JPH0787403B2 - 電子信号及び光信号を直線化するひずみ補正回路 - Google Patents
電子信号及び光信号を直線化するひずみ補正回路Info
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Description
力が入力に対してひずみを帯びる、例えば半導体レーザ
ーのような振幅変調送信デバイスからの出力を線形化す
るひずみ補正回路に係わる。
レーザーのアナログ強さを電気信号によって直接変調す
るという方法は、オプチカルファイバーによる音声及び
画像信号のようなアナログ信号の送信に関する最も簡単
な方法である。このようなアナログ方式はディジタルパ
ルスコード変調、あるいはアナログまたはパルス周波数
変調よりもはるかに狭い帯域幅を利用できるという点で
有利であるが、振幅変調はノイズや光源の非直線性とい
う問題を伴なう。
形変調信号をこれに正比例する光学信号に変換するのを
妨げ、信号にひずみを生じさせる場合がある。この現象
はチャンネル間の干渉を防止するためにすぐれた直線性
が必要な多重チャンネル画像送信にとって特に有害であ
る。高度に線形化されたアナログ光学系は商業TV送
信、CATV、相互TV、及びテレビ電話に広く利用さ
れている。
既に研究されているが、その研究成果は未だ実用化の域
に達していない。即ち、多くの場合、帯域幅が広過ぎて
実用に適しない。また、フィードフォワード方式は光力
コンバイナーや多重光源のような複雑なシステム成分を
必要とし、準光学フィードフォワード方式も同様に複雑
さという点が問題であり、その上、各部を極めて厳密に
整合させねばならない。
る公知方法の1つに逆ひずみ付与法がある。この方法で
は、変調信号を非直線性デバイスに固有のひずみと振幅
は等しいが符号は反対の信号とを合成する。非直線性デ
バイスがこの合成信号を変調すると、デバイスの固有ひ
ずみが合成信号の逆ひずみによって相殺され、ソース信
号の線形部分だけが送信される。この逆ひずみ信号は入
力基本周波数の加減合成の形を取ることが多いが、その
理由はこのような相互変調積がアナログ信号送信におけ
る最も豊富なひずみ発生源を構成することにある。例え
ば有線TV用のAM信号配分においては特定帯域に40通
りもの周波数があり、これらの周波数の2次及び3次相
互変調積形成の機会が豊富である。
を2つ以上のパス(electrical path)に分割し、非直
線性送信デバイスの固有ひずみに合わせた単数または複
数のパスに逆ひずみを発生させる。この逆ひずみは入力
信号と再結合されて非直線性デバイスの固有ひずみの影
響を相殺する。
イスに伝送する前に減衰を利用して逆ひずみの大きさを
デバイスの固有ひずみ特性の大きさと整合させることが
できる。しかし、この方法では非直線性デバイスの振幅
及び位相ひずみ特性はしばしば変調信号の周波数に応じ
て変動するから、精度に問題がある。
波数に左右される非直線性を補正することができない。
帯域幅が比較的低いシステム及び信号に関する限り、ひ
ずみの周波数依存性を補正しなくても全く問題とならな
い場合が多い。しかし、TV信号を光信号に変換して有
線送信する場合には深刻な問題となる。即ち、有線TV
用のこの種の信号ではその入力周波数が40通り以上とな
る可能性があり、そのすべてに良質の振幅変調信号が必
要となる。このような信号のための送信デバイスには極
めて高度の直線性が要求される。TV用送信などに使用
する帯域幅はかなり大きくなり、現在使用し得る逆ひず
み技術は、所望の無ひずみで広い帯域をカバーするには
不充分である。従って広い周波数範囲にわたり高次相互
変調積の補正をするのが望ましい。本発明は公知技術に
おけるこのような問題点の克服を目的とする。
では、アナログ信号の送信に伴なうひずみを軽減するた
めのひずみ補正回路が入力変調信号を3つのパスに分割
する。即ち1次パス、1つの偶数次2次パス、1つの奇
数次2次パスである。偶数次2次パスに設けた逆ひずみ
増幅器が入力信号の2次相互変調ひずみ積を形成する。
奇数次2次パスに設けた逆ひずみ増幅器が入力信号の3
次相互変調ひずみ積を形成する。各2次パスに形成され
る逆ひずみは信号を供給される非直線性変調デバイスの
固有ひずみと振幅がほぼ等しく、符号が反対となるよう
に調整される。逆ひずみ信号は非直線性デバイスによる
ひずみの周波数依存性と整合するように振幅及び位相を
調整される。信号の位相は各パスに設けた遅延または位
相調整素子によって同期させられる。次いで1次及び2
次パスの信号を再結合することによって相互変調積ひず
みを含む単一の変調信号を形成する。偶数次2次パスの
位相は回路の周波数範囲内の高周波と中間周波との両方
で調整される。このように、本発明のひずみ補正回路は
非直線性送信デバイスの固有ひずみを広い周波数範囲に
わたって相殺することによって変調信号の送信を有効に
線形化することができる。
である。入力信号Y0 がひずみ補正回路40に入力され
る。ひずみ補正回路40は伝達関数が既知の非直線性送
信デバイス41とは反対方向に同量だけ直線性から偏っ
た非直線性伝達関数を有する。ひずみ補正回路40から
の信号Y1 は、入力ソース信号Y0 と補正回路40の非
直線性伝達関数による逆ひずみとの合成信号である。信
号Y1 は非直線性送信デバイスに供給され、送信デバイ
スによって変調された後、送信デバイスの固有ひずみが
信号Y1 の逆ひずみと反比例し、かつこれによって相殺
される結果、ほぼ線形の信号Y2 となって現われる。
12が方向性結合器10に供給されて1次パス13及び
2次パス14に分割される。標準的には、1次パスの信
号分は2次パスの信号分よりもはるかに電力が大きい。
例えば、11デシベル(dB)方向性結合器を利用すれ
ばこのような結果が得られる。
ロック17、“チルト”または周波数調整ブロック1
9、及び位相微調整ブロック21から成る。なお、2次
パスに沿ったこれらの素子の順序は本発明の作用目的か
ら逸脱することなく変更することができる。
先ずひずみ発生器に入力される。ひずみ発生器の出力は
入力周波数の相互変調ひずみである。2次以上のひずみ
を発生させることができる。理想としては、ひずみ発生
器において相殺、フィルタ手段などによって基本周波数
を抑制するのが好ましい。こうして形成される相互変調
積の位相は入力信号と逆である。この反転はひずみ発生
器内で、または(図示しない)別設のインバータ素子で
行うことができる。
出力信号25を受信する送信デバイス(図1には図示し
ない)の予知可能な固有ひずみの大きさと整合する。こ
の整合作用は振幅調整ブロック17において行われ、こ
の振幅調整は例えば可変減衰器を利用して手動で、また
は自動利得制御素子を利用して動的に行うことができ
る。従って、振幅調整ブロック17の出力は入力信号の
小部分の相互変調積であり、ひずみ補正回路40の出力
信号25を受信する非直線性送信デバイス41の固有ひ
ずみと大きさがほぼ等しく符号が反対である。この出力
または逆ひずみ信号は非直線性デバイス41の周波数依
存ひずみ成分を効果的に軽減する。
次パスに対する遅延を伴なうのが普通である。1次及び
2次パスが再結合される前に、非直線性デバイスの固有
ひずみが効果的に相殺されるように2次パス信号の位相
に対する1次パス信号の相対位相を調整する。この位相
整合は方向性結合器10によって分割された信号13の
1次パス部分を受信する外部遅延手段23により1次パ
スにおいて行われる。遅延量は手動または自動調整する
ことができる。遅延手段としては例えば適当な遅延を導
入するように長さを設定された伝送線という簡単なもの
がある。
て変調される半導体レーザーまたはLEDを挙げること
ができる。このようなデバイスの固有ひずみは周波数に
左右される。一般的には、周波数が高くなる程、ひずみ
も大きくなる。
を補正するため、振幅調整ブロックの出力を周波数調整
または“チルト”調整ブロック19に供給する。チルト
調整は高周波ひずみの振幅を、“アップ‐チルト”とし
て増大させ、“ダウン‐チルト”として縮小する可変フ
ィルタなどのような手段によって行われる。この調整も
振幅調整と同様に手動または自動で行うことができる。
チルト調整においては通過させる低周波数ひずみ積に対
する高周波数ひずみ積の比率を調整することによって逆
ひずみ信号を非直線性デバイスの固有ひずみ特性にでき
るだけ正確に合わせることができる。
ずみの補正には振幅調整が行われ、帯域の高周波端に現
われるひずみの補正にはアップ‐チルトとして周波数調
整が行われる。なお、高周波端における振幅調整、及び
信号の適切な減衰または増幅としての低周波端における
アップ‐チルトまたはダウン‐チルトによっても同じ結
果を得ることができる。
次パスで発生するひずみと非直線性デバイスの固有ひず
みとの相対位相をさらに正確に設定することを可能にす
る。この調整も振幅調整と同様に手動で、かつ周波数に
応じて行えばよい。経験上、振幅、周波数及び位相の手
動調整は1分間以内で完了できる。その場合、非直線性
デバイスの出力ひずみを観察しながら適切な調整を行え
ばよい。この調整の目的は最終ひずみを可能な限り小さ
くすることにある。逆ひずみ信号が非直線性デバイスの
固有ひずみと同じ大きさとなり、逆ひずみがひずみと正
