JPH08126321A

JPH08126321A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08126321A
Application number: JP6282404A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-10-24
Filing date: 1994-10-24
Publication date: 1996-05-17

Abstract

(57)【要約】【構成】電流共振形のスイッチング電源回路におい
て、力率改善のために設けられる磁気結合トランスＭＣ
Ｔとスイッチング素子を駆動するためのドライブトラン
スＣＤＴを複合化して１組の複合トランス１として構成
し、この際、駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B に、磁気結合トランス
ＭＣＴの一次及び二次巻線Ｎ₃ 、Ｎｉと共通のリッツ線
を用いる。【効果】部品点数が削減され、プリント基板の実装面
積の小型・縮小化及び軽量化がさらに促進され、それだ
けコストも低減される。また、製造時における生産管理
もより容易になる。更に、駆動巻線の銅損及びスイッチ
ング素子のダンピング抵抗における電力損失が低減され
て電力変換効率も向上する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路
としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっ
ている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を
高くすることによりトランスその他のデバイスを小型に
すると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種
の電子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズの
対策（ＥＭＩ）の上でも好ましい。

【０００４】そして、力率改善がなされたスイッチング
電源回路として、先に本出願人により、絶縁トランスの
一次側あるいは二次側からスイッチング出力に応じた電
圧をチョークコイルに励起するようにした磁気結合トラ
ンスを設けて、これによりブリッジ整流回路の整流出力
にスイッチング周期の電圧を重畳することで力率改善を
図るようにされたスイッチング電源回路が提案されてい
る（特願平６−１９２７３７）。

【０００５】図３は、上記発明に基づき、磁気結合トラ
ンスを備えて構成されるスイッチング電源回路の一例を
示す回路図である。この場合には、スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ にトランジスタを用いた、ハーフブリッジタイ
プの自励式電流共振形によるものとされている。

【０００６】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。この交流電源ＡＣに対してはフィルタチョー
クコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N のインピーダ
ンス素子より構成されるＬＣローパスフィルタが設けら
れており、これはスイッチング周波数の高周波ノイズが
ＡＣラインに流入するのを阻止するためのものとされ
る。Ｄ₁ は４本のダイオードからなるブリッジ整流回路
とされ、入力された交流電源ＡＣについて全波整流を行
う。なお、破線で示す２本の整流ダイオードについて
は、いわゆる高速リカバリ型（Ｄ_FRとして示す）が用い
られており、これは後述する全波整流出力ラインに流れ
るスイッチング周期の高周波電流に対応して設けられて
いるものとされる。上記ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極側
の整流出力ラインに対しては、後述する磁気結合トラン
スの二次巻線Ｎｉが設けられる。従って、この回路の全
波整流出力は、磁気結合トランスの二次巻線Ｎｉを介し
て平滑コンデンサＣｉに充電される。

【０００７】この回路のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
は、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に
対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続され
る。また、抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S は起動抵抗を、またスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−エミッタ間に挿入され
るＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれダンパーダイオードを示す。ま
た、抵抗Ｒ_B 、Ｒ_B はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電流）調整用のダンピ
ング抵抗を示している。そして、Ｃ_B 、Ｃ_B は共振用の
コンデンサであり、次に説明するドライブトランスＣＤ
Ｔの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の共振回路
を形成している。

【０００８】ＣＤＴ（Converter Drive Transformer)
は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を所定のスイッチング
周波数によりスイッチング駆動するドライブトランスを
示し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電
流検出巻線Ｎ_D が巻回されている。このドライブトラン
スＣＤＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一
端はコンデンサＣ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ の
エミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側
の駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地され、他端はコン
デンサＣ_B と接続されて、スイッチング素子Ｑ₁ の前記
駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力されるようになさ
れている。また、共振電流検出巻線Ｎ_D はその一端がス
イッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレク
タの接続点に対して接続され、他端は共振コンデンサＣ
₁ を介して絶縁トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ に対して
接続される。

