JPH0787596A

JPH0787596A - 音場処理装置及び音場再生装置

Info

Publication number: JPH0787596A
Application number: JP5224580A
Authority: JP
Inventors: Joji Kasai; 讓治笠井
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 1993-09-09
Filing date: 1993-09-09
Publication date: 1995-03-31

Abstract

(57)【要約】【目的】音源に応じて広がり感のある又は自然な音場
を創り出すことのできる音場処理装置又は音場再生装置
の提供を目的とする。【構成】入力端子ＬＩ３への入力信号は、出力端子Ｌ
Ｏ３への出力信号と減算回路ＳＵ３への入力信号に分岐
する。減算回路ＳＵ３への入力信号から、入力端子ＲＩ
３に入力、分岐して減算回路ＳＵ３に入力された信号を
減じる。減じた信号は伝達回路Ｔ３に入力され、位相差
あるいは到達時間差により音源の位置を認識することが
可能な周波数成分のみが取り出され、音の再生時に人間
が認識する位相遅れ分の位相遅延が行なわれる。位相遅
延後の信号は、係数乗算器Ｋ４で位相が反転された後、
加算回路ＡＤ４により入力端子ＲＯ３に入力された信号
と混合され出力端子ＲＯ３に出力される。出力端子ＬＯ
３には入力端子ＬＩ３に入力された信号が出力されてい
る。出力端子ＬＯ３には入力された信号、出力端子ＲＯ
３には逆位相で遅延された信号が出力されているので、
音源を接続して再生すると、位相遅延が認識出来なくな
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は音場処理装置及び音場再
生装置に関し、特に音源の位置認識の適正化に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、人間は音を聞くと、どの方向に
音源があるかを感覚的に認識する。この場合の音源の位
置についての認識は主観的なものであり、個人によって
若干異なる。このような、人間の音源の位置認識は、左
右の耳における音のエネルギー差（音の大小の差）や音
の位相差（音の耳への到達時間の差）を感じる取ること
による。

【０００３】以下に、従来の音場再生装置において左右
の耳における音の位相差に基づき、人間が音源の位置を
認識するメカニズムの概要を説明する。ここでは、図１
３に示すように、音源として左スピーカー５６及び右ス
ピーカー５５を配置した音場再生装置を用いる。なお、
左スピーカー５６のみから音を発し、中央に位置する人
間が音源の位置を認識する場合を考える。

【０００４】通常、人間の左耳と右耳の間には間隔ＤＦ
（約２２〜２３Ｃｍ程度）が開いている。左スピーカー
５６から発せられた音は、まず人間の左側の耳４６に到
達し、少し遅れて右側の耳４５に到達する（いわゆる反
対耳クロストークを起こす）。人間は、左側の耳４６と
右側の耳４５間に生じる音の到達時間の差を感知し、こ
の到達時間の差に基づき音を発した音源（左スピーカー
５６）は左側に位置することを認識する。

【０００５】さらに、人間が音源の位置を認識するメカ
ニズムの詳細を説明する。上記で説明した左側の耳４６
と右側の耳４５間に生じる音の到達時間の差（いわゆる
位相遅れ量）を計算によって算出する。ここで、距離差
ｄ（図１３参照）は一般に次式で表わされる。

【０００６】

【数１】

【０００７】また、音の周波数を仮にｆ［Ｈｚ］、音の
速度が３４０ｍ／ｓｅｃとすると、音の波長は３４０／
ｆ（ｍ）と算出される。これより、距離差ｄに対する位
相遅れ量φ（ｄｅｇ）は次式で求められる。但し、３６
０（ｄｅｇ）を用いる。

【０００８】

【数２】

【０００９】式（２）より、位相遅れ量φ（ｄｅｇ）は
以下の通りである。

【００１０】

【数３】

【００１１】式（３）に式（１）を代入すると次式のよ
うになる。

【００１２】

【数４】

【００１３】さらに、式（４）に具体的な数値を代入す
ることで、位相遅れ量φ（ｄｅｇ）を算出することがで
きる。

【００１４】上記の式を用いることで左側の耳４６と右
側の耳４５の間に生じる音の到達時間の差（位相遅れ
量）を容易に算出することができる。このように、位相
遅れ量については、計算によっても算出することが可能
である。

【００１５】また、上記では、左スピーカー５６から発
せられた音について説明したが、右スピーカー５５から
音が発せられた場合についても上記と同様に音源の位置
を認識することができる。

【００１６】ところで、算出される位相遅れ量は、スピ
ーカー等の音源から発せられる音の周波数が一定範囲内
の場合に限定される。例えば、図１３の左スピーカー５
６から低い周波数（周波数１００Ｈｚ）の音が再生され
た場合について説明する。音の速度は３４０ｍ／ｓｅｃ
であるから、この音の波長は、３４０／ｆ（ｍ）という
式から３．４ｍと算出される。ここで、左側の耳４６と
右側の耳４５の間隔ＤＦ約２２〜２３Ｃｍ程度である。
このような間隔ＤＦでは３．４ｍの波長の位相遅れを認
識することができない。

【００１７】一方、高い周波数（数キロＨｚ以上）の場
合は、３４０／ｆ（ｍ）から算出される波長が短すぎて
音の位相遅れを認識しようとする間に次の音が耳に達し
てしまう。つまり、人間は数百Ｈｚから約１．５ＫＨｚ
程度の帯域において確実に音源を認識することできる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
音場処理装置及び音場再生装置には以下の問題があっ
た。

【００１９】人間の認識する音源の位置は実際に音源の
おかれた位置によって決定され、これを電気的に変更す
ることができなかった。また、音場処理装置にヘッドフ
ォンを接続して音場再生装置として用いた場合には、音
源としてのヘッドフォンによる音像は通常、耳の真横に
あると認識される。したがって、ヘッドフォンを用いて
音を聞く限り、常に音像は真横にあると認識され、不自
然である。