確に 180°だけ位相ずれ関係となれば最適の調整が行わ
れたことになる。
ことが重要である。既に遅延が導入されているから逆ひ
ずみは1次パス信号と正確に同相関係(または180°位
相ずれ関係)にある。目的によってはこれ以上調整を加
える必要はないが、例えばレーザーのTV帯域幅変調な
どには不適当である。
したら、方向性出力結合器11によって両信号を再結合
する。2次パスからの逆ひずみ成分を含んでいるこの合
成出力信号25が信号を変調するために非直線性送信デ
バイスに出力される。
幅ブロック15を第2図に詳細に図解した。入力信号1
4のうち2次パスを通過する部分が 180°スプリッタ3
0に供給されると、該スプリッタ30はこの信号を、大
きさが等しく符号が反対の第1パス38と第2パス39
に分割する。あとで増幅または減衰されるなら、分割信
号は必ずしも同じ大きさでなくてもよい。
次以上の相互変調積を形成する第1増幅器32に入力す
る。符号が第1パス信号とは逆の信号を搬送する第2パ
スは第2増幅器に入力するが、この第2増幅器は第1増
幅器32から出力される相互変調積と同符号の偶数次相
互変調積と、反対符号の奇数次相互変調積とを形成す
る。信号は基本周波数及び奇数次相互変調積を実質的に
除去し、出力信号37中に偶数次相互変調積成分を残す
ゼロ(0)度コンバイナー34によって加算的に合成さ
れる。理想としてはこの過程で相互変調ひずみの2次以
上の純粋な偶数成分が形成されることが望ましい。
互変調積成分が完全には消去されないように調整され、
この調整は増幅器へのバイアス電流を変化させることに
よって達成することができ、バイアス電流を変化させて
も基本周波数利得にはほとんど影響しない。第1増幅器
32のバイアス電流が増大してその分だけ第2増幅器3
3のバイアス電流が低下すると、両増幅器が不平衡状態
となり、両増幅器によって形成される相互変調積の大き
さに差を生ずる。従って、奇数次相互変調積が互いに相
殺することはない。
のひずみ回路の不平衡状態を利用すれば、ひずみ補正の
目的であらゆる次元の相互変調ひずみを発生させること
ができる。基本周波数を抑制するには(図示しないが)
増幅器を特別に設計するか、あるいは増幅器の後方にこ
れと直列にまたは増幅器と一体にフィルタ手段を設ける
ことによって行うことができる。好ましくは、不平衡が
奇数次相互変調積にのみ影響し、偶数次相互変調積が平
衡状態のままで大きさがほとんど変化しないように同方
向及び反対方向に両増幅器32,33のバイアス電流を
調整する。
図に示した。信号分割結合器10からの2次パス信号1
4を先ず可調減衰器R1 ,R3 によって減衰させること
により一定信号レベルを確保する。信号が小さ過ぎると
送信デバイスのひずみを補正する充分な逆ひずみが得ら
れず、逆に大き過ぎると補正回路が過負荷状態となり、
許容できない大きいひずみを発生させる結果となる。
よって分割され、第1及び第2増幅器32,33に容量
結合される。両増幅器のバイアスを調整することによっ
て所要の3次以上の相互変調積を得、再結合信号を振幅
調整17によって減衰させることによって例えば50MH
z程度の所要量の低周波ひずみを得る。次に帯域の高周
波端をチェックし、ひずみがこの高周波における送信デ
バイスの固有ひずみと整合するまで周波数フィルタ19
を調整する。これは帯域の低周波端における逆ひずみに
ほとんど影響せず、帯域の低周波端を中心に振幅を周波
数に応じて傾斜させる。
ることにより1次パス信号の位相を調整する。これも帯
域の低周波端ではほとんど影響しない。最後に、位相調
整21を利用することで非直線性デバイスの位相ひずみ
を補正するため2次パスに発生させる逆ひずみの位相を
一段と正確に調整する。必要に応じて調整シーケンスを
繰返すことにより送信デバイスの固有ひずみとさらに正
確に整合させることができる。多くの場合、初期減衰器
と逆ひずみ増幅器バイアスの調整は不要であり、プリセ
ット状態のままでよい。調整は振幅、チルト及び位相の
3つだけで充分である。1次パスにおける基本的な遅延
は所与の2次パスに対して一定でよい。
向性結合器11によって再結合し、こうして逆ひずみを
与えられた出力信号25を変調用としてレーザー42な
どに供給する。
信号パスが1つであるが、必要に応じて、図5に示すよ
うに第3の“2次”パス46を設ける。即ち一方の2次
パス47で2次相殺信号を形成し、他方の2次パス46
で3次相殺信号を形成する。なお図5において、各2次
パスの参照番号は図1と同様の部材の参照番号に100
番台及び200番台を付したものである。これらのパス
のそれぞれにおいて振幅及び位相の周波数依存119,
219に対する調整が行われるようにしてもよい。その
場合には個々の2次パスにおいて位相121,221を
微調整することが好ましい。高次ひずみの形成に2つ以
上の2次パスを利用する場合、両パス間に相互作用はな
いから、振幅、チルト及び位相の調整をどちらのパスか
ら始めてもよい。
次パスを有するものであり、これは50乃至 300MHzの
周波数範囲にわたって使用されるように構成されてお
り、これは光学デバイスのひずみを50乃至約 450MHz
の周波数の範囲にわたって補正するのに充分であること
が判明した。しかし、 860MHzまでの周波数帯を使用
するTV信号があるので、より広い範囲の周波数をカバ
ーすることが望ましい。そのような帯域の高周波端での
ひずみは重大であり、図2と図3に示す簡単な回路では
広い周波数範囲に対しては充分ではない。従ってより広
い周波数範囲をカバーする改良ひずみ補正回路を図6に
示す。
F)入力信号は結合器50に与えられ、そこで信号は分
割されて、信号の主な部分は1次パス51に沿って送信
され、残りのわずかな部分は2次パスへ送信される。す
でに説明した実施例と同様に、1次パスは遅延52を含
み、この遅延は以下に説明する複数の2次パスに固有の
遅延と多かれ少かれ整合する。
によって2次パス内の信号と再結合される。この再結合
された信号は、レーザーのような出力デバイス(図示せ
ず)の固有のひずみとは反対のひずみ補正を持ってい
る。ひずみ補正回路と変調中の作動デバイスとの間で75
オーム乃至25オームの変圧器のようなインピーダンス整
合装置54を使用するのが望ましい。
タ55で偶数次2次パス56と奇数次2次パス57に分
割される。偶数次2次パスには、出力デバイスのひずみ
と同等でありしかも反対となるように調整される2次相
互変調積を形成する手段が設けてある。奇数次2次パス
には、出力デバイスのひずみと同等であり、しかも反対
である3次相互変調積を形成する手段が設けてある。2
次と3次のひずみ補正信号は結合器58で結合され、更
に結合器53によって1次パス51の信号と結合され
る。
9を含む。この減衰器並びに図6に示すその他の調整可
能な減衰器は図3に示す減衰器R1 ,R2 ,R3 と実質
的に同じである。調整可能な減衰器は、信号が印加され
るプッシュ・プッシュ2次ひずみ発生器61の過負荷を
防ぐために信号強度を減じる。
1は図7に示してある。この増幅器は 180°スプリッタ
62を含み、このスプリッタは信号を、大きさが同等で
符号が反対の信号である2つの平行パスに分割する。分
割された各信号は同一の増幅器63に印加される。これ
らの増幅器からの出力信号は再結合され、これらは 180
°位相から外れている。この結果、基本的周波数は奇数
次相互変調積として相殺される。2次のより高い偶数次
相互変調積はそのままとされる。
は、図9に示す回路である全通過遅延等化器64に印加
される。この全通過フィルタ64は、信号を、同等及び
反対の符号を持つ部分に分割する 180°スプリッタ66
を含む。このスプリッタからの各信号は誘導器67に印
加される。一方の誘導器への入力はコンデンサ68によ
って他方の誘導器の出力と接続される。出力信号は 180
°結合器69によって再結合される。この全通過フィル
タは平坦な振幅応答を持っているが周波数の関数として
適切な位相遅延を与える。
化器は、中間周波数範囲内の2次相互変調積の位相の調
整に使用する。実際面では、継続調整可能よりもむしろ
容認し得る補正を与える幾つかの「プラグイン」等化器
を使用する。この全通過遅延等化器では、誘導と容量を
増大して中間周波数範囲内の補正量を増大する。この装
置では、容量に対する誘導の平方根を約50オームで一定
に保持する。所望ならば、LC装置の代りに、演算増幅
器を利用する遅延等化器を使用してもよい。しかしLC
装置は安価で便利である。何故なら迅速な調整を行うた
めに、異なる特性の極く僅かな数の装置があればよいか
らである。
RFインバータ65と他の調整可能な減衰器71へ行
き、そこからバッファ増幅器72へ行く。このインバー
タは、或る特定の出力デバイスが必要とする2次逆ひず
みが基本周波数に対して正または負であるので使用す
る。増幅器出力は遅延粗調整器73に印加され、この調
整器は標準的にはプラグイン同軸ケーブルの長さであ
る。遅延の微調整は可変キャパシタンス74で得られ
る。
介して振幅チルト回路76に印加される。振幅チルト回
路からの出力には結合器58へ行って奇数次2次パスか
らの信号と結合する。遅延調整と振幅調整は上述した実
施例と同様である。
号線を、可変抵抗器78、コンデンサ79及び可変イン
