JPH0799952B2

JPH0799952B2 - 移動体の速度制御装置

Info

Publication number: JPH0799952B2
Application number: JP1066732A
Authority: JP
Inventors: 文男田島; 博片山; 邦夫宮下; 茂樹森永; 誠一成島
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-03-18
Filing date: 1989-03-18
Publication date: 1995-10-25
Anticipated expiration: 2010-10-25
Also published as: JPH02246786A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、移動体の速度制御装置に関し、特に、運転時
に速度変動してはならない制御機器、例えばVTR用モー
タに適用して好適な速度制御装置に関する。

〔従来の技術〕

VTR（ビデオテープレコーダ）用の駆動モータの速度
は、一定であることが望まれる。速度変動（回転むら，
速度リツプル，トルクリツプル）があると、画像が乱
れ、VTRとしての信頼性，品位が著しく損なわれてしま
う。

従来、この種装置は、直流モータを主として使用してい
たが、近年では、速度を自由に、しかも簡単に変えるこ
とのできるブラシレスモータを採用する例が増加してい
る。

ブラシレスモータは、機械的なブラシがないので、ブラ
シやコンミテータの摩耗、あるいは摩耗粉による種々の
問題点が除去される反面、120度通電方式のブラシレス
モータにおいては、通電コイルの磁束鎖交数が回転子の
位置によつて異なり、これに起因してトルクリツプルが
発生し、運転時の回転むら（速度変動）となる。

いま、駆動相のコイルの磁束鎖交数をＫ（θ）（θは移動体の位置）とすると、発生トルクは、Ｋ（θ）Ｉ（Ｉはコイルに流す電流）となり、電流が一定の場合、磁束鎖交数と同じく、Ｋ
（θ）に比例してトルクリツプルを発生する。

一方、回転体の回転位置に応じて電流を1/Kθにする例
が特開昭55−79694号公報に開示されている。

この方法は、あらかじめ回転体の回転位置に対応した1/
K（θ）の情報をROM（Read Only Memory）に記憶させて
おき、回転位置に対応したROMから1/K（θ）の情報を得
て、電流指令を1/K（θ）・Ｉτに補正することによ
り、一定のトルクを得るというものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、前掲特開昭55−79694号公報に記載の発
明において、磁束鎖交数の変化Ｋ（θ）は、永久磁石の
着磁状態，コイルの配置や巻装状態のバラツキによつて
変化するため、補正信号1/K（θ）を個々のモータにお
いて正確に検知するのが困難である。

また、コアを有するブラシレスモータでは、コギングト
ルクによつても大きな回転むらが発生するが、このコギ
ングトルクの大きさや位相が着磁のバラツキ，組立誤差
により大きく変動するので、ROMの固定データにもとづ
いてトルクリツプル，速度変動を完全に補正することは
不可能である。

コギングトルク，トルクリツプルがあらかじめ判らない
場合は、回転子の位置に対応して独立の速度制御用の積
分項を設け、回転子の位置に応じてこれらの積分項を順
次切り換えてゆく学習制御の手法により、トルクリツプ
ルを押えることは可能である。

しかし、この手法によれば、周波数発電機FG（Frequenc
y Generator）のパルス数に応じたランダムアクセスメ
モリRAM（Random Access Memory）が必要であり、複雑
かつ高価になるという問題点を有している。

本発明の目的は、制御対象物が変わった場合であっても
簡単にトルクリップル，速度変動を減じることができ、
運転時に速度変動してはならない制御機器、例えばVTR
用モータ等高定速性が要求される制御機器に用いて好適
であり、また既述のごとく、コギングトルク、トルクリ
ップルがあらかじめ判らない場合に回転子の位置に応じ
てこれらの積分項を順次切り換えてゆく学習制御により
トルクリップルを押さえる手法のように、周波数発電機
FGのパルス数に応じたRAMを必要とせず、必要なRAMを最
小限に押さえ、加えて補正信号の計算が容易な移動体の
速度制御装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的は、移動体と、移動体を運転制御する制御手段
と、移動体に対し指令速度に応じた電流あるいは電圧を
付与するドライバと、移動体の移動速度を検出する速度
検出要素とを備えるものにおいて、前記制御手段は、速
度検出要素から得られた速度変動モードに内在する調波
成分検出手段を含み、検出された調波成分毎に比例・積
分制御（PI制御）し、かつ制御系のゲインを前記と同一
の調波成分で可変ならしめる構成を有し、速度検出回路
から得られたＬ個の速度情報より任意調波の２個の回転
ムラの正弦項係数回転ムラの余弦項係数を算出し、これらの係数を指令正弦項係数，指令余弦項
係数を０として比例，積分制御し、補正正弦項係数C_i，
補正余弦項係数D_iを算出し、両者に角度に対する正弦値
と余弦値とをそれぞれ乗算した後、加算してゲイン可変
項とすることによって達成される。

