JPH08107676A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH08107676A JPH08107676A JP6240042A JP24004294A JPH08107676A JP H08107676 A JPH08107676 A JP H08107676A JP 6240042 A JP6240042 A JP 6240042A JP 24004294 A JP24004294 A JP 24004294A JP H08107676 A JPH08107676 A JP H08107676A
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- Japan
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- phase control
- power supply
- power
- input
- voltage
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 力率を改善し、入力電流を低減する。
【構成】 入力端子１１，１２に商用交流電源（波形）
を接続すると、ゼロクロス検出手段１０１は、ゼロクロ
ス信号４を発生する。ＲＳフリップフロップ１０４は、
ゼロクロス信号４がセット端子Ｓに入力されると、出力
ＱがＯＮしてＳＷ１０１をオンさせる。ＳＷ１０１がオ
ンすると、Ｃ１０１が充電される。コンデンサＣ１０１
の電圧は、コンパレータ１０２Ｂにより、基準電圧１０
２Ａと比較される。しかし、コンデンサＣ１０１が所定
の電圧以上になるまえに、位相制御部２００よりトリガ
ー信号６が入力されるため、トリガー信号が、ＯＲ回路
１０３を介して、ＲＳフリップフロップ１０４のリセッ
ト端子Ｒに入力され、ＲＳフリップフロップ１０４は、
リセット端子Ｒの信号入力により、出力Ｑに接続された
スイッチＳＷ１０１をオフさせる。
を接続すると、ゼロクロス検出手段１０１は、ゼロクロ
ス信号４を発生する。ＲＳフリップフロップ１０４は、
ゼロクロス信号４がセット端子Ｓに入力されると、出力
ＱがＯＮしてＳＷ１０１をオンさせる。ＳＷ１０１がオ
ンすると、Ｃ１０１が充電される。コンデンサＣ１０１
の電圧は、コンパレータ１０２Ｂにより、基準電圧１０
２Ａと比較される。しかし、コンデンサＣ１０１が所定
の電圧以上になるまえに、位相制御部２００よりトリガ
ー信号６が入力されるため、トリガー信号が、ＯＲ回路
１０３を介して、ＲＳフリップフロップ１０４のリセッ
ト端子Ｒに入力され、ＲＳフリップフロップ１０４は、
リセット端子Ｒの信号入力により、出力Ｑに接続された
スイッチＳＷ１０１をオフさせる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は複写機等における位相制
御回路と整流回路を有する電源装置に関するものであ
る。
御回路と整流回路を有する電源装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来より、複写機のランプ点灯用電源装
置（以下ＣＶＲと称す）として位相制御により電力制御
を行う方式が用いられてきた。
置（以下ＣＶＲと称す）として位相制御により電力制御
を行う方式が用いられてきた。
【０００３】また、モーター等の直流負荷を駆動するた
めの電源としては、コンデンサインプット型整流回路を
用いて直流に変換し、必要に応じてスイッチング式ＤＣ
−ＤＣコンバータにて所定の電圧に変換して負荷に電力
を供給する、直流電源が用いられてきた。
めの電源としては、コンデンサインプット型整流回路を
用いて直流に変換し、必要に応じてスイッチング式ＤＣ
−ＤＣコンバータにて所定の電圧に変換して負荷に電力
を供給する、直流電源が用いられてきた。
【０００４】図６に従来例の回路図を示す。
【０００５】図６において、１１，１２は入力端子、２
１，２２は出力端子、１００は直流電源部、２００は位
相制御部、２０１は電圧検出手段、２０２はトリガー信
号作成手段、Ｃ１０１はコンデンサ、ＤＭ１０１は整流
器スタック、ＨＬ１０１はハロゲンランプ、Ｌ１０１は
チョークコイル、Ｑ２０１はトライアック、Ｔ２０１は
検出トランス、Ｔ２０２はドライブトランスである。
１，２２は出力端子、１００は直流電源部、２００は位
相制御部、２０１は電圧検出手段、２０２はトリガー信
号作成手段、Ｃ１０１はコンデンサ、ＤＭ１０１は整流
器スタック、ＨＬ１０１はハロゲンランプ、Ｌ１０１は
チョークコイル、Ｑ２０１はトライアック、Ｔ２０１は
検出トランス、Ｔ２０２はドライブトランスである。
【０００６】図６に示した従来例では、位相制御による
ハロゲンランプＨＬ１０１の電圧制御のための位相制御