ダクタ81を介してアースすればチルトが得られる。実
際面では、変化する1個のインダクタの代りに、異なる
値の数個のインダクタのどれかを挿込んでチルトを変化
させる方が容易である。またチルト調整のために、多様
なコンデンサを挿込むこともできる。
の低周波端に近い信号の位相調整用に選択されている。
これは、周波数範囲の低周波端の振幅に重要な変化を生
ずることなく変更できる。誘導値と抵抗値を適切に選択
することで、周波数関数としてのひずみの振幅を、直線
化されつつあるデバイスと整合するように設定できる。
一般的にいって、高周波端振幅を調整し、次にチルト回
路の抵抗を変更して、デバイスの周波数範囲内の低周波
端の振幅を変化させる。チルト回路内の誘導の変化は中
間周波数範囲の振幅を変化させる。
衰器82へ行き、そこからプッシュ・プル3次ひずみ増
幅器83へ行く。図8は適切なプッシュ・プル回路を示
す。この回路ではRF信号は 180°スプリッタ84で分
割され、その結果の各信号は同一の増幅器86に印加さ
れる。これらの増幅器出力は 180°結合器87で再結合
される。位相反転故に、奇数次相互変調積をもたらす回
路は3次周波数と基本周波数を含んでいる。
はかなり低く(例えば、60dB以下)、奇数次2次パス
で現わされる基本周波数の大きさは1次パス内の重力と
比較して微々たるものであることが判明した。従って、
奇数次パス内の基本周波数を更に抑制するための特別な
手段を通常は必要ない。
再結合されると標準的には基本周波数から約45dB低
い。4次及び高次相互変調積の大きさは非常に低く、標
準的には基本周波数から75dB以上も低い。勿論これら
の値は、補正されるデバイスによって異なる。
と同様の振幅チルト調整回路88に印加される。このチ
ルト調整回路の出力は、信号の極を変えるのに使用され
る切換可能なRFインバータ89へ行く。このインバー
タを使用するのは、特定の出力デバイスが必要とする3
次逆ひずみが基本周波数に対して正または負であるから
である。奇数次2次パスはまた遅延粗調整91を含み、
これは2つの逆ひずみ信号が結合器58て結合される前
に、2次相互変調積とは無関係に3次相互変調積の遅延
を調整する。
路構成部品の順序は大して重要ではない。これは図6の
遅延の微調整用可変コンデンサ92の位置で示されてお
り、遅延粗調整から数個の回路素子が除かれている。こ
れは、例としてのデバイスにおいて微調整を行うのにた
またま便利な場所であるからである。その他の回路素子
も異なった順序で配置できる。他の例としては、3次相
互変調積の符号を変更するインバータである。これは、
例えば、入力線をプッシュ・プルひずみ増幅器へ切換え
れば達成できる。その他の変更は明らかである。
の特徴によって広い周波数範囲にわたってひずみの良好
な補正を与える。1つは、3次相互変調積を形成する別
個の奇数次2次パスでる。これによって、基本周波数を
実質的に完全に相殺する2次相互変調積を形成するため
に、偶数次2次パスに平衡プッシュ・プッシュ逆ひずみ
発生器の使用ができる。従って、偶数次パス内の後続増
幅器で導入されるひずみを最小にできる。次に、全通過
遅延等化器は、逆ひずみ回路の周波数範囲内の高周波端
の近くでの位相調整に加えて、その周波範囲の中間周波
数での位相調整を可能とする。
路のものと大体似ているが、より多くの段階がありしか
も少々長時間かかる。当業者は逆ひずみ発生器を2分乃
至3分で設定できる。各逆ひずみ発生器を変調している
デバイス固有のひずみと整合するように調整する。何故
ならレーザー等は各々固有のひずみ特性を持っているか
らである。或る装置では、レーザーを変えたら新しいひ
ずみ補正するように逆ひずみ発生器を再調整する。この
調整は周知の信号を印加して、出力デバイスのひずみを
観察して行う。これらの調整は出力に見られるひずみを
減じるように行う。
ッシュ増幅器に平衡を与えて、2次ひずみのみを形成し
かつ基本周波数を抑制することから始める。次にプッシ
ュ・プルひずみ増幅器に平衡を与えて3次逆ひずみのみ
を形成する。この時点で基本周波数に対する2次と3次
のひずみの相対極を確定し、夫々のRFインバータを設
定することが望ましい。
整可能な減衰器と遅延調整を使用して、関係している周
波数範囲の高周波端の近くの比較的高い周波数のひずみ
を相殺する。このひずみは通常は周波数範囲の端からい
くらか下の周波数で消える。次に振幅チルト調整を使用
して周波数範囲の低周波端の近くのひずみを消す。周波
数範囲の上端付近のひずみをチェックし、必要なら減衰
器、遅延調整及びチルト調整を繰り返して周波数範囲の
高周波端と低周波端のひずみを更に減じる。
み回路の周波数範囲内の中間周波数での位相の相異を最
小にする。もしチルト調整が適切であるなら再度チルト
調整を行って、中間範囲の振幅を最善にする。周波数範
囲の高低周波数端の近くのひずみをチェックし、上記種
々の調整が必要であれば、減衰、遅延調整及びチルト調
整を繰り返す。
囲50乃至 860MHzに対する周波数fの関数としてのひ
ずみdをグラフで示す図11から理解できるであろう。
実線で示すカーブは非直線出力デバイスの振幅または位
相のひずみの任意のレベルを示す。点線で示すカーブ
は、50MHzに近い周波数でのひずみと、 860MHzに
近い比較的高い周波数でのひずみと、中間周波数でのひ
ずみと、を消している。点線のカーブは固有のひずみか
ら差引いた逆ひずみの量を示す。従って出力の最終的ひ
ずみはこれら2本のカーブ線間の相異である。このよう
なひずみの3個所相殺によって、出力の正味ひずみが、
周波数範囲の高端と低端に近いひずみのみを相殺した時
よりも小さいことが明らかである。
パスを調整する。最初に減衰と遅延素子を調整して周波
数範囲の高周波端に近い3逆ひずみを消す。次に、チル
トを調整して周波数範囲の低周波端の近くのひずみを消
す。そして高周波端をチェックし、必要ならばこれらの
調整を繰り返す。出力デバイスの所望の直線性を得るま
でこれらの調整を繰り返す。奇数次2次パスにおいては
周波数範囲の高端と低端での調整がほとんどの目的にと
って充分であり、通常は中間周波数での調整は行わな
い。
ために2個の2次パスを使用する時は、最初にいずれか
一方のパスの振幅、チルト及び位相を調整する。何故な
らここの技術は、より良好なTV信号を得るためにレー
ザー等の固有のひずみを補正することに加えて、認容し
得るひずみよりも大きな固有ひずみを有するレーザーも
使用できるという価値がある。応用する所与のレーザー
には許容レベルのひずみがある。また過剰なひずみを有
するレーザーは使用されない。しかし、適切な逆ひずみ
を与えることで、使用不可のレーザーも利用でき製造工
程の歩留まりを高める。
るために逆ひずみ回路を自動的に調整するのみが望まし
い時がある。例えば、数年にわたるレーザーの作動によ
ってレーザーが古くなりひずみが変ってしまって、元の
逆ひずみ回路の設定では最早レーザーの出力のひずみを
完全に最小限に抑えられなくなる。この情況のもとで、
間欠的再校正が望ましい時は、レーザー出力内の残留す
るひずみを自動的に検知しかつ逆ひずみ回路の調整設定
を自動的に再調整して残留ひずみを最小限にする再校正
装置に接続する。
変化を補正するためにより短い間隔で残留ひずみを自動
的に補正するのが望ましくない時もある。これが望まし
い時は、再校正回路を永久的に逆ひずみ回路と接続すれ
ばレーザー出力の残留ひずみを間欠的に検知しかつ逆ひ
ずみ回路の設定を変更して残留ひずみを最小限に抑え
る。この再校正回路は、レーザーの使用中にしかもレー
ザーの正規の作動を干渉することなく間欠的に作動させ
られ或いは継続作動さえ行える。この再校正技術は上記
2つの情況に対して同じであり、唯一の相違は再校正を
行う所望の頻度である。
関する図12から理解できるであろう。図12で使用し
ている参照番号の中で図1に示す素子と同じものには図
1の番号に100番を付してある。例えば、図1の入力
信号12は、図12では112となっている。この逆ひ
ずみ発生器では、入力ソース信号112は方向性結合器
110に供給され、そこで1次パス113と2次パス1
14に分割される。この2次パスは、ひずみ発生器1
5、振幅調整ブロック117、チルトまたは周波数調整
ブロック119及び位相微調整ブロック121を直列に
有している。この回路出力は、半導体レーザーなどの非
直線性デバイス90を変調するのに使用される。
相互変調ひずみを含む。2次または2次と高次ひずみを
形成する。基本周波数は抑制される。振幅調整ブロック
は、変調半導体レーザーのような非直線性デバイス90
の予測される固有のひずみと整合するようにひずみの振
幅を調整するのに使用する。
3によって遅延されて、1次パスと2次パスの信号を粗
い位相に持ってくる。2次パスの位相微調整ブロック1
21は、2次パスの逆ひずみを非直線デバイス固有のひ
ずみと位相に持ってくる(より正確には 180°位相から
外れる)のに使用する。
整するには、振幅調整ブロックの出力を、チルトまたは
周波数調整ブロック119に供給する。チルト調整手段
は可変フィルタであり、これは低周波数での振幅に相対
する高周波数でのひずみの振幅を変化して非直線性デバ
イス固有のひずみ特性により精密に整合するようにす
る。2次パスのこれらの回路素子で形成されたひずみ信