〔作用〕

以上の構成において、調波成分検出手段は実際の速度変
動モードに内在する調波（周波数）成分を検出できるの
で、これによって検出された調波成分を除去あるいは減
じるよう、電子的手段（マイクロコンピュータ）によっ
てドライバに付与する電流あるいは電圧指令を調整する
ように作用する。

具体的には、速度検出回路から得られたＬ個の速度情報
より任意調波の２個の回転ムラの正弦項係数A_N1を余弦項係数B_N1をで算出する。

続いて前記係数を指令正弦項係数，指令余弦項係数を０
として比例，積分制御し、補正正弦項係数C_i，補正余弦
項係数D_iを算出し、両者に角度に対する正弦値と余弦値
とをそれぞれ乗算した後、加算して補正信号を得る。

〔実施例〕

以下、本発明を図示実施例について説明する。

第１図は移動体をブラシレスモータとした速度制御装置
である。

Ｍは移動体になるモータで、１回転内で周期的にトルク
変動，速度変動する。このモータＭは、回転形，直進形
いずれでもよい。また、モータは、負荷と結合され、負
荷との結合において速度変動するものも移動体と称す
る。PSはモータＭの特に回転子の位置を検出する磁極位
置検出器で、これは、モータＭの相電流を切り換えるの
に用いられる。モータの内部構成については図示してい
ないが、ブラシレスモータは、回転子の位置を電子的に
検出し、回転子の位置に応じて選択された２つの相巻線
に電流を流すように通常構成されている。ＥはモータＭ
の回転軸に取り付けたエンコーダ等からなる速度検出器
である。速度検出器は、エンコーダの外に、周波数発電
機，タコジエネレータ，パルスジエネレータ等が採用さ
れ得る。

INVはモータを駆動するドライバであるインバータで、
通常６個のスイツチング素子で正，負それぞれ３個のア
ームを構成し、選択された２つの相巻線に電流を流し、
またその大きさを変えられるものである。ACRは自動電
流調整回路（Automatic Current Regulator）で、電流
トランスCTからの電流検出値を得る。

MCはマイクロコンピユータで、後述する機能を有する。
COUNTは速度検出回路で、実際は、カウンタから構成さ
れており、一定のサンプリング時間で検出されたパルス
数あるいはパルス間隔を検出する。速度制御手段Ｃは、
前記マイクロコンピユータMC,自動電流調整回路ACR,ド
ライバ（インバータ）INV,速度検出回路COUNTで主要部
が構成される。

そして、速度検出回路COUNTで得られた速度をマイクロ
コンピユータMCに伝え、磁極位置検出器PSからの信号を
同じくマイクロコンピユータMCとドライバINVとに伝
え、マイクロコンピユータMCは、前記信号を処理してド
ライバのスイツチング素子のオン，オフ制御と、電流値
の大きさを調整するように機能する。

マイクロコンピユータMCは、第２図に示した内部機能を
有する。すなわち、演算部ALU,カウンタCNT,D/Aコンバ
ータDAおよび記憶部MRYを具備している。カウンタCNT
は、エンコーダＥからのパルス信号の周期を計り、これ
の逆数として速度検出をする。演算部ALUでは、カウン
タからの信号を受け、記憶部MRYのROMに記憶させている
指令速度と比較し、速度誤差を算出する。次いで、前記
のようにして算出された速度誤差にもとづき補正信号を
作成する。そして、この補正信号を随時記憶部MRYのRAM
に記憶し、新規なデータに順次更新する。さらに、演算
部ALUでは、前記のようにして検出された実際のモータ
Ｍの速度モードに内在している調波成分を検出する要素
を有している。また、この調波成分の検出は、基本波成
分と特にトリクリツプルを生じさせる例えば第３次ある
いは第５次調波成分等を対象にしておこなうものであ
る。なお、前記カウンタCNTは、外付けのものを示して
いるが、マイクロコンピユータMC内蔵のものでもよい。