【００２０】そこで、本発明は音源に応じて広がり感
のある又は自然な音場を創り出すことのできる音場処理
装置又は音場再生装置の提供を目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】請求項１の音場処理手段
は、第一チャネルの第一信号が入力される第一入力端
子、第二チャネルの第二信号が入力される第二入力端
子、第一入力端子及び第二入力端子から第一信号及び第
二信号を受け、第一信号から第二信号を減じる演算を行
なう信号演算手段、信号演算手段からの信号を受けて、
以下の周波数特性に近似する周波数特性を有する位相遅
れを生じさせる位相遅れ手段、位相遅れ手段の出力を増
幅し、同相にして出力する第一増幅手段、位相遅れ手段
の出力を増幅し、反転させて出力する第二増幅手段、第
一入力端子からの第一信号と第一増幅手段からの信号を
混合し、第一出力端子に出力する第一混合手段、第二入
力端子からの第二信号と第二増幅手段からの信号を混合
し、第二出力端子に出力する第二混合手段、を備えたこ
とを特徴とする音場処理装置、ここで、位相遅れφは以
下の式で表わされる、 φ＝（３６０／３４０）ｆ・ＤＦｓｉｎθ ただし、ｆは周波数［Ｈｚ］、ＤＦは人間の両方の耳の
間隔［ｍ］、θは人間の前方正面方向に対する音源方向
の角度であることを特徴としている。

【００２２】請求項２の音場処理装置は、請求項１の音
場処理装置において、位相遅れ手段よりも前段階に位相
差あるいは到達時間差によって音源の位置を認識するこ
とが可能な周波数成分のみを通過させるバンドパスフィ
ルターを設けたことを特徴としている。

【００２３】請求項３の音場処理装置は、請求項２に係
る音場処理装置において、前記バンドパスフィルターの
通過可能周波数を約１００Ｈｚ以上から約５０，０００
Ｈｚ程度としたことを特徴としている。

【００２４】請求項４の音場再生装置は、請求項１、請
求項２及び請求項３に係る音場処理装置において、第一
出力端子及び第二出力端子に対し音源としてスピーカー
を接続したことを特徴としている。

【００２５】請求項５の音場再生装置は、請求項１、請
求項２及び請求項３に係る音場処理装置において、第一
出力端子及び第二出力端子にヘッドフォンを接続したこ
とを特徴としている。

【００２６】請求項６の音場再生装置は、請求項４及び
請求項５に係る音場処理装置において、第一増幅手段及
び第二増幅手段による出力を同相又は反転のいずれかに
切り換え可能としたことを特徴としている。

【００２７】

【作用】請求項１に係る音場処理装置は、複数の音源を
接続して音を再生する際、一方の音源から発せられた音
が一方の耳に達した後に若干遅れて他方の耳に達する際
に、他方の耳に達しようとする音と同じ音で逆位相の音
を位相遅れ手段を用いて創り他方の音源から他方の耳に
対して発する。したがって、一方の音源から発せられた
音が他方の耳に到達する際に生じる反対耳クロストーク
が、逆位相の信号により大幅に減少され、実際の音源か
らの音よりも拡がりのある音場を認識させることができ
る。つまり、広がり感のある音場を提供することが可能
となる。

【００２８】請求項２及び請求項３に係る音場処理装置
においては、請求項１の音場処理装置において位相遅れ
手段よりも前段階に位相差あるいは到達時間差によって
音源の位置を認識することが可能な周波数成分のみを通
過させるバンドパスフィルターを設け、バンドパスフィ
ルターの通過可能周波数を約１００Ｈｚ以上から約５
０，０００Ｈｚ程度としている。したがって、音源の位
置を認識することが可能な周波数成分のみについて位相
の遅れを生じさせることができる。

【００２９】請求項４の音場再生装置は、請求項１、請
求項２及び請求項３に係る音場処理装置において第一出
力端子及び第二出力端子に対し音源としてスピーカーを
接続している。したがって、スピーカーを音源として実
現することができる。

【００３０】請求項５の音場再生装置は、請求項１、請
求項２及び請求項３に係る音場処理装置において、第一
出力端子及び第二出力端子にヘッドフォンを接続してい
る。したがって、ヘッドフォンを音源として実現するこ
とができる。

【００３１】請求項６の音場再生装置は、請求項４及び
請求項５に係る音場処理装置において、第一増幅手段及
び第二増幅手段による出力を同相又は反転のいずれかに
切り換え可能としている。したがって、スピーカー又は
ヘッドフォンから発せられる音の位相を任意に同相又は
逆相に切り換えることができる。

【００３２】

【実施例】図１に、本発明に係る音場処理装置の動作概
要を説明するため、音場処理装置５００を掲げる。ま
ず、この音場処理装置５００に基づき、音場処理装置の
動作概要を説明する。

【００３３】音場処理装置５００は、第一入力端子であ
る入力端子ＬＩ２、第二入力端子としてのＲＩ２、位相
遅れ手段でありバンドパスフィルター部及び位相遅れ回
路から構成されている伝達回路Ｔ１、Ｔ２、第一増幅手
段及び第二増幅手段である係数乗算器Ｋ１、Ｋ２、第一
混合手段である加算回路ＡＤ１及び第二混合手段として
の加算回路ＡＤ２及び第一出力端子である出力端子ＬＯ
２、出力端子ＲＯ２から構成されている。