部２００とチョークインプット整流回路、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータから構成される直流電源部１００の入力を並列
にして入力端子１１，１２に商用入力を加える。
ハロゲンランプＨＬ１０１の電圧制御のための位相制御
部２００とチョークインプット整流回路、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータから構成される直流電源部１００の入力を並列
にして入力端子１１，１２に商用入力を加える。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
例においては、直流電源部１００は、入力電圧の波高値
附近で電流が流れ始め、且つ、導通期間が狭い。
例においては、直流電源部１００は、入力電圧の波高値
附近で電流が流れ始め、且つ、導通期間が狭い。
【０００８】位相制御部２００は、制御素子が導通を開
始する位相を制御して電力制御を行なう。
始する位相を制御して電力制御を行なう。
【０００９】したがって、位相制御部２００と直流電源
部１００の各々の入力電流がほぼ同位相で重なる場合が
発生する。
部１００の各々の入力電流がほぼ同位相で重なる場合が
発生する。
【００１０】この場合、力率が大幅に低下し、入力電流
が増大してしまう。
が増大してしまう。
【００１１】そこで本発明の目的は以上のような問題を
解消した電源装置を提供することにある。
解消した電源装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は交流入力を整流して直流出力を得る直流電源部
と、位相制御により前記直流電源部の電力制御を行なう
位相制御部と、前記直流電源部の入力導通期間を前記位
相制御部の非導通期間に限定するよう制御する直列スイ
ッチ回路とを有することを特徴とする。
本発明は交流入力を整流して直流出力を得る直流電源部
と、位相制御により前記直流電源部の電力制御を行なう
位相制御部と、前記直流電源部の入力導通期間を前記位
相制御部の非導通期間に限定するよう制御する直列スイ
ッチ回路とを有することを特徴とする。
【００１３】さらに本発明においては、前記直列スイッ
チ回路のオン制御は交流入力電圧のゼロクロス検出信
号、オフ制御は、前記位相制御部の位相制御素子のトリ
ガー信号に同期した信号に各々基づいて行うことを特徴
とする。
チ回路のオン制御は交流入力電圧のゼロクロス検出信
号、オフ制御は、前記位相制御部の位相制御素子のトリ
ガー信号に同期した信号に各々基づいて行うことを特徴
とする。
【００１４】さらに本発明においては、前記直列スイッ
チ回路のオン制御は交流入力電圧のゼロクロス検出信
号、オフ制御は、位相制御部の位相制御素子のトリガー
信号に同期した信号と、前記整流用の平滑コンデンサ電
圧を基準電圧と比較して得られる信号との論理和出力信
号に各々基づいて行うことを特徴とする。
チ回路のオン制御は交流入力電圧のゼロクロス検出信
号、オフ制御は、位相制御部の位相制御素子のトリガー
信号に同期した信号と、前記整流用の平滑コンデンサ電
圧を基準電圧と比較して得られる信号との論理和出力信
号に各々基づいて行うことを特徴とする。
【００１５】
【作用】本発明によれば、直流電源部の出力電圧を検出
して直列スイッチ回路のＯＦＦタイミングを位相制御す
るとともに、位相制御部のトリガー信号に同期してＯＦ
Ｆするよう制御することにより、位相制御部の電流導通
期間は、直流電源部の入力が非導通となるよう制御す
る。これによって、位相制御部と直流電源部の入力電流
が重なることがなくなり、入力電流の導通期間が広くな
る。このため、力率が向上して、入力電流が低減され
る。
して直列スイッチ回路のＯＦＦタイミングを位相制御す
るとともに、位相制御部のトリガー信号に同期してＯＦ
Ｆするよう制御することにより、位相制御部の電流導通
期間は、直流電源部の入力が非導通となるよう制御す
る。これによって、位相制御部と直流電源部の入力電流
が重なることがなくなり、入力電流の導通期間が広くな
る。このため、力率が向上して、入力電流が低減され
る。
【００１６】
（実施例１）以下、図面に基いて本発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
【００１７】図１において、１００は直流電源部、２０
０は位相制御部である。
０は位相制御部である。
【００１８】位相制御部２００は、従来例と同様である
が、トリガー信号作成手段２０２の出力をトリガー信号
６として外部に取り出し直流電源部１００に入力する。
が、トリガー信号作成手段２０２の出力をトリガー信号
６として外部に取り出し直流電源部１００に入力する。
【００１９】符号１１，１２で示すものは入力端子であ
り商用交流電源を接続する。入力端子１１，１２には整
流器スタックＤＭ１０１の交流端子が接続されるととも