第３図は速度制御装置の具体化されたブロツク図であ
る。第３図において、速度信号は、速度検出器（エンコ
ーダ）Ｅのパルス間隔に入る基準発振器（マイクロコン
ピユータに内在するクロツクまたはカウンタ）のパルス
数を数え、これの逆値をとることによつて検出され、こ
のようにして得られた速度信号n_fは、マイクロコンピユ
ータに取り込まれる。マイクロコンピユータ内では、ソ
フト的な処理手法によつて、速度指令n_sと速度信号n_fと
の差から速度偏差信号n_eを算出し、比例（Ｐ制御）もし
くは比例・積分制御（PI制御）処理後に、新たな電流指
令I_sを出力する。電流制御系は、ハードで構成され、速
度指令n_sにもとづいて与えられた電流指令I_sと電流トラ
ンスCTから得られた電流検出値I_fとから電流誤差I_eを算
出し、自動電流調整装置ACRを介してモータＭに電流を
付与するよう構成されている。なお、第３図では、イン
バータが省略されている。

これらの全体的な構成は、従来知られているものである
が、本発明は、第３図破線枠で示した調波成分検出手段
10を有する。つまり、速度信号n_fあるいは速度偏差信号
n_eに内在する任意の調波（周波数）成分を算出し、これ
に比例制御（Ｐ制御）、もしくは比例・積分制御（PI制
御）によつて補正信号を作成し、これによつて電流指令
I_sを変化させるものである（つまり、制御系のゲインを
速度信号に内在する調波によつて変えるものである）。
10A,10B,10nは、それぞれ第n₁次成分検出手段，第n₂次
成分検出手段、第n_k次成分検出手段である。そして、そ
れぞれの検出手段にPI制御要素が接続され、その出力信
号である補正信号を１つにまとめてさらに基準の１を加
え、電流指令I_sに乗算する。また、検出すべき任意の調
波成分および数は、個々の対象モータに対し、自由に変
えることが可能である。

第４図にモータＭの１回転当りにおける速度変動状況を
示す。１回転当りのエンコーダＥが発生するパルス数は
N_kであり、速度検出のための演算は１パルス間隔におい
て１回おこなうものである。速度n_fは、エンコーダＥの
それぞれのパルス間隔に入るマイクロコンピユータ内蔵
の基準発振器のパルス数の逆数で求めることができる。
実際は、速度検出のカウンタで計測し、速度信号n_fは、
第４図に表わされる。

一般に、速度n_f（θ）は、次式にしたがつてそれぞれの
周波数成分に展開することができる。

ただし、n_o…直流分，a_n…正弦の係数，b_n…余弦の係
数。

そして、任意の周波数成分に対するn_o，a_n，b_nの絶対値
は次式で表わされる。

１回転当りn_k個のパルスを発生するエンコーダＥを用い
た第４図の例において、１回転にn₁PPR（Pulse Per Rev
olution）の速度変動分は、次式で求められる。

ただし、N_k…１回転当りのパルス数,nfn……ｎ番目パル
スとｎ−１番目のパルス間の速度。

さらに、n₁ PPRの速度変動Ｎは、次式で求められる。

第４図には、１回転分について示してあるが、次の回転
についても同様の変動モードを示し、これを繰り返す。

計算の起点は、回転子の基準位置である。基準位置は、
エンコーダＥによつて与えられる基準信号、またはブラ
シレスモータの場合は、ホール素子によつて与えられる
回転子の磁極位置検出信号を利用して検知するようにし
ている。なお、直流機でエンコーダ等を用いないものに
あつては、基準位置を別に設け、任意の位置を設定する
ように構成してもよい。

第５図は、第３図において１つの変動成分に着目した例
を示す。

すなわち、第５図は正弦項，余弦項の２つに分け、それ
ぞれ（５），（６）式より正弦項係数と余弦項係数とを
算出し、これらの係数を指令正弦項係数と余弦項係数と
を０として、比例・積分制御して補正正弦項係数C_i，補
正余弦項係数D_iを算出し、さらに被駆動部の位置に応じ
た正弦値，余弦値を乗じて、補正信号を作り出す方式で
ある。

つまり、速度検出回路から得られたＬ個の速度情報より
任意調波の回転ムラの正弦項係数A_N1を余弦項係数B_N1をで算出し、これらの係数を指令正弦項係数，指令余弦項
係数を０として比例・積分制御し、補正正弦項係数C_i，
補正余弦項係数D_iを次式で算出する。積分制御の例で示
す。

C_i（ｎ）＝C_i(n-1)＋Ｋ・A_N1 ……（10） D_i（ｎ）＝D_i(n-1)＋Ｋ・B_N1 ……（11）ここで、（ｎ）は今回の計算値を、（ｎ−１）は前回の
計算値を示す。