【０００９】ＰＲＴ（Power Regulating Transformer)
はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング出力を二
次側に伝送するための絶縁トランスで、この場合には一
次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ に対して、直交するように
して制御巻線Ｎ_C が設けられて、後述するようにして定
電圧制御を行うように構成される。この絶縁トランスＰ
ＲＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は共振コンデンサＣ₁ を介し
て共振電流検出巻線Ｎ_D と直列に接続され、他端は磁気
結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ の一端に対して接続
されている。そして、これら共振コンデンサＣ₁ 及び一
次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＲＴのインダクタンス
成分により直列共振回路を形成している。二次側では、
一次巻線Ｎ₁ に流れるスイッチング出力により、二次巻
線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路Ｄ₂
及び平滑コンデンサＣ₂ により直流電圧に変換されて出
力電圧Ｅ₀ として出力される。制御回路２は、例えば二
次側の直流電圧出力Ｅ_O と、基準電圧を比較してその誤
差に応じた直流電流を、制御電流Ｉ_C として絶縁トラン
スＰＲＴの制御巻線Ｎ_C に供給する。

【００１０】この図において、ＭＣＴが磁気結合トラン
スとされる。この磁気結合トランスＭＣＴは、全波整流
出力ラインに挿入され、チョークコイルに相当する作用
をなす二次巻線Ｎｉ（Ｌｉは自己インダクタンスを示
す）と、絶縁トランスＰＲＴの三次巻線に相当する巻線
Ｎ₃ （インダクタンスＬ₃ ）を一次巻線として、フェラ
イトコアによって例えば１：１の巻線比で密結合したも
のである。なお、ここでは磁気結合トランスＭＣＴの一
次巻線Ｎ₃ は、その一端が絶縁トランスＰＲＴの一次巻
線Ｎ₁ に対して接続され、他端はアースに接地されてい
る。

【００１１】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D →共振コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ
₁ →に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近
傍でスイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ
₁ がオフとなるように制御される。そして、スイッチン
グ素子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。
以降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる
自励式のスイッチング動作が開始される。このように、
平滑コンデンサＣ_i の端子電圧を動作電源としてスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによ
って、絶縁トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に
近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出
力を得る。

【００１２】また、この場合の定電圧制御としては、二
次側の直流出力電圧Ｅ_O に基づき、制御回路２によって
制御巻線Ｎ_C に流れる電流を可変して絶縁トランスＰＲ
Ｔの漏洩磁束をコントロールするようにしている。これ
により、スイッチング周波数に対する直列共振周波数を
制御して定電圧化を図る、いわゆる直列共振周波数制御
方式が採られている。

【００１３】そして、力率改善動作としては磁気結合ト
ランスＭＣＴにより、絶縁トランスＰＲＴに流れる共振
電流に対応するスイッチング電圧を、磁気結合トランス
ＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ により、二次巻線Ｎｉの自己イン
ダクタンスＬｉに励起するようにしている。したがって
整流された全波整流電圧は、自己インダクタンスＬｉの
巻線Ｎｉでスイッチング電圧が重畳されて平滑用のコン
デンサＣｉに充電されることになり、このスイッチング
電圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端子電圧
をスイッチング周期で引き下げることになる。すると、
ブリッジ整流回路の整流電圧レベルよりコンデンサＣｉ
の端子電圧が低下している期間に充電電流が流れるよう
になり、この期間が０Ｖ近傍にまでおよぶように、上記
磁気結合トランスＭＣＴの巻数等を設定することによっ
て力率が１に近い値を示すことになる。すなわち、交流
入力電流の平均値がＡＣ電圧波形に近付くようにされて
力率改善が図られる。