【００３４】次に、音場処理装置５００の入力端子ＬＩ
２及び入力端子ＲＩ２各々に信号が入力されたと仮定し
て以後の処理について説明する。図２Ａに入力端子ＲＩ
２に入力される信号ＲＳ２の成分を示し、図２Ｂに入力
端子ＬＩ２に入力される信号ＬＳ２の成分を示す。入
力端子ＲＩ２及び入力端子ＬＩ２に入力された信号ＲＳ
２及び信号ＬＳ２は、そのまま各々の側の出力端子に出
力される信号ＲＳ２と、伝達回路Ｔ１、Ｔ２のバンドパ
スフィルター部に入力する信号ＲＳ３及び信号ＬＳ３と
に分岐する。なお、説明の便宜上、入力端子ＲＩ２に入
力された信号ＲＳ２に注目して説明する。

【００３５】伝達回路Ｔ２のバンドパスフィルター部は
入力した信号ＲＳ２信号の内、位相差あるいは到達時間
差によって音源の位置を認識することが可能な周波数成
分のみを通過させる。例えば１００Ｈｚ以上５０、００
０Ｈｚ程度間の信号ＲＳ３の周波数成分だけを通過させ
る。信号ＲＳ３の上記周波数成分は、伝達回路Ｔ２の位
相遅れ手段に入力し、位相遅れ手段は入力した信号ＲＳ
３の位相を所定分だけ遅れさせる。この位相遅れは式
(4)で示すように、位相遅れφ（ｄｅｇ）＝（３６０／
３４０）ｆ・ＤＦ・ｓｉｎθ（図１３参照）で表わされ
る。例えば、ある周波数での位相遅れが１２０度であっ
たとすると、信号ＲＳ３の位相を１２０度遅延させる。
このようにして遅延させた信号ＲＳ４の一例を図２Ｃに
掲げる。

【００３６】次に、位相遅延後の信号ＲＳ４は係数乗算
器Ｋ２において位相の反転が行なわれる。位相反転後の
信号ＲＳ５を図２Ｅに示す。位相反転後の信号ＲＳ５は
加算回路ＡＤ１に入力され、ここで入力端子ＬＩ２に入
力された信号ＬＳ２と混合される。こうして、信号ＲＳ
５と信号ＬＳ２が混合された出力信号ＭＬＳ４が出力端
子ＬＯ２に出力される。一方、入力端子ＬＩ２に入力さ
れた信号ＬＳ２も上記と同様に、分岐し信号ＬＳ３とし
て伝達回路Ｔ１のバンドパスフィルター部に入力して上
記周波数内の信号ＬＳ３のみが通過する。伝達回路Ｔ１
のバンドパスフィルター部を通過した信号ＬＳ３は、伝
達回路Ｔ１の位相遅れ手段に入力する。伝達回路Ｔ１の
位相遅れ手段は入力した信号ＬＳ３の位相をその周波数
での位相遅れ分だけ遅延させる。例えば位相遅れが２１
０度であったとすると、伝達回路Ｔ１の位相遅れ手段は
信号ＬＳ３の位相を２１０だけ遅延させる。図２Ｄに遅
延後の信号ＬＳ４を掲げる。

【００３７】位相遅延後の信号ＬＳ４は係数乗算器Ｋ１
で位相の反転が行なわれる。位相反転後の信号ＬＳ５を
図２Ｆに示す。位相反転が行なわれた後の信号ＬＳ５は
加算回路ＡＤ２に入力される。加算回路ＡＤ２では、位
相反転後の信号ＬＳ５と入力端子ＲＩ２に入力された信
号ＲＳ２が混合され、出力端子ＲＯ２に出力信号ＭＲＳ
４が出力される。

【００３８】次に、上述の音場処理装置５００に音源と
してスピーカーを接続し、音場再生装置として用いる場
合の動作を説明する。図１の音場処理装置５００にスピ
ーカーを接続して構成した音場再生装置を図３に示す。
この音場再生装置は、音場処理装置５００の出力端子Ｒ
Ｏ２には接続線６５を介して右スピーカー５５、出力端
子ＬＯ２には接続線６６を介して左スピーカー５６が接
続されている。このような音場再生装置において出力端
子ＲＯ２、ＬＯ２に出力された信号を再生する場合を考
える。説明の便宜上、ここでは、出力端子ＲＯ２に出力
された出力信号ＭＲＳ４に含まれた信号ＲＳ２に注目し
て説明する。

【００３９】出力端子ＲＯ２に出力された出力信号ＭＲ
Ｓ４は信号ＲＳ２と信号ＬＳ５から構成されており、接
続線６５を通じて右スピーカー５５によって再生される
（図３）。再生された出力信号ＭＲＳ４に含まれた信号
ＲＳ２は、音Ｖ４５として人間１０の右耳４５に到達す
る。また、右スピーカー５５によって再生された信号Ｒ
Ｓ２は、音Ｖ４５から上記の式(4)で示した位相遅れ
（例えば１２０度）だけ遅れ、音Ｖ４６として左耳４６
に到達しようとする。

【００４０】次に、音場処理装置５００の出力端子ＬＯ
２に出力された出力信号ＭＬＳ４に含まれた信号ＲＳ５
に注目する。信号ＲＳ５は、信号ＲＳ２の位相を式(4)
で求めた分遅延させ、さらに位相を反転させた信号であ
る（図２Ｅ）。右スピーカー５５によって出力信号ＭＲ
Ｓ４が再生されると同時に、出力端子ＬＯ２に出力され
た出力信号ＭＬＳ４が接続線６６を通じて左スピーカー
５６において再生される（図３）。再生された出力信号
ＭＬＳ４に含まれた信号ＲＳ５は音Ｖ８６として人間１
０の左耳４５に到達する。なお、音Ｖ８６の左耳４６へ
の到達タイミングは、音Ｖ４６が左耳４６に到達するタ
イミングとほぼ同時である。したがって、音Ｖ４６（図
２Ａ）は位相が反転された音Ｖ８６（図２Ｅ）によって
反対耳クロストークが大幅に減少される。

