥＣの上昇率が抑えられ、結果的に
はコンデンサ１１４があるときと同じ充電速度（時間）
が得られる。

さらにまた、充電抵抗による電圧降下がなくなるため、
同じ充電電流を流すためのトランス１゜４の二次側電圧
が従来の電圧値よりも該電圧降下分だけ低くなり、した
がってトランス１０４の小容量化・小型化することが可
能となる。

なお、充電抵抗が設けられないとはいっても、充電回路
内に抵抗が全くないわけではなく、充電トランス１０４
、サイリスタ１０８ａ、１０８ｂおよび整流回路１０８
のダイオード１０８ａ〜１０８ｄに抵抗分が幾らか含ま
れている。したがって、それらの抵抗分が充電抵抗に代
わって充電電流を抑制する。また、充電時間中にそれら
の抵抗分である程度の抵抗発熱（電力損失）が生じるが
充電電流ＩＣは大部分において平均化された定電流であ
るから、それら抵抗発熱の総量（時間積分した発熱量）
は最小限に抑えられる。

上述した実施例では、誤差信号ＥＲと三角波信号ＴＲを
オペアンプで比較することによってサイリスタ点弧信号
Ｇｏ　（Ｇａ、Ｇｂ）を生成したが、第６図に示すよう
にＰＵＴ回路を利用したものでも可能である。このＰＵ
Ｔ回路では、誤差信号ＥＲを電流Ｉ　［ＥＲ］に変換し
、これをＰＵＴ４８のアノードとコンデンサ４８に供給
するようにしており、コンデンサ４８の放電すなわちＰ
ＵＴ４６のパルス出力は誤差信号ＥＲに応じて変化する
ようになっている。また、第７図は、第６図の点線５０
内の回路の変形例を示し、図中７４はフォトトライアッ
ク、７６はトライアックである。

第８図は、本発明の別の実施例による溶接電源装置の構
成を示す。

この電源装置は三相式で、変圧器２０２は一次側および
二次側を共に△結線とし、例えば２００Ｖの３相商用交
流電圧Ｅ　ａｂ、　Ｅ　ｂｃｔ　Ｅ　ｃａミニして４０
０ＶＩ７）三相交流電圧ＥＡＲ，ＥＢＣ，ＥＣＡを出力
する。

整流回路２０４は、３個のサイリスタ２０４ａ２０４ｂ
、２０４ｃと３個のダイオード２０４ｄ２０４ｅ、２０
４ｆとを三相混合ブリッジ結線してなるもので、それら
のサイリスタ２０４ａ、２０４ｂ、２０４’ｃを交互に
１２ｏ°の位相差で点弧させることにより、パルス状の
直流電圧を出力する。

コンデンサ２０６は、整流回路２０４の出力端子に直接
接続され、整流回路２０４よりパルス状の充電電流ＩＣ
を供給される。コンデンサ２０Ｂの充電電圧は充電制御
回路２３０によって監視され、それが所定の電圧値に達
するとサイリスタ２０４　ａ、　２０４　ｂ、　２０４
　ｃの点弧が止められ、充電が終了するようになってい
る。

充電制御回路２３０は、上記第１゛実施例の充電制御回
路１０を三相型に変形したものでよく、コンデンサ２０
６の充電電圧検出値と基準波形信号との誤差に応じた点
弧角で互いに位相が１２０゜異なる３つの点弧パルスＧ
ａ、Ｇｂ、Ｇｃを生成し、それらをサイリスタ２０４ａ
、２０４ｂ、２０４Ｃに与える。この制御回路２３０の
働きにより、充電期間の大部分を通じて定電流に制御さ
れた充電電流がコンデンサに供給され、コンデンサの充
電電圧はほぼ直線的に上昇して設定値に達する。

したがって、充電抵抗を設けなくても設定通りの安定な
充電が行われ、また上記第１実施例と同様に充電抵抗の
問題が全て解消される。

なお、コンデンサ２０Ｂの後段に設けられる回路、例え
ば溶接トランス２１２．溶接スタート回路２４０等は、
それぞれ上記第１実施例の対応する構成要素・部品と同
様な構成を有し、同様な動作を行う。

［発明の効果コ 本発明は、上述のように構成されていることにより、次
のような効果を奏する。

充電開始から終了まで定電流でコンデンサを充電させる
充電制御回路を設け、充電抵抗を省いたので、充電抵抗
の抵抗発熱による消費電力の無駄がなくなるとともに放
熱用の冷却機構も不要となり、またコンデンサの増減に
応じて充電抵抗を交換したり切り替えたりする必要もな
くなり、さらに充電抵抗による電圧降下がないため、そ
の分度圧器の出力電圧を低くすることができ、したがっ
て変圧器を小型化・小容量化することが可能となる等の
大なる利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例による単相式のコンデンサ
型溶接電源装置の回路構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の電源装置に備えられる充電制御回路
の構成を示すブロック図、 第３図および第４図は、第２図の充電制御回路の各部の
信号の波形を示す信号波形図、第５図は、充電制御回路
の動作を説明するために各部の信号を模式的に示す信号
波形図、第８図は、本発明の別の実施例による充電制御
回路の構成を示すブロック図、 第７図は、第６図の充電制御回路の一部の回路の変形例
を示す回路図、 第８図は、本発明の別の実施例による三相式のコンデン
サ型溶接電源装置の回路構成を示すブロック図、 第９図は、従来のコンデンサ型溶接電源装置の構成を示
すブロック図、 第１０図は、従来の充電制御回路の構成を示すブロック
図、および 第１１図は、第１０図の充電制御回路の各部の信号の波
形を示す信号波形図である。 図面において、 １０・・・・充電制御回路、 １０４・・・・充電トランス（単相変圧器）、１０６　
ａ　、　　１０６　ｂ　＝−・・サイリスタ、１０８・
・・・整流回路、 １１２．１１４・・・・コンデンサ、 １２０・・・・溶接トランス、 １２６．１２８・・・・被溶接物、 ２０２・・・・充電トランス（三相変圧器）２０４・・
・・整流回路、 ２０６・・・・コンデンサ、 ２１２・・・・溶接トランス、 ２１６．２１８・・・・被溶接物、 ２３０・・・・充電制御回路。 特許出願人　宮　地　電　子　株　式 代理人　弁理士　佐々木　を　孝 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 商用交流電圧を変圧器によって所定の電圧値の交流電圧
   に変換し、前記交流電圧を整流回路によって直流電圧に
   変換し、前記直流電圧をコンデンサに印加して前記コン
   デンサを所定の充電電圧まで充電させてから前記コンデ
   ンサを瞬間的に放電させて溶接電流を生成するようにし
   たコンデンサ型溶接電源装置において、 前記整流回路の出力端子に前記コンデンサを直接接続す
   るとともに、充電期間の大部分を通じてほぼ一定の電流
   を供給せしめて前記コンデンサを充電させる充電制御回
   路を備えることを特徴とするコンデンサ型溶接電源装置
   。