【００１４】そして、磁気結合トランスを用いた電源回
路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＲＴのドライブ電流
が小さくなるから、このドライブ電流によって磁気結合
トランスＭＣＴの二次側に誘起されるスイッチング信号
も小さいものになる。したがって、軽負荷時には充電電
流のレベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大き
くなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子
電圧が異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ方式で
は困難だったレギュレーションの改善を行うことができ
る。このため、例えば交流入力電圧Ｖ_AC±２０％の変動
に対しても整流平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ および平滑コンデンサＣｉ
等の耐圧向上を図る必要はなくなる。

【００１５】なお、整流回路から流出する電流Ｉ₁ はス
イッチング周期で寸断され不連続的に流れることになる
から、例えばブリッジ整流回路Ｄ₁ のうちいずれか２つ
のダイオードについて高速リカバリ型を使用することが
要請される。この図では、破線Ｄ_FRで示す正極出力側の
２本のダイオードが高速リカバリ型とされている

【００１６】ここで図４（ａ）（ｂ）（ｃ）の斜視図に
より、上記図３のスイッチング電源回路に用いられてい
る、絶縁トランスＰＲＴ、磁気結合トランスＭＣＴ、ド
ライブトランスＣＤＴの構造例を示す。絶縁トランスＰ
ＲＴは、図４（ａ）に示すような４本の磁脚を有する２
つのコアＣ_R1、Ｃ_R2の互いの磁脚が対向するように組み
合わされた箱形のコアに対して、図のように２本の磁脚
にまたがるようにして一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ を
巻装する。そして、制御巻線Ｎ_C は、図のように一次巻
線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂に対して、その巻方向が直交す
るようにして２本の磁脚にまたがって巻装される。

【００１７】また、磁気結合トランスＭＣＴは、図４
（ｂ）のように、例えばフェライトによるＥ型コアＣ_R1
とＩ型コアＣ_R2を組み合わせたＥＩ型コアを形成し、こ
の際、中央磁脚には図のようにギャップＧを形成する。
そして、この中央磁脚に対して一次巻線Ｎ₃ 、二次巻線
Ｎｉをそれぞれ巻装して構成される。なお、この磁気結
合トランスＭＣＴは、例えば負荷電力１２０Ｗ程度に対
応する場合にははＥＩ−１９程度のサイズのコアが用い
られ、２４０Ｗ程度の場合にはＥＩ−２８程度のコアサ
イズとされる。また、巻線としては、例えば６０μ／８
０束程度のリッツ線が、所要のインダクタンスに応じた
巻数により巻装される。

【００１８】さらに、図４（ｃ）に示すドライブトラン
スＣＤＴは、例えばフェライト材のＥ型コアＣ_R1とＩ型
コアＣ_R2を組み合わせたＥＩ型コアに対して、中央磁脚
にギャップＧを設けると共に、この中央磁脚に図のよう
に駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D がその
インダクタンスに応じた巻数で巻装して構成される。例
えばこれらの巻線材としては、径０．２ｍｍφ程度の単
線が用いられる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、電子機器の
サイズ・コスト等の観点からすれば、これらの機器に搭
載されるスイッチング電源回路もできるだけ部品点数を
削減したり、小型や安価な部品を使用するなどして、小
型／軽量化及び低コスト化を図ることが好ましく、これ
は生産管理面でも有利となる。また、電力変換効率など
の特性面でも向上が図られることが好ましい。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、商用電
源を整流する整流回路と、この整流回路の出力を平滑す
るチョークコイル及び平滑コンデンサからなる平滑回路
と、この平滑回路より出力される電圧を断続して絶縁ト
ランスの一次側に共振コンデンサを介して供給するスイ
ッチング手段とを備え、上記絶縁トランスの一次側に得
られるスイッチング出力により、上記絶縁トランスの二
次側に交番電圧が励起されるようにした電流共振形のス
イッチング電源回路において、少なくとも上記チョーク
コイルと、上記スイッチング手段のスイッチング動作に
基づいて得られる交番出力が供給されると共にチョーク
コイルと磁気結合される交番出力供給コイルと、スイッ
チング回路部を駆動するための駆動巻線とを巻装し、ス
イッチング素子の駆動と力率改善を行う複合型トランス
を設けることとした。また、上記チョークコイルを、整
流回路の負極側の端子とアース間に設けると共に、交番
出力供給コイルをアースに対して接続するように構成す
ることとした。

