JPH0787346B2 - ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法 - Google Patents
ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法Info
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- JPH0787346B2 JPH0787346B2 JP2323350A JP32335090A JPH0787346B2 JP H0787346 B2 JPH0787346 B2 JP H0787346B2 JP 2323350 A JP2323350 A JP 2323350A JP 32335090 A JP32335090 A JP 32335090A JP H0787346 B2 JPH0787346 B2 JP H0787346B2
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- tuning
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- tuning voltage
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
- H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
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- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 本発明は、ダブルコンバージョンチューナーによって選
択されたチャネルのピクチャー及びサウンドキャリアの
差異に該当する同調電圧を電圧制御発振器に伝送して再
同調することによって、上記ピクチャー及びサウンドキ
ャリアによる入力フィルターの挿入の損失を最小化する
自動同調方法及び装置に関するものであり、 同調回路の局部発振器によって発振信号を制御する位相
同期ループ（PLL）回路と、上記同調回路の出力信号を
受けてRF自動利得調整（AGC）信号とIF自動利得調整信
号を出力する映像中間周波数（VIF）発生回路と、上記
映像中間周波数発生回路からの両出力信号を受けて上記
同調回路のバンドパスフィルター信号を制御する自動同
調部とから構成された自動同調装置と、 選択チャンネルにおけるピクチャーキャリアを探すため
の発振周波数FoがVCOから発生するように、PLLによりVC
Oを同調し、チューナーのAGC電圧とIF増幅器のAGC電圧
の変化とによってRF同調電圧を決定する第１過程と、 第１過程において決定されたRF入力フイルターの同調電
圧を調整してピクチャーキャリアの利得が最大となると
きのその同調電圧（Vp）値を調整した後、PLLとして前
記VC0を調整して、VC0の発振周波数を、サウンドキャリ
アを探すためのFo＋4.5MHzに変更する第２過程と、 第２過程において探されたサウンドキャリアに対するRF
入力フイルターの同調電圧を調整してサウンドキャリア
の利得が最大となるときのその同調電圧（Vs）値を貯蔵
し、PLLにより前記VC0の発振周波数をFoに再調整する第
３過程と、 第１過程のピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）
値と第３過程のサウンドキャリア最大利得同調電圧（V
s）値の差（ΔVsp）を、ピクチャーキャリア最大利得同
調電圧（Vp）から差し引いて（Vp−ΔVsp）、RF入力フ
イルターを同調させた後、このときのAGC電圧（V
AGC（Ｓ））値を測定して貯蔵する第４過程と、 前記第４過程において得られたサウンドキャリアのAGC
電圧（VAGC（Ｓ））値と第１過程におけるピクチャーキ
ャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値を比較して、同じ
であればピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）を
RF入力フイルターの同調電圧として定め、異なれば前記
サウンドキャリアのAGC電圧（VAGC（Ｓ））値に対する
ピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値の大
小を判断する第５過程と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より小さければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp−ΔＶの同調電圧とVp−ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
−ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第６過程
と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より大きければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp＋ΔＶの同調電圧とVp＋ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
＋ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第７過程
とからなることを特徴とする。
択されたチャネルのピクチャー及びサウンドキャリアの
差異に該当する同調電圧を電圧制御発振器に伝送して再
同調することによって、上記ピクチャー及びサウンドキ
ャリアによる入力フィルターの挿入の損失を最小化する
自動同調方法及び装置に関するものであり、 同調回路の局部発振器によって発振信号を制御する位相
同期ループ（PLL）回路と、上記同調回路の出力信号を
受けてRF自動利得調整（AGC）信号とIF自動利得調整信
号を出力する映像中間周波数（VIF）発生回路と、上記
映像中間周波数発生回路からの両出力信号を受けて上記
同調回路のバンドパスフィルター信号を制御する自動同
調部とから構成された自動同調装置と、 選択チャンネルにおけるピクチャーキャリアを探すため
の発振周波数FoがVCOから発生するように、PLLによりVC
Oを同調し、チューナーのAGC電圧とIF増幅器のAGC電圧
の変化とによってRF同調電圧を決定する第１過程と、 第１過程において決定されたRF入力フイルターの同調電
圧を調整してピクチャーキャリアの利得が最大となると
きのその同調電圧（Vp）値を調整した後、PLLとして前
記VC0を調整して、VC0の発振周波数を、サウンドキャリ
アを探すためのFo＋4.5MHzに変更する第２過程と、 第２過程において探されたサウンドキャリアに対するRF
入力フイルターの同調電圧を調整してサウンドキャリア
の利得が最大となるときのその同調電圧（Vs）値を貯蔵
し、PLLにより前記VC0の発振周波数をFoに再調整する第
３過程と、 第１過程のピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）
値と第３過程のサウンドキャリア最大利得同調電圧（V
s）値の差（ΔVsp）を、ピクチャーキャリア最大利得同
調電圧（Vp）から差し引いて（Vp−ΔVsp）、RF入力フ
イルターを同調させた後、このときのAGC電圧（V
AGC（Ｓ））値を測定して貯蔵する第４過程と、 前記第４過程において得られたサウンドキャリアのAGC