号122は、第2の方向性結合器111によって1次変
調信号124と結合し、非直線性デバイスに入力信号と
して印加される。この逆ひずみ発生器の作動は上記した
ものと同じである。
のひずみ変化に適合させるには、出力信号(レーザーの
場合は光線)の小部分をスプリッタ91で受信器92へ
向ける。受信器はデバイスからの出力信号に残留ひずみ
があればそれを検知して再校正制御回路94に対してひ
ずみレベル信号93を発生する。
残留ひずみを検知するために、ひずみが予測される周波
数を隔離するように設定する。代りの方法として、方向
性結合器またはスプリッタ96を介して1セットのパイ
ロット信号音95を入力信号に印加する。そして、受信
器を入力パイロット信号音からひずみを検知するように
設定する。例えばパイロット信号音が周波数f1 とf2
を含んでいるとする。すると受信器は周波数f1 +f2
及びf1 −f2 を検知する。幾つかのそのようなパイロ
ット信号音をシステムの周波数範囲内の種々の個所で入
力して、周波数範囲内のどの場所でもひずみを相殺す
る。
従って出力のひずみレベルをチエックし、逆ひずみ回路
の設定を変更し、ひずみレベルの変化を感知し、逆ひず
み回路の設定の変更が適切であればその変更を行ってひ
ずみを最小限にする。制御回路は幾つかのアルゴリズム
を使用して複数の設定ポイントで調整を行ってひずみを
最小限にする。
定ポイントでのシーケンス増分変更を含む方法である。
例えば、最初に振幅設定を調整する。まず制御回路は少
量の増分で設定ポイント(例えば電圧)を増大し、その
増分変更の結果のひずみの変化を測定する。もしひずみ
が増大していれば、増分調整を逆にする。即ち制御回路
は反対方向に増分調整を行う。もしひずみが再度増大し
ていれば元の設定ポイントが正しかったことが解り、制
御回路は元の設定ポイントに戻る。
なら、更に設定ポイントでの増分調整を加えて、ひずみ
を再測定する。各増分がひずみを減じている限り追加の
増分変更を加える。設定ポイントにおける追加の増分変
更がひずみの増大をもたらせば、最善の設定ポイントを
過ぎてしまったことが解り、制御回路はその増分調整を
逆にする。
ると、位相微調整の設定ポイントについて一連の同様な
増分調整を行う。この増分調整は、位相調整の最善の設
定ポイントが達成されるまで継続する。
周波ひずみを測定して最善のチルト調整設定を決定す
る。振幅調整、位相調整、チルト調整は完全に独立した
ものではない。従って「最善」の位相調整とチルト調整
が行われた時、振幅調整は最早最善の設定ではない。従
って振幅設定の連続増分調整、及び各設定ポイントでの
これらの調整を所望の最小ひずみが得られるまで行うの
が望ましい。
でありかつその他の目的に使用される。例えば、傾斜探
索法と呼ばれるようなより複雑な技術は、多パラメータ
を同時に調整するのに使用され、これによって上記した
シーケンス増分調整よりも迅速に最善の設定が得られ
る。
10Hzも低い低周波数で変調し、この周波数でのひずみ
の変調を観察する。もしひずみの変調が調整設定の変調
と位相にあれば、調整が高すぎることになり、ひずみの
変調が位相から外れていれば調整設定が低すぎることに
なる。調整設定が最善であれば、設定の変調周波数では
ひずみのゼロ変調となり、代りに入力周波数の2倍の周
波数でのひずみ変調が見られる。
ータを第2周波数で変調できかつ第1の変調と同時に測
定する。追加の設定ポイント調整は追加の周波数で変調
する。従って原則的には迅速な再校正を得るために、ど
のような数の設定ポイント調整でも同時に行える。ここ
に記載した逆ひずみ発生器では、標準的に3つまたは4
つの設定ポイント調整のみを偶数次2次パス内で行うの
を必要としている。3つまたは4つの設定ポイント調整
は3次パス内で行ってもよい。
整のためにその他の自動アルゴリズム方法も使用でき
る。逆ひずみ発生器の自動調整は、典型的には、例えば
電圧に応答して変化する抵抗器やコンデンサの使用を必
要とする。適切な可変抵抗器はピンダイオードである。
バラクタダイオードは適切な電圧可変コンデンサであ
る。
は、正方向送り直線化とは区別されるべきである。正方
向送り直線化では、サンプルは非直線性デバイスからの
出力を継続してとったものである。このサンプルを入力
信号と比較してその相違をひずみとして確定する。相違
は必要に応じて増幅されて非直線性デバイスに類似のデ
バイスに印加され、ひずみに対応する第2の出力信号を
形成する。この第2の出力信号を適切な遅延をもってひ
ずみ出力に加え、これら加えた信号間に適切な位相関係
を持たせてひずみの補正をする。換言すると、非直線性
デバイスへの入力信号を逆ひずみさせる代りに、非直線
性デバイスの出力に反対のひずみを加えてひずみを相殺
するのである。この変更はリアルタイムにおけるひずみ
において連続して行われる。
イオードを変調するTV信号について述べたが、本発明
は増幅器のようなその他の非直線性デバイスにも適用で
きる。
図である。
路に使用されるプッシュ・プッシュ増幅器のブロック図
である。
明図である。
路のブロック図である。
路の他の実施例のブロック図である。
フである。
施例を示すブロック図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 入力変調信号を1次パス、偶数次2次パ
ス及び奇数次2次パスに分割する手段と、 偶数次2次パス内にあって入力周波数の少なくとも2次
相互変調積を形成する手段と、 奇数次2次パス内にあって入力周波数の少なくとも3次
相互変調積を形成する手段と、 1次パス内にあって、1次パスと2次パス間の相対位相
の相違を減じる遅延手段と、 予測し得るひずみ特性を持つ非直線性デバイスを変調す
るために1次と2次信号パスの信号を結合して単一信号
にする手段と、 前記各2次パス内にあって、2つの2次パスの相互変調
積と非直線デバイスのひずみとの間の相対位相相違を補
正する遅延手段と各2次パス内にあってそのパス内の信号の相対振幅と位
相を周波数の関数として調整して相互変調信号に予めひ
ずみをつけて非直線性デバイスの周波数依存ひずみを相
殺する調整手段とを含み、 前記偶数次2次パス内の前記位相調整手段が、 偶数次2次パス内の相互変調積と、比較的高い周波数で
の非直線性デバイスのひずみとの間の相対位相相違を補
正する第1の時間遅延と、 偶数次2次パス内の相互変調積と、比較的低い周波数で
の非直線性デバイスのひずみとの間の相対位相相違を補
正する第2の時間遅延と からなることを特徴とする電子
信号及び光信号を直線化するひずみ補正回路。 - 【請求項2】 入力変調信号を1次パス、偶数次2次パ
ス及び奇数次2次パスに分割する手段と、 偶数次2次パス内にあって入力周波数の少なくとも2次
相互変調積を形成する手段と、 奇数次2次パス内にあって入力周波数の少なくとも3次
相互変調積を形成する手段と、 1次パス内にあって、1次パスと2次パス間の相対位相
の相違を減じる遅延手 段と、 予測し得るひずみ特性を持つ非直線性デバイスを変調す
るために1次と2次信号パスの信号を結合して単一信号
にする手段と、 前記各2次パス内にあって、2つの2次パスの相互変調
積と非直線デバイスのひずみとの間の相対位相相違を補
正する遅延手段と、 各2次パス内にあってそのパス内の信号の相対振幅と位
相を周波数の関数として調整して相互変調信号に予めひ
ずみをつけて非直線性デバイスの周波数依存ひずみを相
殺する調整手段と、 前記偶数次2次パス内にあって基本周波数を抑制する手
段とを含み、 前記偶数次2次パス内の前記位相調整手段が、 偶数次2次パス内の相互変調積と、比較的高い周波数で
の非直線性デバイスのひずみとの間の相対位相相違を補
正する第1の時間遅延と、 偶数次2次パス内の相互変調積と、比較的低い周波数で
の非直線性デバイスのひずみとの間の相対位相相違を補
正する第2の時間遅延と からなることを特徴とする電子
信号及び光信号を直線化するひずみ補正回路。 - 【請求項3】 非直線性デバイスの入力変調信号を1次
パスと2次パスに分割する手段と、 非直線性デバイスのひずみの振幅に対応する位相振幅を
有する少なくとも2次相互変調積を2次パス内に発生す
る手段と、 周波数範囲内の中間周波数における相互変調積と非直線
性デバイスのひずみの相対位相を調整する手段と、 周波数範囲内の高周波における相互変調積と非直線性デ
バイスのひずみの相対位相を調整する手段と、 1次パスと2次パスの信号を加算再結合して、非直線性
デバイスに印加する信号とし基本信号及び周波数依存相
互変調積逆ひずみからなる単一信号を形成する手段と、 周波数範囲の低周波において相互変調積と非直線性デバ
イスのひずみとの相対位相を調整する手段と からなり、 選択周波数範囲に亘って作動することを特徴とする電子
信号及び光信号を直線化するひずみ補正回路。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5282072A (en) * | 1991-11-19 | 1994-01-25 | Harmonic Lightwaves, Inc. | Shunt-expansive predistortion linearizers for optical analog transmitters |