【００４１】こうして、音Ｖ４６による反対耳クロスト
ークは音Ｖ８６によって大幅に減少され、人間１０は主
に音Ｖ４５だけを右耳４５で聞くことになる。これによ
り、本来、反対耳クロストークにより左耳４６でも認識
する筈の音Ｖ４６を認識することが殆どなく、音Ｖ４５
は実際の右スピーカー５５の位置よりも外側で再生され
ていると認識させることができる。したがって、広がり
感のある音場を認識することが可能となり、自然な音場
を創り出すことが可能となる。

【００４２】すなわち、右スピーカー５５で再生された
音Ｖ４６が左耳４６に達する際、音場処理装置５００を
用いて音Ｖ４６と同じ音で逆位相の音を創り出し、左ス
ピーカー５６から左耳４６に対して発する。この逆位相
の音を反対側、つまり左スピーカー５６から左耳４６に
発することで音Ｖ４６は殆ど左耳４６に達することがな
い。したがって、右スピーカー５５で再生された音Ｖ４
６が左耳４６に達する際に起こる反対耳クロストークを
殆どなくし、実際の音源（スピーカー）の位置よりも外
側から音が発せられていると認識させるようにする。な
お、出力端子ＬＯ２に出力された出力信号ＭＬＳ４に含
まれた信号ＬＳ２に基づき左スピーカー５６から発せら
れる音も、右スピーカー５５の場合と同様の動作が行な
われ、実際の左スピーカー５６の位置よりも外側で音が
再されていると認識させることができ、広がり感のある
音場を認識することが可能で、自然な音場を創り出すこ
とが可能となる。

【００４３】上記で説明した音場処理装置５００（図
１）の出力端子ＲＯ２及びＬＯ２にヘッドフォンを接続
した音場再生装置の動作を説明する。ヘッドフォンＨＰ
５０はヘッドフォンの右側スピーカーＨＰＲ５０と左側
スピーカーＨＰＬ５０から構成されており接続線６５及
び接続線６６を介して出力端子ＲＯ２及びＬＯ２に接続
されている（図４）。音場処理装置５００（図１）の出
力端子ＲＯ２及びＬＯ２に接続されたヘッドフォンＨＰ
５０を人間１０が装着して音楽を聴いている場合の平面
図を図４に示す。

【００４４】次に、ヘッドフォンＨＰ５０で出力信号Ｍ
ＲＳ４及び出力信号ＭＬＳ４を再生する場合を説明す
る。ここでは、出力信号ＭＲＳ４に含まれている信号Ｒ
Ｓ２に注目する。上述のように、出力信号ＭＲＳ４は信
号ＲＳ２と信号ＬＳ５から構成されており、信号ＲＳ２
を含んだ出力信号ＭＲＳ４は接続線６５を介してヘッド
フォン右側スピーカーＨＰＲ５０において再生される。
この時、ヘッドフォン右側スピーカーＨＰＲ５０におい
ては、閉塞された音場が形成されるので、通常のスピー
カーでの再生の場合とは異なり左右の耳で位相遅れを認
識することができない。

【００４５】一方、出力端子ＬＳＯ２には信号ＬＳ２と
信号ＲＳ５から構成された出力信号ＭＬＳ４が出力され
ている。この信号ＲＳ５を含んだ出力信号ＭＬＳ４は接
続線６６を介してヘッドフォン左側スピーカーＨＰＬ５
０において再生される。なお、ここでの再生はヘッドフ
ォン右側スピーカーＨＰＲ５０での再生と同時に行なわ
れる。ヘッドフォン左側スピーカーＨＰＬ５０において
再生された信号ＲＳ５は、信号ＲＳ２の位相を１２０度
遅延させ、さらに反転させた信号である（図２Ｅ参
照）。

【００４６】すなわち、ヘッドフォン左側スピーカーＨ
ＰＬ５０での再生とヘッドフォン右側スピーカーＨＰＲ
５０での再生が同時に行なわれても、ヘッドフォン左側
スピーカーＨＰＬ５０での信号ＲＳ５の位相はヘッドフ
ォン右側スピーカーＨＰＲ５０より１２０度遅れること
になる。したがって、本音場再生装置を用いて信号ＲＳ
２の再生を行なうと、従来のヘッドフォンでは認識する
ことが出来なかった位相遅れを認識することができる。
このことから、ヘッドフォンによる音像を前方寄りに認
識することが可能となり、自然な音場を創り出すことが
可能となる。

【００４７】なお、出力信号ＭＬＳ４に含まれた信号Ｌ
Ｓ２に基づきヘッドフォン左側スピーカーＨＰＬ５０で
の再生もヘッドフォン右側スピーカーＨＰＲ５０の場合
と同様の動作が行なわれ、従来認識することが出来なか
った位相遅れを認識することができ、ヘッドフォンの音
像を真横ではなく前方寄りに認識することが可能とな
り、自然な音場を創り出すことが可能となる。

【００４８】次に、本発明に係る音場処理装置の一実施
例を図５に掲げて説明する。図５に示す音場処理装置６
００は、入力端子ＬＩ３、ＲＩ３、信号演算手段である
減算回路ＳＵ３、バンドパスフィルター及び位相遅れ手
段から構成された伝達回路Ｔ３、係数乗算器Ｋ３、Ｋ
４、加算回路ＡＤ３、ＡＤ４及び出力端子ＬＯ３、ＲＯ
３から構成されている。