に、ゼロクロス検出手段１０１、位相制御部２００が接
続される。
り商用交流電源を接続する。入力端子１１，１２には整
流器スタックＤＭ１０１の交流端子が接続されるととも
に、ゼロクロス検出手段１０１、位相制御部２００が接
続される。
【００２０】整流器スタックＤＭ１０１の直流出力の一
方の端子は、スイッチ回路ＳＷ１０１を介してチョーク
コイルＬ１０１とコンデンサＣ１０１に接続される。も
う一方の端子はグランドに接続される。ダイオードＤ１
０１は転流回路である。
方の端子は、スイッチ回路ＳＷ１０１を介してチョーク
コイルＬ１０１とコンデンサＣ１０１に接続される。も
う一方の端子はグランドに接続される。ダイオードＤ１
０１は転流回路である。
【００２１】チョークコイルＬ１０１、コンデンサＣ１
０１で平滑された直流電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
０５で所定の電圧に変換され、出力端子２１，２２に接
続された不図示の負荷に電力を供給する。
０１で平滑された直流電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
０５で所定の電圧に変換され、出力端子２１，２２に接
続された不図示の負荷に電力を供給する。
【００２２】ゼロクロス検出手段１０１の出力であるゼ
ロクロス信号４は、ＲＳフリップフロップ１０４のセッ
ト端子Ｓに入力される。
ロクロス信号４は、ＲＳフリップフロップ１０４のセッ
ト端子Ｓに入力される。
【００２３】電圧検出手段１０２は、基準電圧１０２
Ａ、コンパレータ１０２Ｂ及び分圧抵抗回路から構成さ
れ、基準電圧１０２ＡとコンデンサＣ１０１の電圧をコ
ンパレータ１０２Ｂで比較して、スイッチＳＷ１０１を
オフする為のＳＷ−ＯＦＦ信号５を発生する。
Ａ、コンパレータ１０２Ｂ及び分圧抵抗回路から構成さ
れ、基準電圧１０２ＡとコンデンサＣ１０１の電圧をコ
ンパレータ１０２Ｂで比較して、スイッチＳＷ１０１を
オフする為のＳＷ−ＯＦＦ信号５を発生する。
【００２４】ＯＲ回路１０３は、ＳＷ−ＯＦＦ信号５と
トリガー信号６の論理和をとり出力をＲＳフリップフロ
ップ１０４のリセット端子Ｒに入力する。
トリガー信号６の論理和をとり出力をＲＳフリップフロ
ップ１０４のリセット端子Ｒに入力する。
【００２５】ＲＳフリップフロップ１０４は、セット端
子Ｓ、リセット端子Ｒに入力される信号に応じて、出力
Ｑに接続されたスイッチＳＷ１０１をオン／オフ制御す
る。
子Ｓ、リセット端子Ｒに入力される信号に応じて、出力
Ｑに接続されたスイッチＳＷ１０１をオン／オフ制御す
る。
【００２６】スイッチングＳＷ１０１は水銀リレー等の
機械的接点やＦＥＴ，トランジスタ等の自己消己型のス
イッチング素子を用いる。
機械的接点やＦＥＴ，トランジスタ等の自己消己型のス
イッチング素子を用いる。
【００２７】次に図１の動作について説明する。位相制
御部２００の導通期間に応じて２つのモードがあるの
で、２つに分けて説明する。
御部２００の導通期間に応じて２つのモードがあるの
で、２つに分けて説明する。
【００２８】モード１は、位相制御部２００が非導通の
場合や導通期間の短い場合である。
場合や導通期間の短い場合である。
【００２９】モード２は、位相制御部２００の導通期間
が長く、従来例では、入力電流が重なるような場合であ
る。
が長く、従来例では、入力電流が重なるような場合であ
る。
【００３０】最初にモード１について説明する。
【００３１】図２にモード１に於ける各部の波形を示
す。
す。
【００３２】入力端子１１，１２に商用交流電源（波
形）を接続すると、ゼロクロス検出手段１０１は、ゼロ
クロス信号４を発生する。
形）を接続すると、ゼロクロス検出手段１０１は、ゼロ
クロス信号４を発生する。
【００３３】ＲＳフリップフロップ１０４は、ゼロクロ
ス信号４がセット端子Ｓに入力されると、出力ＱがＯＮ
してスイッチＳＷ１０１をオンさせる。
ス信号４がセット端子Ｓに入力されると、出力ＱがＯＮ
してスイッチＳＷ１０１をオンさせる。
【００３４】スイッチＳＷ１０１がオンすると、Ｃ１０
１が充電される。Ｃ１０１の電圧は、コンパレータ１０
２Ｂにより、基準電圧１０２Ａと常時比較され、Ｃ１０
１があらかじめ設定された電圧以上になると、ＳＷ−Ｏ
ＦＦ信号５を発生する。ＳＷ−ＯＦＦ信号は、ＯＲ回路
１０３を介して、ＲＳフリップフロップ１０４のリセッ
ト端子Ｒに入力される。
１が充電される。Ｃ１０１の電圧は、コンパレータ１０
２Ｂにより、基準電圧１０２Ａと常時比較され、Ｃ１０
１があらかじめ設定された電圧以上になると、ＳＷ−Ｏ
ＦＦ信号５を発生する。ＳＷ−ＯＦＦ信号は、ＯＲ回路
１０３を介して、ＲＳフリップフロップ１０４のリセッ
ト端子Ｒに入力される。
【００３５】ＲＳフリップフロップ１０４は、リセット
端子Ｒの信号入力により、出力Ｑに接続されたスイッチ
ＳＷ１０１をオフさせる。