US5347529A (en) * | 1992-08-07 | 1994-09-13 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for generating a distortion-free, frequency-modulated optical signal and apparatus for the implementation of such a method |
FR2694862B1 (fr) * | 1992-08-14 | 1994-09-16 | Cit Alcatel | Source optique semiconductrice à prédistorsion. |
DE69322733T2 (de) * | 1992-10-21 | 1999-07-01 | At & T Corp | Kaskadierter Verzerrungsausgleich in optischen Analogsystemen |
DE9302548U1 (de) * | 1993-02-22 | 1993-08-12 | Siemens AG, 80333 München | Schaltung zur Wiedergabe von Farbdarstellungen von zeitlichen Verläufen |
CA2120965A1 (en) * | 1993-04-14 | 1994-10-15 | Katsumi Uesaka | Distortion generating circuit |
US5321710A (en) * | 1993-04-19 | 1994-06-14 | Raynet Corporation | Predistortion method and apparatus for laser linearization |
JP3202867B2 (ja) * | 1993-09-07 | 2001-08-27 | 松下電器産業株式会社 | 信号圧縮回路および光送信器 |
US5424680A (en) * | 1993-11-30 | 1995-06-13 | Harmonic Lightwaves, Inc. | Predistorter for high frequency optical communications devices |
US5428314A (en) * | 1994-05-09 | 1995-06-27 | Tacan Corporation | Odd/even order distortion generator and distortion cancellation circuit |
WO1995032561A1 (en) * | 1994-05-19 | 1995-11-30 | Ortel Corporation | In-line predistorter for linearization of electronic and optical signals |
US5500867A (en) * | 1994-09-13 | 1996-03-19 | At&T Corp. | Laser package having an impedance matching transformer |
US5694433A (en) * | 1994-09-14 | 1997-12-02 | Ericsson Inc. | Efficient linear power amplification |
US5491682A (en) * | 1994-09-21 | 1996-02-13 | Eastman Kodak Company | Apparatus and method for controllable gain and phase matching in an optical data storage system with source noise subtraction |
US5586101A (en) * | 1995-03-01 | 1996-12-17 | Eastman Kodak Company | Magneto-optic data storage system with differential detection channels having separate gain control circuit |
US5537383A (en) * | 1995-03-01 | 1996-07-16 | Eastman Kodak Company | Optical data storage system with differential data detection and source noise subtraction for use with magneto-optic, write-once and other optical media |
JP2658950B2 (ja) * | 1995-03-17 | 1997-09-30 | 日本電気株式会社 | 光アナログ伝送用受信回路 |
JP2658951B2 (ja) * | 1995-03-17 | 1997-09-30 | 日本電気株式会社 | 受光回路 |
US6140858A (en) * | 1996-03-20 | 2000-10-31 | U.S. Philips Corporation | Predistortion circuit for an analog signal in a video communication network |
US6108385A (en) * | 1996-07-08 | 2000-08-22 | Silicon Wireless Limited | Method and apparatus for reducing intermodulation distortion in digital wideband transmission systems |
JP3022347B2 (ja) * | 1996-10-18 | 2000-03-21 | 八木アンテナ株式会社 | 歪補償回路 |
KR100266817B1 (ko) * | 1997-01-31 | 2000-09-15 | 윤종용 | 피드포워드방식의선형증폭장치및방법 |
NZ500719A (en) * | 1997-05-12 | 2000-09-29 | Pirelli Cavi Spa | Predistorting network for external optical modulator |
TW336363B (en) * | 1997-06-20 | 1998-07-11 | New Elite Technologies Inc | Distortion compensation device for broadband fiber optic transmission system |
US6091295A (en) * | 1997-06-27 | 2000-07-18 | The Whitaker Corporation | Predistortion to improve linearity of an amplifier |
US6046635A (en) * | 1998-04-08 | 2000-04-04 | Powerwave Technologies, Inc. | Dynamic predistortion compensation for a power amplifier |
US6363120B1 (en) * | 1998-06-17 | 2002-03-26 | Lucent Technologies Inc. | Apparatus and method for extending the dynamic range of a mixer using feed forward distortion reduction |
US6133790A (en) | 1998-09-17 | 2000-10-17 | Motorola, Inc. | In-line, unbalanced amplifier, predistortion circuit |
US5966049A (en) * | 1998-12-01 | 1999-10-12 | Space Systems/Loral, Inc. | Broadband linearizer for power amplifiers |
DE60000454T2 (de) | 1999-04-01 | 2003-07-31 | Gen Instrument Corp | Nichtlinearer generator zum erzeugen von verzerrungen zweiter und dritter ordnung |
US6577177B2 (en) | 1999-04-01 | 2003-06-10 | General Instrument Corporation | Non-linear distortion generator |