【００２１】また、駆動巻線として、チョークコイル及
び交番出力供給コイルと共通のリッツ線を用いることと
し、さらに複合型トランスは、中央磁脚にギャップが形
成されたＥＩ型コアを用いることとした。そして、絶縁
トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、
絶縁トランスの磁束を可変して定電圧制御を行うように
構成することとした。

【００２２】

【作用】上記構成によれば、本発明の電流共振形スイッ
チング電源回路では、力率改善のために設けられる磁気
結合トランスと、スイッチング素子を駆動するためのド
ライブトランスを複合化して１つのトランスにまとめた
構成と見做され、また、スイッチング素子を駆動する駆
動巻線に、例えば、磁気結合トランスの一次及び二次巻
線（チョークコイル、交番出力供給コイル）と同一種の
リッツ線を使用するようにされるが、これによって、ス
イッチング電源回路を構成する部品点数が削減されるこ
とになる。また、駆動巻線の銅損・ダンピング抵抗によ
る電力損失を低減することが可能となる。

【００２３】

【実施例】図１は本発明のスイッチング電源回路の一例
を示すものとされ、この場合にはハーフブリッジ式によ
る自励式電流共振形とされる。なお、図３と同一部分は
同一符号を付して、スイッチング動作や定電圧制御動作
などについては説明を省略する。この実施例の回路にお
いては、先に図３において説明した磁気結合トランスＭ
ＣＴの一次及び二次巻線とされていた巻線Ｎ₃ 、及びＮ
ｉと、ドライブトランスＣＤＴに巻装されていた駆動巻
線Ｎ_B 、Ｎ_B が巻装されている、１組の複合型トランス
１が設けられている。つまり、本実施例におけるこの複
合型トランス１は、図３に示した磁気結合トランスＭＣ
Ｔと、ドライブトランスＣＤＴの機能を組み合わせ、１
つのトランスとして構成したものとされる。なお、Ｔ₁
〜Ｔ₈ は、実際の複合型トランス１において実装用に設
けられるピン端子を示している。そして、この場合に
は、図３において磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線と
された巻線Ｎ₃ は、その一端が共振コンデンサＣ₁ と絶
縁トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ からなる直列共振回路
に直列に接続されると共に、他端はスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点と接続されて、
スイッチング出力が得られるようにされている。なお、
図３に示したような巻線Ｎ₃ の接続形態とされていて
も、本発明の実施例のスイッチング電源回路として構成
することが可能である。

【００２４】そして、本実施例の回路においても、例え
ばスイッチング周波数が、図３に示した回路例と同様と
なるように、各スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイッチ
ング周波数を設定する自励発振回路を形成するコンデン
サＣ_B のキャパシタンス及び駆動巻線Ｎ_B のインダクタ
ンス（Ｌ_B ）を設定し、抵抗Ｒ_B についてはスイッチン
グ素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に最適なドライブ条件が与えられるよ
うに選定を行えば、先に図３において説明したと同様の
スイッチング動作及び定電圧制御が図られる。

【００２５】また、本実施例においては、巻線Ｎ₃ に対
して直列共振回路を介してスイッチング出力が供給され
て、これにより全波整流ラインに挿入されている巻線Ｎ
ｉにスイッチング周期の電圧が重畳するようにされるた
め、力率改善も図３において説明したと同様の動作によ
り行われることとなる。

【００２６】このように、本実施例のスイッチング電源
回路は、図３に示した回路とほぼ同様の動作が行われな
がらも、さらに磁気結合トランスＭＣＴとドライブトラ
ンスＣＤＴを複合化して１つのトランスとして構成する
ことにより、図３に示した回路に比較して、それだけス
イッチング電源回路を構成する部品数を削減し、実際に
製造される回路基板の小型・軽量化を促進することがで
き、それだけコストを削減することも可能になる。