端子Ｒの信号入力により、出力Ｑに接続されたスイッチ
ＳＷ１０１をオフさせる。
【００３６】以上のように制御されコンデンサＣ１０１
に発生した電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０５で所定の
電圧に変換して不図示の負荷に供給する。
に発生した電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０５で所定の
電圧に変換して不図示の負荷に供給する。
【００３７】次にモード２について説明する。
【００３８】図３にモード２に於ける各部の波形を示
す。
す。
【００３９】入力端子１１，１２に商用交流電源（波
形）を接続すると、ゼロクロス検出手段１０１は、ゼロ
クロス信号４を発生する。
形）を接続すると、ゼロクロス検出手段１０１は、ゼロ
クロス信号４を発生する。
【００４０】ＲＳフリップフロップ１０４は、ゼロクロ
ス信号４がセット端子Ｓに入力されると、出力ＱがＯＮ
してＳＷ１０１をオンさせる。
ス信号４がセット端子Ｓに入力されると、出力ＱがＯＮ
してＳＷ１０１をオンさせる。
【００４１】ＳＷ１０１がオンすると、Ｃ１０１が充電
される。
される。
【００４２】コンデンサＣ１０１の電圧は、コンパレー
タ１０２Ｂにより、基準電圧１０２Ａ時比較される。し
かし、コンデンサＣ１０１が所定の電圧以上になるまえ
に、位相制御部２００よりトリガー信号６が入力される
ため、トリガー信号が、ＯＲ回路１０３を介して、ＲＳ
フリップフロップ１０４のリセット端子Ｒに入力され、
ＲＳフリップフロップ１０４は、リセット端子Ｒの信号
入力により、出力Ｑに接続されたスイッチＳＷ１０１を
オフさせる。
タ１０２Ｂにより、基準電圧１０２Ａ時比較される。し
かし、コンデンサＣ１０１が所定の電圧以上になるまえ
に、位相制御部２００よりトリガー信号６が入力される
ため、トリガー信号が、ＯＲ回路１０３を介して、ＲＳ
フリップフロップ１０４のリセット端子Ｒに入力され、
ＲＳフリップフロップ１０４は、リセット端子Ｒの信号
入力により、出力Ｑに接続されたスイッチＳＷ１０１を
オフさせる。
【００４３】よって、コンデンサＣ１０１が所定の電圧
に達する前にスイッチＳＷ１０１はオフする。
に達する前にスイッチＳＷ１０１はオフする。
【００４４】以上のように制御されコンデンサＣ１０１
に達した電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０５で所定の電
圧に変換して不図示の負荷に供給する。
に達した電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０５で所定の電
圧に変換して不図示の負荷に供給する。
【００４５】モード２の場合、コンデンサＣ１０１の電
圧はモード１より低くなる。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力最低電圧を、位相制御部２００が最大導通期
間の場合のコンデンサＣ１０１電圧値以下に設定すれば
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力は安定化できる。
圧はモード１より低くなる。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力最低電圧を、位相制御部２００が最大導通期
間の場合のコンデンサＣ１０１電圧値以下に設定すれば
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力は安定化できる。
【００４６】以上のように、直流電源部１００の入力電
流位相を、位相制御部２００の入力電流位相に対して進
みとすることにより、力率をより一層大幅に改善でき
る。
流位相を、位相制御部２００の入力電流位相に対して進
みとすることにより、力率をより一層大幅に改善でき
る。
【００４７】（実施例２）第２の実施例を図４に示す。
【００４８】図４は、第一の実施例（図１）から電圧検
出手段１０２、ＯＲ回路１０３を削除したものである。
出手段１０２、ＯＲ回路１０３を削除したものである。
【００４９】本実施例では、第一の実施例に示したモー
ド１は存在せず、モード２のみの動作となる。
ド１は存在せず、モード２のみの動作となる。
【００５０】よって、出力端子２１，２２に接続される
負荷が軽い場合、コンデンサＣ１０１の電圧は、入力交
流電圧の波高値まで上昇するため、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０５の入力電圧範囲が広く必要となり、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０５の小型化が困難となる。比較的小電力
装置への適用となる。
負荷が軽い場合、コンデンサＣ１０１の電圧は、入力交