US6204718B1 (en) | 1999-06-25 | 2001-03-20 | Scientific-Atlanta, Inc. | Method and apparatus for generating second-order predistortion without third-order distortion |
GB2351624B (en) * | 1999-06-30 | 2003-12-03 | Wireless Systems Int Ltd | Reducing distortion of signals |
US6392464B1 (en) * | 1999-09-14 | 2002-05-21 | Lockheed Martin Corporation | Wide bandwidth circuits for high linearity optical modulators |
US6587243B1 (en) | 1999-12-10 | 2003-07-01 | General Instrument Corporation | Second order predistortor for a return laser transmitter |
US6466084B1 (en) | 2000-01-24 | 2002-10-15 | General Instrument Corporation | Circuit for reducing third order intermodulation distortion for a broadband RF amplifier |
US6509789B1 (en) | 2000-01-24 | 2003-01-21 | General Instrument Corporation | Circuit for reducing second and third order intermodulation distortion for a broadband RF amplifier |
JP2002111398A (ja) * | 2000-09-29 | 2002-04-12 | Sony Corp | 歪補償装置及び歪補償方法 |
SE0004479D0 (sv) * | 2000-12-05 | 2000-12-05 | Ericsson Telefon Ab L M | Method and arrangement relating to electronic compensation |
US7173551B2 (en) * | 2000-12-21 | 2007-02-06 | Quellan, Inc. | Increasing data throughput in optical fiber transmission systems |
US7307569B2 (en) | 2001-03-29 | 2007-12-11 | Quellan, Inc. | Increasing data throughput in optical fiber transmission systems |
US7149256B2 (en) | 2001-03-29 | 2006-12-12 | Quellan, Inc. | Multilevel pulse position modulation for efficient fiber optic communication |
ATE492076T1 (de) | 2001-04-04 | 2011-01-15 | Quellan Inc | Verfahren und system zum decodieren von mehrpegelsignalen |
US7058369B1 (en) | 2001-11-21 | 2006-06-06 | Pmc-Sierra Inc. | Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers |
US7248642B1 (en) | 2002-02-05 | 2007-07-24 | Andrew Corporation | Frequency-dependent phase pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks |
WO2003071731A1 (en) | 2002-02-15 | 2003-08-28 | Quellan, Inc. | Multi-level signal clock recovery technique |
US7266159B2 (en) * | 2002-03-08 | 2007-09-04 | Andrew Corporation | Frequency-dependent magnitude pre-distortion on non-baseband input signals for reducing spurious emissions in communication networks |
AU2003217947A1 (en) * | 2002-03-08 | 2003-09-22 | Quellan, Inc. | High speed analog-to-digital converter using a unique gray code having minimal bit transitions |
US7197085B1 (en) * | 2002-03-08 | 2007-03-27 | Andrew Corporation | Frequency-dependent magnitude pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks |
WO2003092237A1 (en) * | 2002-04-23 | 2003-11-06 | Quellan, Inc. | Combined ask/dpsk modulation system |
US6985704B2 (en) | 2002-05-01 | 2006-01-10 | Dali Yang | System and method for digital memorized predistortion for wireless communication |
US8811917B2 (en) | 2002-05-01 | 2014-08-19 | Dali Systems Co. Ltd. | Digital hybrid mode power amplifier system |
US8380143B2 (en) | 2002-05-01 | 2013-02-19 | Dali Systems Co. Ltd | Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus |
US8472897B1 (en) | 2006-12-22 | 2013-06-25 | Dali Systems Co. Ltd. | Power amplifier predistortion methods and apparatus |
JP2004013681A (ja) * | 2002-06-10 | 2004-01-15 | Bosu & K Consulting Kk | 名刺情報管理システム |
US7139327B2 (en) * | 2002-06-10 | 2006-11-21 | Andrew Corporation | Digital pre-distortion of input signals for reducing spurious emissions in communication networks |
US6985020B2 (en) | 2002-07-09 | 2006-01-10 | General Instrument Corporation | Inline predistortion for both CSO and CTB correction |
US7035361B2 (en) | 2002-07-15 | 2006-04-25 | Quellan, Inc. | Adaptive noise filtering and equalization for optimal high speed multilevel signal decoding |
EP1394969B1 (en) * | 2002-08-30 | 2004-05-12 | Alcatel | Electronic equaliser for optical transmitter |
US20040052536A1 (en) | 2002-09-17 | 2004-03-18 | General Instrument Corporation | Second order predistortion circuit |
AU2003287628A1 (en) * | 2002-11-12 | 2004-06-03 | Quellan, Inc. | High-speed analog-to-digital conversion with improved robustness to timing uncertainty |