【００２７】ここで、図５の斜視図に本実施例の複合型
トランス１の構造を示し、図４（ｂ）（ｃ）に示した磁
気結合トランスＭＣＴ及びドライブトランスＣＤＴと同
一部分は同一符号を付して説明を省略する。この図に示
すように複合型トランス１は、ＥＩ型のコアの中央磁脚
に対して巻線Ｎｉ，Ｎ₃ ，駆動巻線Ｎ_B ，Ｎ_B が巻装さ
れて構成される。そして、例えば本実施例のスイッチン
グ電源回路が負荷電力１２０Ｗ対応、スイッチング周波
数１５０ＫＨｚとされている場合には、複合型トランス
１は、ＥＩ−１９によるサイズのフェライト・コアで、
ギャップＧは０．５ｍｍ幅に形成される。また、巻線Ｎ
ｉ及びＮ₃ はそれぞれ１２Ｔの巻数、駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ
_B はそれぞれ１Ｔの巻数とされ、これらの巻線にはすべ
て８０μ／８０束のリッツ線が用いられる。

【００２８】例えば、図３に示したドライブトランスＣ
ＤＴの場合、例えば上記と同様の負荷電力とスイッチン
グ周波数の条件であれば、０．５ｍｍのギャップ長を有
するフェライト材によるＥＩ−１２．５サイズのコアが
用いられ、また、駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B は０．２ｍｍφの
単線が５Ｔの巻数により巻装されて構成される。このよ
うに、本実施例の複合型トランス１と図３のドライブト
ランスＣＤＴの構成を比較してわかるように、本実施例
の回路の駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B における発熱は、図３に示
した回路の場合よりも低減されることになる。

【００２９】さらに、上記と同様の負荷電力とスイッチ
ング周波数の条件の場合、図３に示したスイッチング電
源回路においては、自励発振用のコンデンサＣ_B 、Ｃ_B
と、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のそれぞれのベースに
接続されているドライブ電流調整用のダンピング抵抗Ｒ
_B 、Ｒ_B の値は、それぞれＣ_B ＝０．２２μＦ、Ｒ_B＝
１．５Ωとされるが、本実施例の回路では、上記と同様
の条件の場合、Ｃ_B ＝０．３３μＦ、Ｒ_B ＝０．４７Ω
とされ、本実施例では、それだけダンピング抵抗Ｒ_B に
おける発熱も抑制されることになる。本実施例では、上
記のような駆動巻線Ｎ_B の銅損及びダンピング抵抗Ｒ_B
の電力損失の低減によって、少なくとも電力変換効率が
１％程度向上される。例えば各素子が上述のように選定
されている場合、図３の回路に比較して１．１Ｗ程度の
電力損失の低減が可能となる。

【００３０】次に、図２は本発明の他の実施例のスイッ
チング電源回路の構成を示す回路図であり、図１と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この実施例の
スイッチング電源回路においては、巻線Ｎ₃ の一端は、
直列共振回路（共振コンデンサＣ₁ →絶縁トランスＰＲ
Ｔの一次巻線Ｎ₁ ）を介して、スイッチングトランジス
タＱ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点に対して接
続されている。また、他端は一次側アースに接続されて
いるが、実際には図のように複合型トランス１におい
て、スイッチング素子Ｑ₂ に対応する駆動巻線Ｎ_B のア
ース側のピン端子Ｔ₄ に接続されている。次に、巻線Ｎ
₃ よりスイッチング出力が伝送される巻線Ｎｉは、複合
型トランス１において一端がピン端子Ｔ₄ に接続されて
実装時には接地されることになり、また、他端はピン端
子Ｔ₅ を介してブリッジ整流回路Ｄ₁ のマイナス側に接
続される。即ち、この場合には巻線Ｎ₃ は、マイナス側
の全波整流出力ラインに対して挿入されていることにな
る。