流電圧の波高値まで上昇するため、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０５の入力電圧範囲が広く必要となり、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０５の小型化が困難となる。比較的小電力
装置への適用となる。
【００５１】第一の実施例と同様の力率改善が得られ
る。
る。
【００５２】（実施例３）第３の実施例を示す。
【００５３】図５は、第二の実施例（図４）の平滑回路
（Ｄ１０１，Ｌ１０１，Ｃ１０１）を昇圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータに置き換えたものである。
（Ｄ１０１，Ｌ１０１，Ｃ１０１）を昇圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータに置き換えたものである。
【００５４】本実施例では、第二実施の実施例と同様に
モード１は存在せず、モード２のみの動作となる。
モード１は存在せず、モード２のみの動作となる。
【００５５】しかしながら、スイッチＳＷ１０２、チョ
ークコイルＬ１０１、ダイオードＤ１０２による昇圧動
作によって、チョークコイルＬ１０１に入力される電圧
がＣ１０１の端子電圧より低い場合でも、電力をコンデ
ンサＣ１０１に蓄えることが可能となり、スイッチＳＷ
１０１のオン期間中に常時入力電流を流すことが可能と
なる。したがって、第一の実施例より更に入力電流の導
通期間を広くでき、非常に効果的な力率改善が期待でき
る。
ークコイルＬ１０１、ダイオードＤ１０２による昇圧動
作によって、チョークコイルＬ１０１に入力される電圧
がＣ１０１の端子電圧より低い場合でも、電力をコンデ
ンサＣ１０１に蓄えることが可能となり、スイッチＳＷ
１０１のオン期間中に常時入力電流を流すことが可能と
なる。したがって、第一の実施例より更に入力電流の導
通期間を広くでき、非常に効果的な力率改善が期待でき
る。
【００５６】図５に於いて第二の実施例との相違は、チ
ョークコイルＬ１０１の出力を直接コンデンサＣ１０１
に接続せず、ダイオードＤ１０２を介してコンデンサＣ
１０１に接続する。チョークコイルＬ１０１とダイオー
ドの接続点とグランド間にスイッチＳＷ１０２を挿入す
る。スイッチＳＷ１０２は、定電圧手段１０６にてスイ
ッチング制御される。この時、ＳＷ１０２のキャリア周
波数は、商用交流周波数の１０倍以上とする。
ョークコイルＬ１０１の出力を直接コンデンサＣ１０１
に接続せず、ダイオードＤ１０２を介してコンデンサＣ
１０１に接続する。チョークコイルＬ１０１とダイオー
ドの接続点とグランド間にスイッチＳＷ１０２を挿入す
る。スイッチＳＷ１０２は、定電圧手段１０６にてスイ
ッチング制御される。この時、ＳＷ１０２のキャリア周
波数は、商用交流周波数の１０倍以上とする。
【００５７】定電圧手段１０６は、アンプ１０６Ｂに
て、分圧抵抗回路で分圧したコンデンサＣ１０１の端子
電圧と基準電圧１０６Ａとを比較して出力をＰＷＭコン
パレータ１０６Ｃに入力する。
て、分圧抵抗回路で分圧したコンデンサＣ１０１の端子
電圧と基準電圧１０６Ａとを比較して出力をＰＷＭコン
パレータ１０６Ｃに入力する。
【００５８】ＰＷＭコンパレータ１０６Ｃは、キャリア
の三角波とアンプ１０６Ｂからの入力を比較してＰＷＭ
出力にてスイッチＳＷ１０２をスイッチング制御する。
の三角波とアンプ１０６Ｂからの入力を比較してＰＷＭ
出力にてスイッチＳＷ１０２をスイッチング制御する。
【００５９】ＳＷ１０２は、ＳＷ１０１と同様に水銀リ
レー等の機械式接点やＦＥＴ，トランジスタ等の自己消
己型スイッチング素子を用いる。
レー等の機械式接点やＦＥＴ，トランジスタ等の自己消
己型スイッチング素子を用いる。
【００６０】本実施例では、第一の実施例より更に直流
電源部の入力電流導通期間が広くなるため、第一の実施
例と同様またはそれ以上の力率改善が得られる。
電源部の入力電流導通期間が広くなるため、第一の実施
例と同様またはそれ以上の力率改善が得られる。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
位相制御回路により電力制御を行なう位相制御部と整流
回路により直流電力を得る直流電源部を有する電源装置
において、力率を大幅に改善することができ、入力電流
が低減する。このため例えば、複写機用の電源装置にお
いては、画像品質に多大な影響を与えるランプレギュレ
ータ等の既存の位相制御回路に殆ど変更を加えることな
く大幅に力率を改善できる。
位相制御回路により電力制御を行なう位相制御部と整流
回路により直流電力を得る直流電源部を有する電源装置
において、力率を大幅に改善することができ、入力電流
が低減する。このため例えば、複写機用の電源装置にお