さらに、両者に角度に対する正弦値と余弦値とをそれぞ
れ乗算した後、加算して補正信号C_Nを得る。

となる。

つまり、正弦項と余弦項とに分けて計算することによつ
て計算が容易となる。

前述の手法においては、正弦波あるいは余弦波情報を必
要とするが、これは、ROMにあらかじめ格納しておくこ
とで対処できる。また、後述のように、ブラシレスモー
タの各相に流す電流を正弦波状に与えるドライブ方式を
取り入れているものにおいては、ROM内に既に正弦波お
よび余弦波情報を有しているので、これをそのまま利用
可能である。

次に、第４図および第６図にもとづいてトルクリツプル
を押さえ、速度リツプルを除去する手法について説明す
る。この図はトルクリツプルが２つの周波数成分である
場合を示しているが、多数の周波数（調波）成分がある
場合でも同様の手法でリツプルを除去することができ
る。多くの場合、速度リツプル，トルクリツプルには、
複数の周波数（調波）成分を含んでいるので、それらの
周波数成分に対し、別個に対処することになる。

速度リツプル（速度変動）は、前記エンコーダＥから得
られた信号を式（５）ないし（７）にしたがつて処理す
ることにより、第６図（ａ）に示す波形として検出でき
る。この速度リツプルの零クロス点は、計算開始位置で
ある基準位置HPより通常θｎだけ遅れて発生する。実際
は、この零クロス点から１回転分の検出動作を始めるも
のである。この速度リツプルを発生させる原因であるト
ルクリツプルは、第６図（ｂ）のように、速度リツプル
に対し逆相で、θ_n1だけ進んだ波形である。これは、ト
ルクリツプルがあつても、モータの慣性等の影響で速度
リツプルとして直ちに現われないことから理解される。
このトルクリツプルと逆相の第６図（ｃ）に示す補正信
号をトルク指令あるいは電流指令に乗算することにより
トルクリツプルを除去でき、速度リツプル（変動）を押
さえることができるものである。前記θ_n1は、サーボ系
のゲイン，モータのイナーシヤ，トルクリツプルの周波
数等によつて異なるが、低周波数成分の場合は、無視で
きる程度である。したがつて、一般には、前記系のゲイ
ン等を考慮して、θ_n1を計算し与えるのが好ましいが、
θ_n1が非常に小さい場合は、単に速度リツプルと逆相の
補正信号を与えても、相当の効果を期待することができ
るし、あるいは低速・低周波数の場合は、満足すべき効
果を達成することができる。

一般に、モータのトルクリツプルは、負荷に比例する。
前記の方式によれば、モータの負荷が変化しても、トル
クリツプルの補正量は、自動的に増加するため、負荷の
変化に対する応答性がよい。

第４図に本発明の速度リツプル低減の具体的手法を示
す。（ａ）はモータの実際の速度変動モードを示してい
る。（ｂ）はそれぞれのパルス間で１回の速度検出をお
こなうことを示している。

（ｃ）はそれぞれのパルス間隔毎に求められた速度信号
（電流信号）でデジタル的に段階状になる。（ｄ）は
（ｃ）の速度信号から求められた速度信号の基本波成分
（一次成分）である。（ｅ）は同じく（ｃ）から求めら
れた速度信号の第ｎ次成分である。これらの（ｄ）およ
び（ｅ）の調波成分は、周波数分析器により簡単に求め
ることができる。（ｆ）および（ｇ）は補正信号の変化
分によつてつくられるトルクを示す。速度リツプルを生
ぜしめるモータのトルクリツプルは、前記のトルクと相
殺して速度リツプルを消滅あるいは減じることができ
る。第７図にこれらの速度制御系をデジタル方式で構成
する一例を示す。一定速度で回転させねばならないVTR
用モータ等において、速度制御をおこなう間隔は、エン
コーダあるいは周波数発電機FGから得られるパルス周期
あるいはその数倍の間隔でおこなうのが一般的である。
前記第４図の例は、パルス周期と速度制御の周期とを等
しくした場合を示すもので、N_k回目の速度制御のための
計算に際しては、N_k-1回目のエンコーダあるいは周波数
発電機の信号周期の情報をデータとして使用する。一
方、補正制御のサンプリング周期は、速度制御の周期よ
り長くするのがよい。これは、速度制御のサンプリング
N₁ないしN_k個の速度情報にもとづき、それぞれの速度制
御の領域内で前記式（５）ないし（７）にしたがつて速
度リツプル（変動）の位相と絶対値とを算出し、N_kの後
に新たな補正信号を生成するものである。つまり、N₁な
いし、N_kの間は、同一の位相と絶対値として補正信号を
作成するのが簡便である。特に、この手法によれば、N₁
ないしN_kの独立した速度情報を独立して個々のRAM領域
に格納する必要がないので、低周波数成分の場合におい
ては、RAM容量を大幅に低減できる。一方、内在する周
波数成分が多い場合、前記補正制御の周期は、それぞれ
の周波数成分毎に変えた方がよい。特に、高い周波数成
分に対しては、その周波数成分に補正制御の周期を好ま
しい周期にすることにより、応答性が著しく向上するの
で積極的に変えるべきである。