電圧（VAGC（Ｓ））値と第１過程におけるピクチャーキ
ャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値を比較して、同じ
であればピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）を
RF入力フイルターの同調電圧として定め、異なれば前記
サウンドキャリアのAGC電圧（VAGC（Ｓ））値に対する
ピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値の大
小を判断する第５過程と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より小さければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp−ΔＶの同調電圧とVp−ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
−ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第６過程
と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より大きければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp＋ΔＶの同調電圧とVp＋ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
＋ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第７過程
とからなることを特徴とする。
本発明はダブルコンバージョン（Double Conversion）
チューナーの自動同調方法に関するもので、特にダブル
コンバージョンチューナーによって選択されたチャンネ
ルのピクチャー及びサウンドキャリアの差異に該当する
同調電圧を電圧制御発振器に伝送して再同調することに
よって、上記ピクチャー及びサウンドキャリアによる入
力フィルターの押入の損失を最小化する自動同調方法に
関するものである。
チューナーの自動同調方法に関するもので、特にダブル
コンバージョンチューナーによって選択されたチャンネ
ルのピクチャー及びサウンドキャリアの差異に該当する
同調電圧を電圧制御発振器に伝送して再同調することに
よって、上記ピクチャー及びサウンドキャリアによる入
力フィルターの押入の損失を最小化する自動同調方法に
関するものである。
一般にテレビジョン（TV）受信器内の同調システムは多
数のTV周波数帯域内の信号を受信するためにミキサーを
各各包含してある多数の同調器を使用する。
数のTV周波数帯域内の信号を受信するためにミキサーを
各各包含してある多数の同調器を使用する。
例えば、第１同調器はVHF−TV周波数帯域（54乃至88及
び174乃至216MHz）内のチャンネルを選択し、第２同調
器はUHF−TV周波数帯域（470乃至890MHz）内のチャンネ
ルを選択する。TV受信器がテーブルテレビジョン（CAT
V）信号を受信するように設定される場合は、これの同
調システムは第３同調器とミキサーを追加させなければ
ならない。
び174乃至216MHz）内のチャンネルを選択し、第２同調
器はUHF−TV周波数帯域（470乃至890MHz）内のチャンネ
ルを選択する。TV受信器がテーブルテレビジョン（CAT
V）信号を受信するように設定される場合は、これの同
調システムは第３同調器とミキサーを追加させなければ
ならない。
多数の同調器の複雑性と値段が高い経費問題を防止する
ための二重変換同調システムは“消費者の電子IEEE操
作”第CE−24巻、第１号、1978年２月号のページ39乃至
46にD.L.アシューが“高性能TV受信器”という題目で記
述したもののように放送（空気遮断）VHF−TV及びUHF−
TV信号を受信するためのもので、記述されてある。
ための二重変換同調システムは“消費者の電子IEEE操
作”第CE−24巻、第１号、1978年２月号のページ39乃至
46にD.L.アシューが“高性能TV受信器”という題目で記
述したもののように放送（空気遮断）VHF−TV及びUHF−
TV信号を受信するためのもので、記述されてある。
しかし、VHC−TV、UHF−TV及びCATV信号を受信するため
の簡単、かつ、安価な同調システムが要求される。
の簡単、かつ、安価な同調システムが要求される。
このために、従来においては米国の特許出願番号が第81
−294133号の技術の内容のように、選択されたチャンネ
ルの周波数によって決定された大きさをもってある同調
信号を発生させるための制御装置と、上記同調信号に応
答して上記第１ケーブ帯域（MB−CATV）の低周波数部分
と上記第１放送帯域（Ｌ−VHF）を包含した第１同調帯
域（低帯域）で選択したチャンネルに対応するRF信号を
選択するための第１フィルター装置と、上記同調信号に
応答して上記第１ケーブ帯域（MB−CATV）の上部周波数
部分、上記第２放送帯域（Ｈ−VHF）及び上記第２ケー
ブ帯域（SB−CATV）の少なくとも低部の周波数部分に包
含した第２同調帯域（高帯域）で選択したチャンネルに
対応するRF信号を選択するための第２フィルター装置及
び選択されたチャンネルが上記第１同調帯域（低帯域）
にあるとき、上記第１フィルター装置フィルター装置を
動作させ、選択されたチャンネルが上記第２同調帯域
（高帯域）にあるとき、上記第２フィルター装置を動作
させるためのフィルター選択装置で構成されて、多重帯
域同調システムは第１同調帯域、第１ケーブ帯域、第２
放送帯域及び第２ケーブ帯域の順序にあるRF信号からIF
信号を作り出す。
−294133号の技術の内容のように、選択されたチャンネ
ルの周波数によって決定された大きさをもってある同調
信号を発生させるための制御装置と、上記同調信号に応
答して上記第１ケーブ帯域（MB−CATV）の低周波数部分
と上記第１放送帯域（Ｌ−VHF）を包含した第１同調帯
域（低帯域）で選択したチャンネルに対応するRF信号を
選択するための第１フィルター装置と、上記同調信号に
応答して上記第１ケーブ帯域（MB−CATV）の上部周波数
部分、上記第２放送帯域（Ｈ−VHF）及び上記第２ケー
ブ帯域（SB−CATV）の少なくとも低部の周波数部分に包
含した第２同調帯域（高帯域）で選択したチャンネルに
対応するRF信号を選択するための第２フィルター装置及
び選択されたチャンネルが上記第１同調帯域（低帯域）
にあるとき、上記第１フィルター装置フィルター装置を
動作させ、選択されたチャンネルが上記第２同調帯域
（高帯域）にあるとき、上記第２フィルター装置を動作
させるためのフィルター選択装置で構成されて、多重帯
域同調システムは第１同調帯域、第１ケーブ帯域、第２
放送帯域及び第２ケーブ帯域の順序にあるRF信号からIF
信号を作り出す。
制御装置は選択されたチャンネルの周波数によって決定
された大きさをもってある同調信号を発生させる。
された大きさをもってある同調信号を発生させる。
第１フィルターは同調信号に応答して第１ケーブ帯域の
低周波数部分と第１放送帯域を包含した第１同調帯域内
で選択したチャンネルに対応するRF信号を選択する。第
２フィルターは同調信号に応答して第１ケーブ帯域、第
２放送及び第２同調帯域内で選択したチャンネルに応答
するRF信号を選択する。
低周波数部分と第１放送帯域を包含した第１同調帯域内
で選択したチャンネルに対応するRF信号を選択する。第