【００４９】この音場処理装置６００の動作を以下に説
明する。本実施例において、出力端子ＲＯ３に出力され
る電圧は次式で表わされる。

【００５０】

【数５】

【００５１】また、出力端子ＬＯ３に出力される電圧は
下式の通りである。ただし、入力端子ＲＩ３での入力電
圧はｅＲ、入力端子ＬＩ３での入力電圧はｅＬ、位相遅
れ手段及びバンドパスフィルターと増幅手段との関係は
｜ＫＴ｜＜１とする。ここで、係数Ｋはマイナス又はプ
ラスの何れかの値である。

【００５２】

【数６】

【００５３】式(5)、(6)から明らかなように、本実施例
における音場処理装置６００の動作は図１の音場処理装
置５００とほぼ同様である。すなわち、例えば出力端子
ＬＯ３に出力される電圧は、同じ側の入力端子での入力
電圧（ｅＬ）と反対側の入力電圧（ｅＲ）との差を求め
た後、伝達関数ＫＴを乗じたものに、入力電圧（ｅＬ）
を加えた値であり、出力端子ＲＯ３に出力される電圧も
上記と同様に求められた値である。したがって、音場処
理装置６００において生じる反対耳クロストークは、音
場処理装置５００での反対耳クロストークと比べると若
干多く残存する。しかし、音場処理装置６００を用い
てスピーカーから音を発する場合、音場処理装置５００
を用いた場合に比べて実質的に位相差が大きくなり、レ
ベルが減少する。したがって、実際のスピーカーの位置
よりも外側で音が再されていると認識させることがで
き、広がり感のある音場を認識することが可能で、自然
な音場を創り出すことが可能となる。なお、音場処理装
置５００は二つの位相遅れ手段（伝達回路Ｔ１及びＴ
２）を必要とするのに対し、本発明に係る音場処理装置
６００は一つの位相遅れ手段（伝達回路Ｔ３）を用い
て、同様の動作を実現しているので構造が簡易で済む。
また、伝達回路Ｔ３のみを用いているので、伝達回路間
（伝達回路Ｔ１及びＴ２）で生じる位相のずれが生じる
ことがない。

【００５４】図５に示した音場処理装置６００を実現す
る回路構成を図６に示す。この音場処理装置６００は、
複数の抵抗器（Ｒ１０からＲ２３まで）、オペアンプＯ
Ａ６０、ＯＡ６１、ＯＡ７０及びＯＡ７１、伝達回路Ｔ
３から構成されている。なお、抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、
Ｒ２１及びＲ２２には各々切り換えスイッチＳＷ１０、
ＳＷ１１、ＳＷ１２及びＳＷ１３が接続されている。こ
れらの切り換えスイッチには、“１”、“２”及び
“３”の位置が設定されており、“２”の位置はＯＦＦ
を意味する。なお、“１”及び“３”については後述す
る。

【００５５】次に、音場処理装置６００内の伝達回路Ｔ
３の回路構成図を図７に掲げる。図７において、回路Ｂ
ＰＦ１０はバンドパスフィルターとして機能し、回路Ｐ
Ｓ１からＰＳｎまでのｎ個の回路はフェーズシフター
（位相遅れ手段）として機能する。バンドパスフィルタ
ーＢＰＦ１０は、複数のキャパシタＣ４１、Ｃ４２、Ｃ
４３及びＣ４４、複数の抵抗器Ｒ４１、Ｒ４２、Ｒ４３
及びＲ４４及びオペアンプＯＡ４０から構成されてい
る。

【００５６】次に、図７に示すフェーズシフターＰＳ１
について説明する。ここで、フェーズシフターＰＳ１は
全域通過フィルターを用いている。全域通過フィルター
とは、どの帯域の周波数範囲でも信号の振幅特性が変化
しないフィルタであって、周波数の変化に応じて位相シ
フト又は遅延を生じさせるものをいう。

【００５７】図８にフェーズシフターＰＳ１を掲げ構成
を説明する。フェーズシフターＰＳ１は、入力端子ＴＩ
１、出力端子ＴＯ１、複数の抵抗（抵抗器Ｒ１、Ｒ２、
Ｒ３、Ｒ４及びＲ５）、複数のキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２
及びＣ３）及びオペアンプＯＡＰ１から構成されてい
る。

【００５８】このように構成されたフェーズシフターＰ
Ｓ１の機能詳細を以下に説明する。まず、フェーズシフ
ターＰＳ１が全域通過フィルタとしての動作するかを数
式によって確認する。ここで、数式展開を容易にする
為、図７に示す回路の一部を次のインピーダンス部に置
き換える。図７のキャパシタＣ１及び抵抗器Ｒ１をイン
ピーダンス部Ｚ１、また並列に接続された抵抗器Ｒ２と
キャパシタＣ２をインピーダンス部Ｚ２、さらに抵抗器
Ｒ３とキャパシタＣ３をインピーダンス部Ｚ３とする。
このような置き換えを行なった行なった後のフェーズシ
フターＰＳ１の回路図を図９に掲げる。なお、全域通過
フィルタとしての動作が行なわれているか否かは、振幅
特性｜ｖｏ／ｅｓ｜が常に１であり周波数によって減衰
しないことから判断する。

【００５９】ここでは、各部を以下の条件式を満足する
値に設定する。Ｒ２＝Ｋ１Ｒ１、Ｒ３＝Ｋ２Ｒ１、Ｒ５
＝｛Ｋ１（１＋Ｋ２）／４Ｋ２｝Ｒ４、Ｃ２＝Ｃ１／Ｋ
１、Ｃ３＝Ｃ１／Ｋ２、Ｋ２＞１でありＫ１＞０。