US7729668B2 (en) * | 2003-04-03 | 2010-06-01 | Andrew Llc | Independence between paths that predistort for memory and memory-less distortion in power amplifiers |
US7340184B2 (en) * | 2003-05-01 | 2008-03-04 | Optium Corporation | Linearized Optical Transmitter Using Feedback Control |
US7251293B2 (en) * | 2003-06-27 | 2007-07-31 | Andrew Corporation | Digital pre-distortion for the linearization of power amplifiers with asymmetrical characteristics |
DE112004001455B4 (de) | 2003-08-07 | 2020-04-23 | Intersil Americas LLC | Verfahren und System zum Löschen von Übersprechen |
US7804760B2 (en) | 2003-08-07 | 2010-09-28 | Quellan, Inc. | Method and system for signal emulation |
KR101197810B1 (ko) | 2003-11-17 | 2012-11-05 | ?란 인코포레이티드 | 안테나 간섭 소거 시스템 및 방법 |
US7616700B2 (en) | 2003-12-22 | 2009-11-10 | Quellan, Inc. | Method and system for slicing a communication signal |
US7412174B2 (en) * | 2004-05-05 | 2008-08-12 | Emcore Corporation | Method and apparatus for distortion control for optical transmitters |
US7522883B2 (en) | 2004-12-14 | 2009-04-21 | Quellan, Inc. | Method and system for reducing signal interference |
US7725079B2 (en) | 2004-12-14 | 2010-05-25 | Quellan, Inc. | Method and system for automatic control in an interference cancellation device |
USRE44647E1 (en) | 2005-03-15 | 2013-12-17 | Emcore Corporation | Directly modulated laser optical transmission system with phase modulation |
US7848661B2 (en) * | 2005-03-15 | 2010-12-07 | Emcore Corporation | Directly modulated laser optical transmission system with phase modulation |
EP1732208B1 (en) * | 2005-06-06 | 2008-03-05 | NTT DoCoMo INC. | Power series type predistorter for multi-frequency bands operation |
EP1911181B1 (en) * | 2005-06-13 | 2017-04-26 | ARRIS Enterprises LLC | Four quadrant linearizer |
GB2428149B (en) * | 2005-07-07 | 2009-10-28 | Agilent Technologies Inc | Multimode optical fibre communication system |
US7596326B2 (en) * | 2005-10-27 | 2009-09-29 | Emcore Corporation | Distortion cancellation circuitry for optical receivers |
US7792432B2 (en) * | 2006-03-02 | 2010-09-07 | Emcore Corporation | Externally modulated laser optical transmission system with feed forward noise cancellation |
US7881621B2 (en) * | 2006-03-02 | 2011-02-01 | Emcore Corporation | Optical transmission system with directly modulated laser and feed forward noise cancellation |
DE112007001045B4 (de) | 2006-04-26 | 2019-05-16 | Intersil Americas LLC | Verfahren und System zur Reduzierung von Strahlungs-Emissionen aus einem Kommunikationskanal |
CN101479956B (zh) | 2006-04-28 | 2013-07-31 | 大力系统有限公司 | 用于无线通信的高效率线性化功率放大器 |
US8032020B2 (en) * | 2006-05-09 | 2011-10-04 | Aegis Lightwave, Inc. | Self calibrated optical spectrum monitor |
US7634198B2 (en) * | 2006-06-21 | 2009-12-15 | Emcore Corporation | In-line distortion cancellation circuits for linearization of electronic and optical signals with phase and frequency adjustment |
US9026067B2 (en) * | 2007-04-23 | 2015-05-05 | Dali Systems Co. Ltd. | Remotely reconfigurable power amplifier system and method |
KR20100014339A (ko) | 2006-12-26 | 2010-02-10 | 달리 시스템즈 씨오. 엘티디. | 다중 채널 광대역 통신 시스템에서의 기저 대역 전치 왜곡 선형화를 위한 방법 및 시스템 |
WO2009031042A2 (en) * | 2007-04-23 | 2009-03-12 | Dali Systems, Co., Ltd. | N-way doherty distributed power amplifier |
US8274332B2 (en) * | 2007-04-23 | 2012-09-25 | Dali Systems Co. Ltd. | N-way Doherty distributed power amplifier with power tracking |
US7925170B2 (en) * | 2007-08-07 | 2011-04-12 | Applied Optoelectronics, Inc. | Predistortion circuit including distortion generator diodes with adjustable diode bias |
US8224266B2 (en) * | 2007-08-30 | 2012-07-17 | Dali Systems Co., Ltd. | Power amplifier predistortion methods and apparatus using envelope and phase detector |
WO2009109808A2 (en) | 2007-12-07 | 2009-09-11 | Dali Systems Co. Ltd. | Baseband-derived rf digital predistortion |
US8073340B2 (en) * | 2008-02-05 | 2011-12-06 | Applied Optoelectronics, Inc. | Distortion compensation circuit including one or more phase invertible distortion paths |