２フィルターは同調信号に応答して第１ケーブ帯域、第
２放送及び第２同調帯域内で選択したチャンネルに応答
するRF信号を選択する。
選択装置は選択された信号が第１同調帯域内にあると
き、第１フィルターを動作させ、選択されたチャンネル
が第２同調帯域内にあるとき、第２フィルターを動作さ
せる。
き、第１フィルターを動作させ、選択されたチャンネル
が第２同調帯域内にあるとき、第２フィルターを動作さ
せる。
また、テレビジョンの放送スペクトルを活用するために
シングルコンバージョン（Single Conversion）バラク
ターチューナを利用するが、このシングルコンバージョ
ンバラクターチューナは電圧制御発振器（Voltage Cont
rolledOscillator:以下、VCOという）と高周波（Radio
Frequency:以下、RFという）同調回路のバラクターダイ
オードに掛かる同調電圧が同じであるので、一つの同調
電圧で上記のシングルコンバージョンバラクターチュー
ナの全体を同調させることは可能である。
シングルコンバージョン（Single Conversion）バラク
ターチューナを利用するが、このシングルコンバージョ
ンバラクターチューナは電圧制御発振器（Voltage Cont
rolledOscillator:以下、VCOという）と高周波（Radio
Frequency:以下、RFという）同調回路のバラクターダイ
オードに掛かる同調電圧が同じであるので、一つの同調
電圧で上記のシングルコンバージョンバラクターチュー
ナの全体を同調させることは可能である。
しかし、上記のシングルコンバージョンバラクターチュ
ーナに入力される信号より多い種類の信号と高い周波数
信号を使用して放送スペクトルを活用するためにはダブ
ルコンバージョンバラクターチューナを利用しなければ
ならないし、このダブルコンバージョンバラクターチュ
ーナはVCOとRF同調回路のバラクターダイオードに掛か
る同調電圧が各各異なる。
ーナに入力される信号より多い種類の信号と高い周波数
信号を使用して放送スペクトルを活用するためにはダブ
ルコンバージョンバラクターチューナを利用しなければ
ならないし、このダブルコンバージョンバラクターチュ
ーナはVCOとRF同調回路のバラクターダイオードに掛か
る同調電圧が各各異なる。
上記ダブルコンバージョンチューナのVCOとRF同調回路
は各各異なる周波数によって同調されることによって同
調電圧が各各異なる値で印加されると入力フィルター挿
入の損失が大きくなる問題点があったのである。
は各各異なる周波数によって同調されることによって同
調電圧が各各異なる値で印加されると入力フィルター挿
入の損失が大きくなる問題点があったのである。
したがって、本発明は上記従来の諸般の問題点を解決す
るために創案したもので、本発明の目的はダブルコンバ
ージョンチューナに入力される入力チャンネルのピクチ
ャー及びサウンドキャリアを利用してVCO同調電圧とは
異なるRF同調回路の同調電圧をダブルコンバージョンチ
ューナに印加するダブルコンバージョンチューナの自動
同調方法を提供することにある。
るために創案したもので、本発明の目的はダブルコンバ
ージョンチューナに入力される入力チャンネルのピクチ
ャー及びサウンドキャリアを利用してVCO同調電圧とは
異なるRF同調回路の同調電圧をダブルコンバージョンチ
ューナに印加するダブルコンバージョンチューナの自動
同調方法を提供することにある。
上記本発明の目的を達成するための技術的な手段として
は、アンテナ入力端子から入って来たRF信号を処理する
複数個のバンドパスフィルターと高周波増幅器及びマッ
チ回路と、上記入力されるRF信号に合わせて発振信号を
発生する複数個の局部発振器と、上記マッチ回路と局部
発振器の出力信号を混合して出力する複数個の混合器と
から構成されたチューナの同調回路において、上記同調
回路の局部発振器を発振信号を制御する位相同期ループ
（PLL）回路と、上記同調回路の出力信号を受けてRF自
動利得調節（AGC）信号とIF自動利得調整信号を出力す
る映像中間周波数（VIF）発生回路と、上記映像中間周
波数発生回路からの両出力信号を受けて上記同調回路の
バンドパスフィルター信号を制御する自動同調部とを包
含してなり、上記自動同調部は上記映像中間周波数発生
回路からの両アナログ信号をディジタル信号に変換させ
てやる複数個のA/D変換器と、本発明の自動同調方法で
ある制御プログラムが内蔵されてあるROMメモリー素子
と、上記ディジタルに変換された信号と上記ROMメモリ
ー装置内に内蔵された制御プログラムによって動作する
マイクロプロセッサーと、上記マイクロプロセンサーに
よって処理された両ディジタル信号をアナログ信号に変
換させてやる複数個のD/A変換器と、上記両D/A変換器の
出力信号を比較して上記同調回路を制御する演算増幅比
較器とから成り、 上記のような構成によって、選択チャンネルにおけるピ
クチャーキャリアを探すための発振周波数FoがVCOから
発生するように、PLLによりVCOを同調し、チューナーの
AGC電圧とIF増幅器のAGC電圧の変化とによってRF同調電
圧を決定する第１過程と、 第１過程において決定されたRF入力フイルターの同調電
圧を調整してピクチャーキャリアの利得が最大となると
きのその同調電圧（Vp）値を調整した後、PLLとして前
記VC0を調整して、VC0の発振周波数を、サウンドキャリ
アを探すためのFo＋4.5MHzに変更する第２過程と、 第２過程において探されたサウンドキャリアに対するRF
入力フイルターの同調電圧を調整してサウンドキャリア
の利得が最大となるときのその同調電圧（Vs）値を貯蔵
し、PLLにより前記VC0の発振周波数をFoに再調整する第
３過程と、 第１過程のピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）
値と第３過程のサウンドキャリア最大利得同調電圧（V
s）値の差（ΔVsp）を、ピクチャーキャリア最大利得同
調電圧（Vp）から差し引いて（Vp−ΔVsp）、RF入力フ
イルターを同調させた後、このときのAGC電圧（V
AGC（Ｓ））値を測定して貯蔵する第４過程と、 前記第４過程において得られたサウンドキャリアのAGC
電圧（VAGC（Ｓ））値と第１過程におけるピクチャーキ
ャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値を比較して、同じ
であればピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）を
RF入力フイルターの同調電圧として定め、異なれば前記
サウンドキャリアのAGC電圧（VAGC（Ｓ））値に対する
ピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値の大
小を判断する第５過程と、 前記第５過程においてサウンドキャリアのAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より小さければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp−ΔＶの同調電圧とVp−ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
−ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第６過程