【００６０】次に、図８及び図９よりオペアンプＯＡＰ
１の入力側の電圧ｖ１を次式から算出する。

【００６１】

【数７】

【００６２】

【数８】

【００６３】ここで、式(7)と式(8)は等しいので、伝達
関数ｖｏ／ｅｓは下式で表わされる。

【００６４】

【数９】

【００６５】また、インピーダンス部Ｚ１、Ｚ２及びＺ
３は次式で表わされる。

【００６６】

【数１０】

【００６７】

【数１１】

【００６８】

【数１２】

【００６９】この式（10)、式(11)及び式(12)に対し
て、上記の条件のうちＲ２＝Ｋ１Ｒ１、Ｃ２＝Ｃ１／Ｋ
１、Ｒ３＝Ｋ２Ｒ１を代入すると下式のようになる。

【００７０】

【数１３】

【００７１】

【数１４】

【００７２】

【数１５】

【００７３】式(13)、式(14)及び式(15)を式(9)に代入
する為、整理すると次式の通りである。

【００７４】

【数１６】

【００７５】

【数１７】

【００７６】

【数１８】

【００７７】

【数１９】

【００７８】次に式(16)、式(17)、式(18)及び式(19)を
式(9)に代入すると、下式のように整理される。

【００７９】

【数２０】

【００８０】

【数２１】

【００８１】

【数２２】

【００８２】ところで、一般の全域通過フィルタの伝達
式は次式で表わされる。

【００８３】

【数２３】

【００８４】このことから、式(22)から振幅特性が常に
１であると算出する為には、下式を満足する必要があ
る。

【００８５】

【数２４】

【００８６】式(24)から、以下の式が導き出される。

【００８７】

【数２５】

【００８８】

【数２６】

【００８９】したがって、式(26)から、抵抗器Ｒ５にお
ける抵抗の値は以下の通りとなる。

【００９０】

【数２７】

【００９１】式(27)の関係が成立する時、式(22)におい
て振幅特性｜ｖｏ／ｅｓ｜が１と算出され、また、式(2
3)に対して次式を代入した場合に相当する。

【００９２】

【数２８】

【００９３】

【数２９】

【００９４】すなわち、上記の数式による演算によって
振幅特性は常に１であり周波数によって減衰しないこと
が算出される。このことから、フェーズシフターＰＳ１
が全域通過フィルタとして動作することを判断すること
ができる。なお、上記の振幅特性を算出する為には制動
係数ζは０より大きい必要がある。またこの為、Ｋ２は
１よりも大きくなければならない。

【００９５】次に、フェーズシフターＰＳ１が二次全域
通過フィルタとして機能するか否かを判断する。二次全
域通過フィルタとして機能するとは、全域通過フィルタ
のうち低域信号に対し、高域信号において位相を３６０
度遅延させるものをいい、ここでは−１８０°から−５
４０°までの−３６０°の位相遅延を生じさせることが
できることをいう。なお、ここでの位相特性の周波数範
囲はω＝０〜∞であり、偏角arg［ｖｏ／ｅｓ］は次式
で求められる。

【００９６】

【数３０】

【００９７】式(30)のいずれかに上記の式(28)、式(29)
及びω＝０〜∞の条件を代入すると、偏角arg［ｖｏ／
ｅｓ］は−１８０°から−５４０°もしくは＋１８０°
から−１８０°までの３６０°の位相シフトが可能であ
ることが算出される。このことから、フェーズシフター
ＰＳ１が二次全域通過フィルタとして機能することが確
認される。

【００９８】さらに、この二次全域フィルターであるフ
ェーズシフターＰＳ１が伝達関数の位相変化を急俊なも
のとすることが可能かを算出する。ここでは、関数Ｋ
１、Ｋ２の値を任意に選択し、位相変化を計算によって
求める。なお、位相変化が急俊であることは制動係数ζ
の値が１よりも小さいことで判断する。

【００９９】例えばＫ２＝１．５と選択し、式(28)に代
入することで下式に示すように導き出される。

【０１００】

【数３１】

【０１０１】したがって、式(31)に対して任意にＫ１の
値を選択することで、制動係数ζの値を１より小さく
０．２よりも大きい程度にすることが出来る。

【０１０２】また、例えばＫ２＝２と選択し、同様に式
(28)に代入すると下式に示すようになる。

【０１０３】

【数３２】

【０１０４】したがって、式(32)に対し任意にＫ１の値
を選択することで、制動係数ζの値を１／３よりも小さ
くすることが出来る。このことから、図８のフェーズシ
フターＰＳ１においては、制動係数ζを１よりも小さく
することが可能となり伝達関数の位相変化が急俊である
ことが判る。

【０１０５】図８に示すフェーズシフターＰＳ１を用い
た場合の振幅特性及び位相特性を図１０に示す。上記で
算出したように、振幅特性｜ｖｏ／ｅｓ｜は常に一定で
あり、伝達関数の位相変化は従来のフェーズシフター
（図示せず）と比較して非常に急俊である。すなわち、
図８に示すフェーズシフターＰＳ１は、各部を上記に示
した条件を満足する値に設定することを条件として伝達
関数の位相変化を急俊にすることが可能である。

【０１０６】このような特性を有するフェーズシフター
ＰＳ１をｎ個（但しｎは偶数個である）設けることで、
伝達関数の位相変化を確実に制御しつつ急俊にすること
ができ、上記で説明した位相遅れを生じさせることが可
能となる。なお、図６に示す音場処理装置６００の動作
の際には、使用する音源によって抵抗器Ｒ１４、Ｒ１
５、Ｒ２１及びＲ２２に接続された各々切り換えスイッ
チＳＷ１０、ＳＷ１１、ＳＷ１２及びＳＷ１３を切り換
える。例えば、スピーカーを音源として用いる場合に
は、各切り換えスイッチを“１”の位置に移動させるこ
とにより係数Ｋの値をマイナス（Ｋ＝−１）に設定す
る。一方、音源にヘッドフォンを用いる場合には切り換
えスイッチの位置を“３”に切り換えることにより係数
Ｋの値をプラス（Ｋ＝１）に設定する。このような切り
換えスイッチの操作を行なうことにより、音源に応じて
任意かつ容易な制御を行なうことが可能となる。