US8121493B2 (en) * | 2008-02-05 | 2012-02-21 | Applied Optoelectronics, Inc. | Distortion compensation circuit and method based on orders of time dependent series of distortion signal |
DE102008046689B4 (de) * | 2008-09-10 | 2014-01-02 | Tesat-Spacecom Gmbh & Co.Kg | Vorverzerrungslinearisierer |
CN105208083B (zh) | 2010-09-14 | 2018-09-21 | 大力系统有限公司 | 用于发送信号的系统和分布式天线系统 |
US8606116B2 (en) | 2011-01-13 | 2013-12-10 | Applied Optoelectronics, Inc. | System and method for distortion compensation in response to frequency detection |
US8711976B2 (en) | 2011-05-12 | 2014-04-29 | Andrew Llc | Pre-distortion architecture for compensating non-linear effects |
US8891974B2 (en) | 2012-03-30 | 2014-11-18 | Applied Optoelectronics, Inc. | Distortion compensation circuit including tunable phase path |
JP6900784B2 (ja) * | 2017-05-24 | 2021-07-07 | 富士通株式会社 | 発光素子駆動回路、光モジュールおよびアクティブオプティカルケーブル |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3732502A (en) | 1971-06-17 | 1973-05-08 | Bell Telephone Labor Inc | Distortion compensated electromagnetic wave circuits |
Family Cites Families (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3162819A (en) * | 1960-06-27 | 1964-12-22 | Bell Telephone Labor Inc | Polyphase demodulation |
US4195360A (en) * | 1973-10-16 | 1980-03-25 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of National Defence | Signal processing circuit |
US3961172A (en) * | 1973-12-03 | 1976-06-01 | Robert Stewart Hutcheon | Real-time cross-correlation signal processor |
JPS5910621B2 (ja) * | 1975-01-08 | 1984-03-10 | 日本電気株式会社 | デ−タ伝送復調器 |
JPS522253A (en) * | 1975-06-24 | 1977-01-08 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | Non-linearity compensation cicuit for high frequency amplifier |
US4166251A (en) * | 1977-05-30 | 1979-08-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | System for removing interference distortion in the demodulated signal of a frequency-modulated signal |
US4408352A (en) * | 1982-05-10 | 1983-10-04 | Rockwell International Corporation | High power level mixer apparatus |
JPS59137660U (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-13 | 株式会社ケンウッド | Fmステレオ受信機 |
US4561113A (en) * | 1983-04-09 | 1985-12-24 | Trio Kabushiki Kaisha | Distortion canceller for FM receiver |
JPS6025310A (ja) * | 1983-07-22 | 1985-02-08 | Fujitsu Ltd | Ssb多重無線装置用fet直線電力増幅装置 |
IT1178599B (it) * | 1984-10-31 | 1987-09-09 | Gte Communication Syst | Predistorcitore a tre vie a fondamentale soppressa |
US4879519A (en) * | 1988-10-31 | 1989-11-07 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Labs | Predistortion compensated linear amplifier |
US4992754B1 (en) * | 1989-09-07 | 1997-10-28 | Ortel Corp | Predistorter for linearization of electronic and optical signals |
-
1991
- 1991-02-08 US US07/653,003 patent/US5132639A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-01-28 CA CA002060117A patent/CA2060117C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-01-31 JP JP4015889A patent/JPH0787403B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-02-06 AU AU10782/92A patent/AU645878B2/en not_active Ceased
- 1992-02-07 DE DE69220514T patent/DE69220514T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-02-07 EP EP92102085A patent/EP0498456B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-02-07 ES ES92102085T patent/ES2104741T3/es not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-01-27 JP JP01199095A patent/JP3221594B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3732502A (en) | 1971-06-17 | 1973-05-08 | Bell Telephone Labor Inc | Distortion compensated electromagnetic wave circuits |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE69220514D1 (de) | 1997-07-31 |
JPH07202763A (ja) | 1995-08-04 |
CA2060117A1 (en) | 1992-08-09 |
US5132639A (en) | 1992-07-21 |
EP0498456A1 (en) | 1992-08-12 |
ES2104741T3 (es) | 1997-10-16 |
AU1078292A (en) | 1993-01-07 |
AU645878B2 (en) | 1994-01-27 |
DE69220514T2 (de) | 1997-10-09 |
CA2060117C (en) | 1995-12-12 |
EP0498456B1 (en) | 1997-06-25 |
JP3221594B2 (ja) | 2001-10-22 |
JPH04336819A (ja) | 1992-11-25 |
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