と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より大きければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp＋ΔＶの同調電圧とVp＋ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
＋ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第７過程
とからなることを特徴とする。
は、アンテナ入力端子から入って来たRF信号を処理する
複数個のバンドパスフィルターと高周波増幅器及びマッ
チ回路と、上記入力されるRF信号に合わせて発振信号を
発生する複数個の局部発振器と、上記マッチ回路と局部
発振器の出力信号を混合して出力する複数個の混合器と
から構成されたチューナの同調回路において、上記同調
回路の局部発振器を発振信号を制御する位相同期ループ
（PLL）回路と、上記同調回路の出力信号を受けてRF自
動利得調節（AGC）信号とIF自動利得調整信号を出力す
る映像中間周波数（VIF）発生回路と、上記映像中間周
波数発生回路からの両出力信号を受けて上記同調回路の
バンドパスフィルター信号を制御する自動同調部とを包
含してなり、上記自動同調部は上記映像中間周波数発生
回路からの両アナログ信号をディジタル信号に変換させ
てやる複数個のA/D変換器と、本発明の自動同調方法で
ある制御プログラムが内蔵されてあるROMメモリー素子
と、上記ディジタルに変換された信号と上記ROMメモリ
ー装置内に内蔵された制御プログラムによって動作する
マイクロプロセッサーと、上記マイクロプロセンサーに
よって処理された両ディジタル信号をアナログ信号に変
換させてやる複数個のD/A変換器と、上記両D/A変換器の
出力信号を比較して上記同調回路を制御する演算増幅比
較器とから成り、 上記のような構成によって、選択チャンネルにおけるピ
クチャーキャリアを探すための発振周波数FoがVCOから
発生するように、PLLによりVCOを同調し、チューナーの
AGC電圧とIF増幅器のAGC電圧の変化とによってRF同調電
圧を決定する第１過程と、 第１過程において決定されたRF入力フイルターの同調電
圧を調整してピクチャーキャリアの利得が最大となると
きのその同調電圧（Vp）値を調整した後、PLLとして前
記VC0を調整して、VC0の発振周波数を、サウンドキャリ
アを探すためのFo＋4.5MHzに変更する第２過程と、 第２過程において探されたサウンドキャリアに対するRF
入力フイルターの同調電圧を調整してサウンドキャリア
の利得が最大となるときのその同調電圧（Vs）値を貯蔵
し、PLLにより前記VC0の発振周波数をFoに再調整する第
３過程と、 第１過程のピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）
値と第３過程のサウンドキャリア最大利得同調電圧（V
s）値の差（ΔVsp）を、ピクチャーキャリア最大利得同
調電圧（Vp）から差し引いて（Vp−ΔVsp）、RF入力フ
イルターを同調させた後、このときのAGC電圧（V
AGC（Ｓ））値を測定して貯蔵する第４過程と、 前記第４過程において得られたサウンドキャリアのAGC
電圧（VAGC（Ｓ））値と第１過程におけるピクチャーキ
ャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値を比較して、同じ
であればピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）を
RF入力フイルターの同調電圧として定め、異なれば前記
サウンドキャリアのAGC電圧（VAGC（Ｓ））値に対する
ピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値の大
小を判断する第５過程と、 前記第５過程においてサウンドキャリアのAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より小さければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp−ΔＶの同調電圧とVp−ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
−ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第６過程
と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より大きければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp＋ΔＶの同調電圧とVp＋ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
＋ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第７過程
とからなることを特徴とする。
また、前記ΔＶは1MHzずつスウィプ同調させるため、Δ
Ｖ＝（ΔVsp）／（4.5）とすることを特徴とする 〔実施例〕 以下、本発明の望ましい実施例を添付図面を参照してよ
り詳細に説明する。
Ｖ＝（ΔVsp）／（4.5）とすることを特徴とする 〔実施例〕 以下、本発明の望ましい実施例を添付図面を参照してよ
り詳細に説明する。
第３図は本発明であるダブルコンバージョンチューナの
自動同調方法が適用されるシステムブロック図である。
自動同調方法が適用されるシステムブロック図である。
上記第３図でアンテナ11の入力端から入って来るRF入力
信号は、第１バンドパスフィルター12を通じて第1RF増
幅器13により充分に増幅されてからマッチ（Match）回
路14をへて第１混合器15に印加される。
信号は、第１バンドパスフィルター12を通じて第1RF増
幅器13により充分に増幅されてからマッチ（Match）回
路14をへて第１混合器15に印加される。
上記第１混合器15は上記マッチ回路14からの入力信号と
第１局部発振器16からの入力信号を混合して第２バンド
パスフィルター17を経て第2RF増幅器18に印加する。
第１局部発振器16からの入力信号を混合して第２バンド
パスフィルター17を経て第2RF増幅器18に印加する。
このとき、上記第１局部発振器16はVCOを制御する制御
部であるPLL回路300によって制御される。
部であるPLL回路300によって制御される。
上記第2RF増幅器18に印加された信号は充分に増幅され
て第２混合器19で第２局部発振器20の出力信号と混合さ
れる。
て第２混合器19で第２局部発振器20の出力信号と混合さ
れる。
上記第２混合器19で混合された信号は第3RF増幅器21で
再度増幅されてから映像中間周波数（VIF:Video Inter
mediate Frequency）発生回路30に印加される。
再度増幅されてから映像中間周波数（VIF:Video Inter
mediate Frequency）発生回路30に印加される。
そのようになると、上記VIF発生回路30はRF・AGC信号31
とIF・AGC信号32を作ってマイコン制御装置40のアナロ
グ／ディジタル（A/D）変換器42、43に各々印加する。
とIF・AGC信号32を作ってマイコン制御装置40のアナロ
グ／ディジタル（A/D）変換器42、43に各々印加する。
上記マイコン制御装置40はROMメモリー44とマイクロプ
ロセッサー41が上記A/D変換器42、43に連結されるよう
に構成されている。
ロセッサー41が上記A/D変換器42、43に連結されるよう
に構成されている。
上記A/D変換器42、43によって変換されたRF・AGCのディ