【０１０７】ところで、上記実施例においてはアナログ
処理によって音源から発せられた音によって生じる反対
耳クロストークを制御し、実際の音源からの音よりも拡
がりのある音場を認識させることができた。

【０１０８】しかし、このような処理はデジタル処理で
行なうことも可能である。以下に上記処理をデジタル処
理によって行なう場合の一実施例について説明する。図
１１にデジタル処理による音場処理装置７００の機能ブ
ロック図を掲げる。この音場処理装置７００は、以下の
要素から構成されている。入力端子ＴＩＬ１０、ＴＩＲ
１０、Ａ／Ｄ変換器２０、デジタル信号処理器３０、マ
イクロプロセッサー４０、Ｄ／Ａ変換器５０及び出力端
子ＴＯＬ１０、ＴＯＲ１０である。

【０１０９】この音場処理装置ＤＳ１での処理の概略を
説明する。例えば入力端子ＴＩＬ１０、ＴＩＲ１０にア
ナログ信号が入力されたと仮定する。このアナログ信号
はＡ／Ｄ変換器２０によってデジタル信号に変換され、
デジタル信号処理器３０に出力される。デジタル信号処
理器３０は、入力したデジタル信号に応じてマイクロプ
ロセッサー４０からデジタル信号処理の為のデータ（プ
ログラム、係数Ｋ、遅延サンプル数）を読み出し、読み
出したデータに基づきデジタル信号の処理を行なう。こ
こでの処理によって、デジタル信号の位相は確実に制御
される。

【０１１０】処理後のデジタル信号はＤ／Ａ変換器５０
によってアナログ信号に変換され、出力端子ＴＯＬ１０
及びＴＯＲ１０に出力される。出力端子ＴＯＬ１０及び
ＴＯＲ１０に音源を（スピーカーやヘッドフォン）を接
続して音を再生することで、実際の音源の位置よりも外
側で音が再生されていると認識させて広がり感のある音
場を認識させ、又、音源の位置を前方に認識させること
で自然な音場を創り出す。

【０１１１】なお、入力端子ＴＩＬ１０、ＴＩＲ１０に
デジタル信号が入力された場合は、Ａ／Ｄ変換器２０は
不要である。また、出力端子ＴＯＬ１０、ＴＯＲ１０以
後の処理がデジタル信号で行なわれる場合には、Ｄ／Ａ
変換器５０が不要となる。

【０１１２】次に、デジタル信号処理器３０の回路構成
を図１２に示す。デジタル信号処理器３０は、入力端子
ＴＩＬ１１、ＴＩＲ１１、複数の係数乗算器（Ｋ５、Ｋ
６、Ｋ７、Ｋ８、Ｋ９、Ｋ１０及びＳＫ１、ＳＫ２）、
加算器（ＡＤ５、ＡＤ６及びＡＤ７）、伝達回路Ｔ５及
び出力端子ＴＯＬ１１、ＴＯＲ１１から構成されてい
る。ここで各係数乗算器において演算されるスケーリン
グ係数Ｓ又はＳ′は０＜Ｓ≦１、１≦Ｓ′の値である。
これは、各係数乗算器が−１から１までの数値しか扱え
ない為、演算によってオーバーフローが生じないように
する為である。

【０１１３】ここで、スケーリング係数Ｓは係数乗算器
Ｋ５及びＫ７で用いられ、係数乗算器Ｋ９及びＫ１０で
はスケーリング係数Ｓ′が用いられる。また、スケーリ
ング係数Ｓを反転させた係数−Ｓは係数乗算器Ｋ６で用
いられる。さらに、係数乗算器ＳＫ１ではスケーリング
係数Ｓ及び係数Ｋを乗算し、係数乗算器ＳＫ２において
は、−１が係数として用いられる。また、伝達回路Ｔ５
における遅延時間はサンプリング周期のｍ個分に相当す
る。

【０１１４】このように、デジタル信号処理器３０を用
いて位相遅れを生じさせると、アナログ処理で説明した
ようなｎ個の全域通過フィルターを用いなくても位相遅
れを確実かつ正確に発生させることができる。つまり、
デジタル処理を用いた音場処理装置によっても音源に応
じて広がり感のある又は自然な音場を創り出すことがで
きる。

【０１１５】なお、デジタル処理における本発明の音場
処理装置７００と音場処理装置５００をデジタル処理し
た場合とを比較する。音場処理装置７００では、位相遅
延記憶の為のメモリー（図示せず）の数が一つで済むの
に対し、音場処理装置５００をデジタル処理した場合は
位相遅延記憶メモリーが二つ必要である。また、音場処
理装置７００においては、位相遅延記憶メモリーが一つ
で済むことから位相遅延記憶メモリーへのアクセス数が
半分で済み、高速な処理を行なうことが可能となる。

【０１１６】

【発明の効果】請求項１に係る音場処理装置は、複数の
音源を接続して音を再生する際、一方の音源から発せら
れた音が一方の耳に達した後に若干遅れて他方の耳に達
する際に、他方の耳に達しようとする音と同じ音で逆位
相の音を位相遅れ手段を用いて創り他方の音源から他方
の耳に対して発する。したがって、一方の音源から発せ
られた音が他方の耳に到達する際に生じる反対耳クロス
トークが、逆位相の信号により大幅に減少され、実際の
音源からの音よりも拡がりのある音場を認識させること
ができる。つまり、広がり感のある音場を提供すること
が可能となる。