いては、画像品質に多大な影響を与えるランプレギュレ
ータ等の既存の位相制御回路に殆ど変更を加えることな
く大幅に力率を改善できる。
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】動作波形を示す図である。
【図３】他の動作波形を示す図である。
【図４】他の実施例を示す回路図である。
【図５】さらに他の実施例を示す図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
１１，１２ 入力端子 ２１，２２ 出力端子 １００ 直流電源部 １０１ ゼロクロス検出手段 １０２ 電圧検出手段 １０３ ＯＲ回路 １０４ ＲＳフリップフロップ １０５ ＤＣ−ＤＣコンバータ １０６ 定電圧手段 ２００ 位相制御部 ２０１ 電圧検出手段 ２０２ トリガー信号作成手段 Ｃ１０１ コンデンサ Ｄ１０１ ダイオード Ｄ１０２ ダイオード ＤＭ１０１ 整流器スタック ＨＬ１０１ ハロゲンランプ Ｌ１０１ チョークコイル Ｑ２０１ トライアック ＳＷ１０１ スイッチ ＳＷ１０２ スイッチ Ｔ２０１ 検出トランス Ｔ２０２ ドライブトランス
Claims (3)
- 【請求項１】 交流入力を整流して直流出力を得る直流
電源部と、位相制御により前記直流電源部の電力制御を
行なう位相制御部と、前記直流電源部の入力導通期間を
前記位相制御部の非導通期間に限定するよう制御する直
列スイッチ回路とを有することを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記直列スイッチ回
路のオン制御は交流入力電圧のゼロクロス検出信号、オ
フ制御は、前記位相制御部の位相制御素子のトリガー信
号に同期した信号に各々基づいて行うことを特徴とする
電源装置。 - 【請求項３】 請求項１において、前記直列スイッチ回
路のオン制御は交流入力電圧のゼロクロス検出信号、オ
フ制御は、位相制御部の位相制御素子のトリガー信号に
同期した信号と、前記整流用の平滑コンデンサ電圧を基
準電圧と比較して得られる信号との論理和出力信号に各
々基づいて行うことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240042A JPH08107676A (ja) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240042A JPH08107676A (ja) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107676A true JPH08107676A (ja) | 1996-04-23 |
Family
ID=17053613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6240042A Pending JPH08107676A (ja) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08107676A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008299078A (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-11 | Konica Minolta Business Technologies Inc | 画像形成装置 |
| US11211875B2 (en) | 2017-09-08 | 2021-12-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter, compressor, air-sending device, and air-conditioning apparatus |
-
1994
- 1994-10-04 JP JP6240042A patent/JPH08107676A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008299078A (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-11 | Konica Minolta Business Technologies Inc | 画像形成装置 |
| US11211875B2 (en) | 2017-09-08 | 2021-12-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter, compressor, air-sending device, and air-conditioning apparatus |
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