ジタル信号とIF・AGCのディジタル信号は上記マイクロ
プロセッサー41の動作によって処理されてディジタル／
アナログ（D/A）変換器51、52に各各印加される。
ジタル信号とIF・AGCのディジタル信号は上記マイクロ
プロセッサー41の動作によって処理されてディジタル／
アナログ（D/A）変換器51、52に各各印加される。
そのようになると、上記D/A変換器51、52は上記マイク
ロプロセッサー41によって処理されたディジタル信号を
アナログ信号に変換して、RF同調電圧を比較する比較器
50を通じて上記第１バンドパルフィルター12に印加され
てスイッチングバンドを制御する。
ロプロセッサー41によって処理されたディジタル信号を
アナログ信号に変換して、RF同調電圧を比較する比較器
50を通じて上記第１バンドパルフィルター12に印加され
てスイッチングバンドを制御する。
第１図は本発明による自動同調方法の１実施例を示した
流れ図である。
流れ図である。
第１図で正確なVCO周波数（Fo）をあわせるためにPLL回
路300を利用して同調させるVCO同調段階101をへる。
路300を利用して同調させるVCO同調段階101をへる。
上記VCO同調段階101をへてから、最大利得（max gai
n）を得るためにマイクロプロセッサー41のROMメモリー
素子44に内蔵されたプログラム制御によって読出された
同調電圧（VT）によって、RF入力バンドパスフィルター
を同調させるRF入力同調段階102をへる。
n）を得るためにマイクロプロセッサー41のROMメモリー
素子44に内蔵されたプログラム制御によって読出された
同調電圧（VT）によって、RF入力バンドパスフィルター
を同調させるRF入力同調段階102をへる。
上記RF同調（Tunning）は３バンドによって同調される
ので、VCOに同調されたチャンネルによりバンドスイッ
チングが行われて同調される。
ので、VCOに同調されたチャンネルによりバンドスイッ
チングが行われて同調される。
ここで、RF同調電圧はチューナとIF増幅器のAGC電圧の
変化により決定され、要求されるチャンネルによりRF同
調電圧範囲で最大利得になるように同調電圧をスウィプ
（sweep）して決定する。
変化により決定され、要求されるチャンネルによりRF同
調電圧範囲で最大利得になるように同調電圧をスウィプ
（sweep）して決定する。
上記スウィプ（一種のScanning）過程は次のようであ
る。
る。
上記RF同調段階102を経てから、ピクチャーキャリア（V
P）によって調整されたAGC電圧とROMメモリー素子44で
読出された最大AGC電圧を103段階で比較する。
P）によって調整されたAGC電圧とROMメモリー素子44で
読出された最大AGC電圧を103段階で比較する。
上記RF入力同調段階102で第２図（ア）のＡのような波
形が現れる。
形が現れる。
ここでPCはピクチャーキャリア（Picture carrier）で
あり、SCはサウンドキャリア（Sound carrier）であ
る。
あり、SCはサウンドキャリア（Sound carrier）であ
る。
上記最大AGC電圧比較段階103で、最大AGC電圧が入力信
号のピクチャーキャリアによって同調されたAGC電圧値
より小さいかまたは同じであると、IF・AGC電圧に使用
し（104）、最大AGC電圧が上記ピクチャーキャリアによ
って同調されたAGC電圧より大きいと、105段階に移行さ
れる。
号のピクチャーキャリアによって同調されたAGC電圧値
より小さいかまたは同じであると、IF・AGC電圧に使用
し（104）、最大AGC電圧が上記ピクチャーキャリアによ
って同調されたAGC電圧より大きいと、105段階に移行さ
れる。
上記105段階においてはピクチャーキャリア（VP）によ
るAGC電圧が最大利得を得るように、同調電圧（VT）を
調整（Tunning）し、このときのピクチャーキャリアに
よるAGC電圧VAGC（Ｐ）をメモリー素子に貯蔵する（10
6）。
るAGC電圧が最大利得を得るように、同調電圧（VT）を
調整（Tunning）し、このときのピクチャーキャリアに
よるAGC電圧VAGC（Ｐ）をメモリー素子に貯蔵する（10
6）。
上記105段階で第２図（ア）のＢのような波形が現れ
る。上記Ｂ波形で同調電圧VTがピクチャーキャリアによ
る電圧BPと同じ位置に移動する。
る。上記Ｂ波形で同調電圧VTがピクチャーキャリアによ
る電圧BPと同じ位置に移動する。
一方、RF信号による発振周波数（Fo）に＋4.5MHzを加算
してVCOを同調させる段階107をへてサウンドキャリアに
よるAGC電圧が最大利得を得るように同調電圧（VT）を
調整する（108）。
してVCOを同調させる段階107をへてサウンドキャリアに
よるAGC電圧が最大利得を得るように同調電圧（VT）を
調整する（108）。
上記107段階でFo＋4.5MHzを増加させた理由は、サウン
ドキャリアのAGC電圧（VS）を知るためのもので、上記
4.5MHzはサウンドキャリア（SC:Sound Carrier）でピ
クチャーキャリア（PC:Picture carrier）を減算した
値（SC−PC）である。
ドキャリアのAGC電圧（VS）を知るためのもので、上記
4.5MHzはサウンドキャリア（SC:Sound Carrier）でピ
クチャーキャリア（PC:Picture carrier）を減算した
値（SC−PC）である。
したがって、4.5MHz程増加されるようにVCOを同調させ
たのち、この値が最大利得になるように同調スウィプ
（Tunning Sweep）して決定する。
たのち、この値が最大利得になるように同調スウィプ
（Tunning Sweep）して決定する。
上記108段階で第２図（ア）のＣのような波形が現れ
る。
る。
上記Ｃ波形で同調電圧VTはサウンドキャリアによるVS電
圧と一致する。上記108段階で同調電圧（VT）を調整し
て獲得したサウンドキャリアのAGC電圧VS,VAGC（Ｓ）の
メモリー素子に貯蔵（109）し、RF信号による発振周波
数（Fo）を合わせるために、PLLによってVCOを調整する
（110）。
圧と一致する。上記108段階で同調電圧（VT）を調整し
て獲得したサウンドキャリアのAGC電圧VS,VAGC（Ｓ）の
メモリー素子に貯蔵（109）し、RF信号による発振周波
数（Fo）を合わせるために、PLLによってVCOを調整する
（110）。
そして、サウンドキャリア（SC）の最大AGC電圧（VS）
でピクチャーキャリア（PC）の最大AGC電圧（VP）を減
少した値（VS−VP＝ΔVSP）を、ピクチャーキャリア（P
C）の最大AGC電圧（VP）で再び減少させた値（VP−ΔVS
P）である同調電圧（VT）に合わせるために、RF信号を
調整する段階111をへて、メモリー素子に上記同調電圧
（VP−ΔVSP）によるAGC電圧VAGC（−ΔVSP）を貯蔵す
る（112）。
でピクチャーキャリア（PC）の最大AGC電圧（VP）を減
少した値（VS−VP＝ΔVSP）を、ピクチャーキャリア（P
C）の最大AGC電圧（VP）で再び減少させた値（VP−ΔVS
P）である同調電圧（VT）に合わせるために、RF信号を
調整する段階111をへて、メモリー素子に上記同調電圧
（VP−ΔVSP）によるAGC電圧VAGC（−ΔVSP）を貯蔵す
る（112）。
上記111の段階で第２図（イ）のＤのような波形が現れ
る。上記112段階のAGC電圧を113段階で新たなピクチャ
ーキャリア（PC）のAGC電圧値（VP′＝VP）によって置
換し、また上記ピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧を