【０１１７】請求項２及び請求項３に係る音場処理装置
においては、請求項１の音場処理装置において位相遅れ
手段よりも前段階に位相差あるいは到達時間差によって
音源の位置を認識することが可能な周波数成分のみを通
過させるバンドパスフィルターを設け、バンドパスフィ
ルターの通過可能周波数を約１００Ｈｚ以上から約５
０，０００Ｈｚ程度としている。すなわち、音源の位置
を認識することが可能な周波数成分のみについて位相の
遅れを生じさせることができる。したがって、容易かつ
確実に位相の遅れを生じさせることが可能となる。

【０１１８】請求項４の音場再生装置は、請求項１、請
求項２及び請求項３に係る音場処理装置において第一出
力端子及び第二出力端子に対し音源としてスピーカーを
接続している。すなわち、スピーカーを音源として実現
することができる。したがって、実際のスピーカーの位
置よりも拡がった音場を認識させることが可能となる。

【０１１９】請求項５の音場再生装置は、請求項１、請
求項２及び請求項３に係る音場処理装置において、第一
出力端子及び第二出力端子にヘッドフォンを接続してい
る。すなわち、ヘッドフォンを音源として実現すること
ができる。

【０１２０】請求項６の音場再生装置は、請求項４及び
請求項５に係る音場処理装置において、第一増幅手段及
び第二増幅手段による出力を同相又は反転のいずれかに
切り換え可能としている。したがって、スピーカー又は
ヘッドフォンから発せられる音の位相を任意に同相又は
逆相に切り換えることができる。すなわち、ヘッドフォ
ンによる音像を前方寄りに認識させることが可能とな
る。したがって、音源に応じて任意かつ容易な制御を行
なうことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る音場処理装置の基本的な回路構成
を示す図である。

【図２】図１に示す音場処理装置において処理された信
号の変化を示す図である。

【図３】図１に示す音場処理装置にスピーカーを接続し
て音場再生装置として用いた場合の音の到達を示す図で
ある。

【図４】図１に示す音場処理装置の出力端子に接続され
たヘッドフォンを人間が装着した場合の平面図である。

【図５】図１に示す音場処理装置の他の実施例の回路構
成を示す図である。

【図６】図５に示す音場処理装置の具体的な回路図であ
る。

【図７】図６に示す伝達回路の回路図である。

【図８】図７に示す伝達回路内のフェーズシフターの構
成を示す回路図である。

【図９】図８に示すフェーズシフターの一部をインピー
ダンス部に置き換えた場合の回路図である。

【図１０】図７に示すフェーズシフターの振幅特性及び
位相特性を示す図である。

【図１１】図１及び図５に示す音場処理装置をデジタル
処理にした場合の機能構成図である。

【図１２】図１１に示すマイクロプロセッサーの回路構
成を示す図である。

【図１３】人間が音源の位置を認識する際に生じる位相
遅れを説明する為の図である。

【符号の説明】

Ｋ４・・・・・係数乗算器Ｔ３・・・・・伝達回路ＡＤ４・・・・・加算回路ＬＩ３・・・・・入力端子ＬＯ３・・・・・出力端子ＲＩ３・・・・・入力端子ＲＯ３・・・・・出力端子ＳＵ３・・・・・減算回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第一チャネルの第一信号が入力される第一
入力端子、第二チャネルの第二信号が入力される第二入力端子、第一入力端子及び第二入力端子から第一信号及び第二信
号を受け、第一信号から第二信号を減じる演算を行なう
信号演算手段、信号演算手段からの信号を受けて、以下の周波数特性に
近似する周波数特性を有する位相遅れを生じさせる位相
遅れ手段、位相遅れ手段の出力を増幅し、同相にして出力する第一
増幅手段、位相遅れ手段の出力を増幅し、反転させて出力する第二
増幅手段、第一入力端子からの第一信号と第一増幅手段からの信号
を混合し、第一出力端子に出力する第一混合手段、第二入力端子からの第二信号と第二増幅手段からの信号
を混合し、第二出力端子に出力する第二混合手段、を備えたことを特徴とする音場処理装置、ここで、位相遅れφは以下の式で表わされる、 φ＝（３６０／３４０）ｆ・ＤＦｓｉｎθ ただし、ｆは周波数［Ｈｚ］、ＤＦは人間の両方の耳の
間隔［ｍ］、θは人間の前方正面方向に対する音源方向
の角度である。
【請求項２】請求項１の音場処理装置において、位相遅れ手段よりも前段階に位相差あるいは到達時間差
によって音源の位置を認識することが可能な周波数成分
のみを通過させるバンドパスフィルターを設けたこと、を特徴とする音場処理装置。
【請求項３】請求項２に係る音場処理装置において、前記バンドパスフィルターの通過可能周波数を約１００
Ｈｚ以上から約５０，０００Ｈｚ程度としたこと、を特徴とする音場処理装置。
【請求項４】請求項１、請求項２及び請求項３に係る音
場処理装置において、第一出力端子及び第二出力端子に対し音源としてスピー
カーを接続したこと、を特徴とする音場再生装置。
【請求項５】請求項１、請求項２及び請求項３に係る音
場処理装置において、第一出力端子及び第二出力端子にヘッドフォンを接続し
たこと、を特徴とする音場再生装置。
【請求項６】請求項４及び請求項５に係る音場処理装置
において、第一増幅手段及び第二増幅手段による出力を同相又は反
転のいずれかに切り換え可能としたこと、を特徴とする音場再生装置。