【００３１】このように構成しても、巻線Ｎ₃ には直列
共振回路を介してスイッチング出力が供給され、これに
よって巻線Ｎｉを励起して、一次側の全波整流出力に対
してスイッチング電圧を重畳することになるために、図
１と同様の力率改善効果が得られることになる。更に、
本実施例の場合には、複合型トランス１に必要とされた
ピン端子がＴ₁〜Ｔ₆ の６本とされ、図１に示した複合
型トランス１のピン端子が８本とされていたのに対し
て、２本削減されており、更に、小型・軽量化及びコス
トの低減をすすめることができる。

【００３２】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、例えば自励式による
電流共振形スイッチング電源回路としてのスイッチング
素子のハーフブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合タ
イプ、更には倍電圧整流回路などの各種組み合わせパタ
ーンにより構成される電源回路に対して適用が可能であ
って、上記各図に実施例として示した組み合わせのパタ
ーンに限定されるものでなく、また、例えば取り出し得
る直流出力電圧を複数化するなど、他の回路部分におい
ても変更が可能である。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電流共振
形のスイッチング電源回路において、力率改善のために
設けられる磁気結合トランスとスイッチング素子を駆動
するためのドライブトランスを複合化して１つの複合型
トランスとして構成し、この際、駆動巻線に、磁気結合
トランスの一次及び二次巻線と共通のリッツ線を用いる
ことで、それだけ部品点数が削減されることになる。こ
れによって、プリント基板の実装面積の小型・縮小化及
び軽量化がさらに促進され、それだけコストも低減され
るという効果を有している。また、製造時における生産
管理もより容易になる。更に、駆動巻線の銅損及びスイ
ッチング素子のダンピング抵抗における電力損失が低減
されて電力変換効率も向上するという効果を有してい
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図３】従来例としてのスイッチング電源回路を示す回
路図である。

【図４】絶縁トランス、磁気結合トランス、ドライブト
ランスの構造を示す斜視図である。

【図５】本実施例の複合型トランスの構造を示す斜視図
である。

【符号の説明】

１複合型トランス２制御回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ_FR 高速リカバリ型ダイオードＭＣＴ磁気結合トランスＰＲＴ絶縁トランスＣＤＴドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ 共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｒ_B ダンピング抵抗Ｃ_B 自励発振用共振コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｑ 3/335 Ｆ 3/337 Ｄ 7/48 Ｙ 9181−5Ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の出力を平滑するチョークコイル及び平滑コンデン
サからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧
を断続して絶縁トランスの一次側に共振コンデンサを介
して供給するスイッチング手段とを備え、上記絶縁トラ
ンスの一次側に得られるスイッチング出力により、上記
絶縁トランスの二次側に交番電圧が励起されるようにし
た電流共振形のスイッチング電源回路において、少なくとも上記チョークコイルと、上記スイッチング手段のスイッチング動作に基づいて得
られる交番出力が供給されると共に、上記チョークコイ
ルに対して磁気結合される交番出力供給コイルと、上記スイッチング手段を駆動するための駆動巻線とが巻
装されて、上記スイッチング手段の駆動及び力率改善を行うように
された複合型トランスが設けられていることを特徴とす
るスイッチング電源回路。
【請求項２】上記チョークコイルを、上記整流手段の
負極側の端子とアース間に設けると共に、上記交番出力
供給コイルをアースに対して接続したことを特徴とする
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記駆動巻線は、上記チョークコイル及
び／又は上記交番出力供給コイルと共通のリッツ線が用
いられていることを特徴とする請求項１又は請求項２に
記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記複合型トランスは、中央磁脚にギャ
ップが形成されたＥＩ型コアが用いられていることを特
徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３に記載のス
イッチング電源回路。
【請求項５】上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項４に記載のスイッチング電源
回路。