新たなサウンドキャリア（SC）のAGC電圧値（VS′＝VP
−ΔVSP）によって置換する。
る。上記112段階のAGC電圧を113段階で新たなピクチャ
ーキャリア（PC）のAGC電圧値（VP′＝VP）によって置
換し、また上記ピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧を
新たなサウンドキャリア（SC）のAGC電圧値（VS′＝VP
−ΔVSP）によって置換する。
上記113段階で第２図（イ）のＥのような波形が現れ
る。上記113段階の新たなピクチャー及びサウンドキャ
リアのAGC電圧を114段階で比較して、その差の絶対値
（VAGC（VS′）−VAGC（VP′））がサウンドキャリア
（SC）のAGC電圧値（VS′）及びピクチャーキャリア（P
C）のAGC電圧値（VP′）とほぼ等しいか、即ちサウンド
キャリアの利得（VAGC（Ｓ））がピクチャーキャリアの
利得（VAGC（Ｐ））と同じであるかを比較する。
る。上記113段階の新たなピクチャー及びサウンドキャ
リアのAGC電圧を114段階で比較して、その差の絶対値
（VAGC（VS′）−VAGC（VP′））がサウンドキャリア
（SC）のAGC電圧値（VS′）及びピクチャーキャリア（P
C）のAGC電圧値（VP′）とほぼ等しいか、即ちサウンド
キャリアの利得（VAGC（Ｓ））がピクチャーキャリアの
利得（VAGC（Ｐ））と同じであるかを比較する。
上記114段階でサウンドキャリアの利得とピクチャーキ
ャリアとの利得が同じであると、上記ピクチャーキャリ
アのAGC電圧値（VP′）を同調電圧（VT）に処理し（12
3）終了する。
ャリアとの利得が同じであると、上記ピクチャーキャリ
アのAGC電圧値（VP′）を同調電圧（VT）に処理し（12
3）終了する。
上記114段階で比較結果の絶対値が整数値（０）と異な
る新たなサウンドキャリア（SC）のAGC電圧値（VS′）
と新たなピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧値（V
P′）とを比較して（115）、サウンドキャリア（SC）の
AGC電圧値（VS′）より大きいと、同調電圧（VT）を変
更するための利得整数（Ｎ）を減算（Ｎ＝−（Ｎ＋
１））し（116）、ピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧
値（VP′）がサウンドキャリア（SC）のAGC電圧値（V
S′）より大きくなると、同調電圧（VT）を変更するた
めの利得整数（Ｎ）を加算（Ｎ＝Ｎ＋１）する（11
7）。
る新たなサウンドキャリア（SC）のAGC電圧値（VS′）
と新たなピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧値（V
P′）とを比較して（115）、サウンドキャリア（SC）の
AGC電圧値（VS′）より大きいと、同調電圧（VT）を変
更するための利得整数（Ｎ）を減算（Ｎ＝−（Ｎ＋
１））し（116）、ピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧
値（VP′）がサウンドキャリア（SC）のAGC電圧値（V
S′）より大きくなると、同調電圧（VT）を変更するた
めの利得整数（Ｎ）を加算（Ｎ＝Ｎ＋１）する（11
7）。
上記116と117との段階で調整された利得整数（Ｎ）値に
変動電圧（ΔＶ）を乗算（ＮΔＶ）して、サウンドキャ
リア（SC）のAGC電圧値（VS′）に加算した第２の同調
電圧（VT2＝VS′＋ＮΔＶ）を定めて（118）、上記同調
電圧（VT2）によるAGC電圧VAGC（VS′＋ＮΔＶ）をメモ
リー素子に貯蔵する（119）。
変動電圧（ΔＶ）を乗算（ＮΔＶ）して、サウンドキャ
リア（SC）のAGC電圧値（VS′）に加算した第２の同調
電圧（VT2＝VS′＋ＮΔＶ）を定めて（118）、上記同調
電圧（VT2）によるAGC電圧VAGC（VS′＋ＮΔＶ）をメモ
リー素子に貯蔵する（119）。
上記114段階で貯蔵されたAGC電圧値（VP′＋ＮΔＶ）は
サウンドキャリア（SC）の同調電圧を1MHz程波形の左側
に移動したときの電圧利得値である。
サウンドキャリア（SC）の同調電圧を1MHz程波形の左側
に移動したときの電圧利得値である。
また、ピクチャーキャリア（PC）のAGC電圧値（VP′）
に上記利得整数（Ｎ）と変動電圧（ΔＶ）との乗算した
値（ＮΔＶ）を加算した第３の同調電圧（VT3＝VP′＋
ＮΔＶ）を調整し（120）、上記120段階によって調整さ
れた第３の同調電圧（VT3）のAGC電圧VAGC（VP′＋ＮΔ
Ｖ）を貯蔵（121）した後、上記118段階と120段階との
ピクチャー及びサウンドキャリアの同調電圧（VT2）、
（VT3）を、また他のサウンドキャリア（VS′），（S
C）のAGC電圧値（VS′＝VS′＋ＮΔＶ）とピクチャーキ
ャリア（PC）とのAGC電圧値（VP′＝VP′＋ＮΔＶ）に
よって定められて（置換して）（122）、上記114段階に
引き戻して上記絶対値（|VAGC（VS′）−VAGC（VP′）
｜）と整数値（０）とが同じになるまで循環させて、上
記絶対値と整数値（０）とが同じになるとサウンドキャ
リア（SC）のAGC電圧値（VS′）を最終的な同調電圧（V
T）に定める（123）。上記123段階で第２図（イ）のＦ
のような波形が現れる。
に上記利得整数（Ｎ）と変動電圧（ΔＶ）との乗算した
値（ＮΔＶ）を加算した第３の同調電圧（VT3＝VP′＋
ＮΔＶ）を調整し（120）、上記120段階によって調整さ
れた第３の同調電圧（VT3）のAGC電圧VAGC（VP′＋ＮΔ
Ｖ）を貯蔵（121）した後、上記118段階と120段階との
ピクチャー及びサウンドキャリアの同調電圧（VT2）、
（VT3）を、また他のサウンドキャリア（VS′），（S
C）のAGC電圧値（VS′＝VS′＋ＮΔＶ）とピクチャーキ
ャリア（PC）とのAGC電圧値（VP′＝VP′＋ＮΔＶ）に
よって定められて（置換して）（122）、上記114段階に
引き戻して上記絶対値（|VAGC（VS′）−VAGC（VP′）
｜）と整数値（０）とが同じになるまで循環させて、上
記絶対値と整数値（０）とが同じになるとサウンドキャ
リア（SC）のAGC電圧値（VS′）を最終的な同調電圧（V
T）に定める（123）。上記123段階で第２図（イ）のＦ
のような波形が現れる。
ここで、上記変動電圧（ΔＶ）はΔＶ＝（ΔVSP）／
（4.5）の値によって1MHzずつスウィプして加算される
電圧である。
（4.5）の値によって1MHzずつスウィプして加算される
電圧である。
上述のように本発明はダブルコンバージョンチューナの
各々異なる同調電圧を、マイクロプロセッサーによる方
法によって選択したチャネルに該当する入力RF同調回路
のバラクターダイオードに掛かる同調電圧を選択して、
ピクチャー及びサウンドキャリアに該当する入力フィル
ターの挿入の損失を最小化しうる利点がある。
各々異なる同調電圧を、マイクロプロセッサーによる方
法によって選択したチャネルに該当する入力RF同調回路
のバラクターダイオードに掛かる同調電圧を選択して、
ピクチャー及びサウンドキャリアに該当する入力フィル
ターの挿入の損失を最小化しうる利点がある。
第１図は、本発明による自動同調方法の望ましい１実施
例の流れ図、 第２図は、第１図による自動同調方法の１実施例を説明
するためのグラフ線図、 第３図は、本発明の方法が適用されるシステムの構成図
である。 図面の主要部分に対する符号の説明 11……アンテナ、12,17……バンドパスフィルター、13,