第８図は前記したプロセスをマイクロコンピユータによ
つて実行するためのフローチヤートを示している。図面
を参照し説明すると、ステツプおよびで速度指令n_s
および速度n_fを取り込み、ステツプで前記取り込まれ
た速度指令n_sと実際の速度n_fとから速度誤差n_eを計算
（n_e＝n_s−n_f）し、さらにステツプで速度リツプル
（変動）の周波数成分の係数計算を式（５），（６）に
したがつておこない、A_N1（ｎ），B_N1（ｎ）を求める。
ステツプでは、１回転まで計算したがどうか判定し、
１回転までの計算が終了した場合、式（５），（６）の
N_k，n₁の除去をおこない、ステツプで補正正弦項係数
C_i（ｎ），補正余弦項係数D_i（ｎ）を算出する。そし
て、記憶要素（RAM）に記録し、登録する。ステツプ
では、補正信号の計算をおこない、さらにステツプで
は、補正信号と速度制御のPI制御の出力との乗算によつ
て電流指令I_sを出力する。

以上、本発明の一実施例について述べたが、例えば自動
電圧調整装置ACRを備えない速度制御装置の場合には、
電流出力の代りに電圧出力を与えても、本発明の目的は
達せられる。また、トルクが回転に同期していない場合
でも、本発明の範囲で容易に達成できる。

〔発明の効果〕

以上本発明によれば、制御対象物が変わった場合であっ
ても簡単にトルクリップル，速度変動を減じることがで
き、運転時に速度変動してはならない制御機器、例えば
VTR用モータ等高定速性が要求される制御機器に用いて
好適であり、また先に述べたごとく、コギングトルク、
トルクリップルがあらかじめ判らない場合に回転子の位
置に応じてこれらの積分項を順次切り換えてゆく学習制
御によりトルクリップルを押さえる手法のように、周波
数発電機FGのパルス数に応じたRAMを必要とせず、必要
なRAMを最小限に押さえ、加えて制御機器運転時の回転
ムラを正弦項と余弦項とに分けて計算することにより補
正信号の計算が容易な移動体の速度制御装置を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の一実施例を示すもので、第１図は基本ブ
ロツク図、第２図はマイクロコンピユータの内部構成
図、第３図は調波成分検出手段を含む回路構成図、第４
図はエンコーダ信号と速度信号との関係を示す図、第５
図は１つの調波成分検出手段の例を示す図、第６図は速
度リツプルを相殺する手法説明のための波形図、第７図
は周波数発電機からの信号をサンプリングする図、第８
図は速度変動を低減するためのマイクロコンピユータの
処理フローを示す図である。Ｍ……電動機、PS……ポジシヨンセンサ、Ｅ……エンコ
ーダ、COUNT……速度検出回路、MC……マイクロコンピ
ユータ、ACR……自動電流調整回路、Ｃ……制御装置、I
NV……ドライバ、IS……電流指令。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者森永茂樹茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者成島誠一茨城県勝田市大字稲田1410番地株式会社日立製作所東海工場内 (56)参考文献特開昭59−165983（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】移動体と、移動体を運転制御する制御手段
と、移動体に対し指令速度に応じた電流あるいは電圧を
付与するドライバと、移動体の移動速度を検出する速度
検出要素とを備えるものにおいて、前記制御手段は、速
度検出要素から得られた速度変動モードに内在する調波
成分検出手段を含み、検出された調波成分毎に比例・積
分制御（PI制御）し、かつ制御系のゲインを前記と同一
の調波成分で可変ならしめる構成を有し、速度検出回路
から得られたＬ個の速度情報より任意調波の２個の回転
ムラの正弦項係数A_N1＝回転ムラの余弦項係数B_N1＝を算出し、これらの係数を指令正弦項係数，指令余弦項係数を０として比例，積分制御
し、補正正弦項係数C_i，補正余弦項係数D_iを算出し、両
者に角度に対する正弦値と余弦値とをそれぞれ乗算した
後、加算してゲイン可変項としたことを特徴とする移動
体の速度制御装置。