18,21……RF増幅器、14:マッチ回路、15,19……混合
器、16,20……局部発振器、30……VIF発生回路、40……
マイコン制御装置、41……マイクロプロセッサー、42,4
3……A/D変換器、44……ROM記憶装置、50……比較器、5
1,52……D/A変換器、100……TVチューナ部、200……自
動同調部、300……PLL回路、VP……ピクチャーキャリア
の同調電圧、VAGC（VP）……ピクチャーキャリアの利
得、VP−ΔVSP……サウンドキャリアの同調電圧、VAGC
（−ΔVSP）……サウンドキャリアの利得。
例の流れ図、 第２図は、第１図による自動同調方法の１実施例を説明
するためのグラフ線図、 第３図は、本発明の方法が適用されるシステムの構成図
である。 図面の主要部分に対する符号の説明 11……アンテナ、12,17……バンドパスフィルター、13,
18,21……RF増幅器、14:マッチ回路、15,19……混合
器、16,20……局部発振器、30……VIF発生回路、40……
マイコン制御装置、41……マイクロプロセッサー、42,4
3……A/D変換器、44……ROM記憶装置、50……比較器、5
1,52……D/A変換器、100……TVチューナ部、200……自
動同調部、300……PLL回路、VP……ピクチャーキャリア
の同調電圧、VAGC（VP）……ピクチャーキャリアの利
得、VP−ΔVSP……サウンドキャリアの同調電圧、VAGC
（−ΔVSP）……サウンドキャリアの利得。
Claims (2)
- 【請求項１】選択チャンネルにおけるピクチャーキャリ
アを探すための発振周波数FoがVCOから発生するよう
に、PLLによりVCOを同調し、チューナーのAGC電圧とIF
増幅器のAGC電圧の変化とによってRF同調電圧を決定す
る第１過程と、 第１過程において決定されたRF入力フイルターの同調電
圧を調整してピクチャーキャリアの利得が最大となると
きのその同調電圧（Vp）値を調整した後、PLLとして前
記VC0を調整して、VC0の発振周波数を、サウンドキャリ
アを探すためのFo＋4.5MHzに変更する第２過程と、 第２過程において探されたサウンドキャリアに対するRF
入力フイルターの同調電圧を調整してサウンドキャリア
の利得が最大となるときのその同調電圧（Vs）値を貯蔵
し、PLLにより前記VC0の発振周波数をFoに再調整する第
３過程と、 第１過程のピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）
値と第３過程のサウンドキャリア最大利得同調電圧（V
s）値の差（ΔVsp）を、ピクチャーキャリア最大利得同
調電圧（Vp）から差し引いて（Vp−ΔVsp）、RF入力フ
イルターを同調させた後、このときのAGC電圧（V
AGC（Ｓ））値を測定して貯蔵する第４過程と、 前記第４過程において得られたサウンドキャリアのAGC
電圧（VAGC（Ｓ））値と第１過程におけるピクチャーキ
ャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値を比較して、同じ
であればピクチャーキャリア最大利得同調電圧（Vp）を
RF入力フイルターの同調電圧として定め、異なれば前記
サウンドキャリアのAGC電圧（VAGC（Ｓ））値に対する
ピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC（Ｐ））値の大
小を判断する第５過程と、 前記第５過程においてサウンドキャリアのAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より小さければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp−ΔＶの同調電圧とVp−ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
−ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第６過程
と、 前記第５過程においてサウンドキャリアAGC（V
AGC（Ｓ））値がピクチャーキャリア最大AGC電圧（VAGC
（Ｐ））値より大きければ、RF入力フイルターを、Vp−
ΔVsp＋ΔＶの同調電圧とVp＋ΔＶの同調電圧に各々同
調した後、このときの各AGC値を比較する繰り返し過程
を通じて２つのAGC値が同じくなるときの同調電圧（Vp
＋ΔＶ）値をRF入力フイルター同調電圧にする第７過程
と、 からなることを特徴とするダブルコンバージョンチュー
ナーの自動同調方法。 - 【請求項２】前記ΔＶは1MHzずつスウィプ同調させるた
め、ΔＶ＝（ΔVsp）／（4.5）とすることを特徴とする
請求項１記載のダブルコンバージョンチューナーの自動
同調方法。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019890017411A KR910008131B1 (ko) | 1989-11-29 | 1989-11-29 | 더블 콘버젼(Double Conversion)튜너의 자동 동조방법 |
| KR89-17411 | 1990-11-15 | ||
| KR1019900018479A KR930007300B1 (ko) | 1989-11-29 | 1990-11-15 | 더블 콘버젼(Double Conversion) 튜너의 자동 동조방법 |
| KR90-18479 | 1990-11-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0463012A JPH0463012A (ja) | 1992-02-28 |
| JPH0787346B2 true JPH0787346B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=26628127
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2323350A Expired - Lifetime JPH0787346B2 (ja) | 1989-11-29 | 1990-11-28 | ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5179726A (ja) |
| JP (1) | JPH0787346B2 (ja) |
| KR (1) | KR930007300B1 (ja) |
| DE (1) | DE4038110C2 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4217190C2 (de) * | 1992-05-23 | 2003-05-08 | Grundig Ag | Fernsehempfänger mit mikrocomputergesteuerter Verstärkungsregelung |
| DE4332161A1 (de) * | 1993-09-22 | 1995-03-23 | Thomson Brandt Gmbh | Hochfrequenzempfänger |
| WO1996012351A1 (en) * | 1994-10-17 | 1996-04-25 | Scientific-Atlanta, Inc. | Filter diplexer |
| US5752179A (en) * | 1995-08-17 | 1998-05-12 | Zenith Electronics Corporation | Selective RF circuit with varactor tuned and switched bandpass filters |
| US6014547A (en) * | 1997-04-28 | 2000-01-11 | General Instrument Corporation | System for enhancing the performance of a CATV settop terminal |
| US6195539B1 (en) * | 1998-03-02 | 2001-02-27 | Mentor Graphics Corporation | Method and apparatus for rejecting image signals in a receiver |
| US6161004A (en) * | 1998-03-02 | 2000-12-12 | Mentor Graphics Corporation | Method and apparatus for rejecting image signals in a receiver |
| DE19957365A1 (de) * | 1999-11-29 | 2001-05-31 | Thomson Brandt Gmbh | Verbesserung des Videofrequenzgangs |
| US6564039B1 (en) * | 2000-02-29 | 2003-05-13 | Motorola, Inc. | Frequency generation circuit and method of operating a tranceiver |
| US6975685B1 (en) * | 2000-10-24 | 2005-12-13 | Agere Systems Inc. | Apparatus and method for multi-channel communications system |
| WO2002093732A2 (en) * | 2001-05-11 | 2002-11-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Tuner circuit using polyphase filters and mixer |
| JP2006166009A (ja) * | 2004-12-07 | 2006-06-22 | Mitsubishi Electric Corp | 受信装置 |
| US20090197553A1 (en) * | 2005-12-01 | 2009-08-06 | Thomson Licensing | Method and Apparatus for Determining Frequency Offset in a Receiver |
| US7660566B2 (en) * | 2006-09-29 | 2010-02-09 | Visteon Global Technologies, Inc. | System for creating a programmable tuning voltage |
| US9306531B2 (en) * | 2014-03-06 | 2016-04-05 | Linear Technology Corporation | Exponential ROM table tuning using trim for frequency agile analog filters |
| US10277340B1 (en) * | 2018-01-18 | 2019-04-30 | Microchip Technology Incorporated | Signal integrity diagnostics for communication channels |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3872387A (en) * | 1972-09-29 | 1975-03-18 | Zenith Radio Corp | Frequency response modifier for fixed-tuned IF amplifiers |
| US4408348A (en) * | 1981-08-19 | 1983-10-04 | Rca Corporation | Multiband tuning system for a television receiver |
| US4402089A (en) * | 1981-09-16 | 1983-08-30 | Rca Corporation | Television tuning system with electronic frequency adjustment apparatus |
| US4476583A (en) * | 1983-02-28 | 1984-10-09 | Rca Corporation | Electronic tracking for tuners |
| US4499602A (en) * | 1983-06-28 | 1985-02-12 | Rca Corporation | Double conversion tuner for broadcast and cable television channels |
| US4581643A (en) * | 1983-07-25 | 1986-04-08 | Rca Corporation | Double conversion television tuner with frequency response control provisions |
| DE3347132C1 (de) * | 1983-12-27 | 1985-07-04 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Automatisch arbeitendes Abgleichsystem fuer einen Tuner eines Fernsehempfangsgeraetes |
| US4780909A (en) * | 1985-07-02 | 1988-10-25 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Signal receiver having automatic frequency characteristic adjusting capability |
| JPS6373711A (ja) * | 1986-09-16 | 1988-04-04 | Pioneer Electronic Corp | 周波数シンセサイザチユ−ナ |
| US5012235A (en) * | 1987-10-20 | 1991-04-30 | Telefind Corporation | Paging receiver with continuously tunable antenna and RF amplifier |
| JPH01152811A (ja) * | 1987-12-10 | 1989-06-15 | Akai Electric Co Ltd | 受信機の自動選局装置 |
| US4843639A (en) * | 1988-03-17 | 1989-06-27 | Beals Richard G | Fully automatic garage door opener |
-
1990
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