JPH0785664B2 - Ｄｃ−ａｃインバ−タ装置 - Google Patents
Ｄｃ−ａｃインバ−タ装置Info
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- JPH0785664B2 JPH0785664B2 JP61120653A JP12065386A JPH0785664B2 JP H0785664 B2 JPH0785664 B2 JP H0785664B2 JP 61120653 A JP61120653 A JP 61120653A JP 12065386 A JP12065386 A JP 12065386A JP H0785664 B2 JPH0785664 B2 JP H0785664B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は、放電灯点灯装置などに用いるDC−ACインバー
タ装置に関するものである。
タ装置に関するものである。
［背景技術］ 従来、放電灯点灯装置などに用いるこの種のDC−ACイン
バータ装置としては、第９図に示すように、交流電源AC
をダイオードブリッジDBおよびコンデンサC0よりなる直
流電源回路１にて整流平滑して得られる直流電源VDCを
交流電源VACに変換して負荷２に印加するようにしたも
のがあった。すなわち、直流電源VDCは、トランジスタ
よりなる高周波スイッチング素子Q1，Q2と、ダイオード
D3，D4が並列接続されたトランジスタよりなる低周波ス
イッチング素子Q3，Q4とで形成されるフルブリッジ型の
インバータスイッチ回路３の入力端に印加され、各スイ
ッチング素子Q1〜Q4は制御回路４′にてスイッチタイミ
ングが制御されるようになっている。スイッチング素子
Q1〜Q4は、直流電源VDCを低周波で極性が反転され且つ
高周波で断続される交流電源VACに変換するように制御
回路４′にて駆動され、インバータスイッチ回路３出力
はコンデンサC1が並列接続された負荷２にインダクタン
ス素子L1を介して印加されている。
バータ装置としては、第９図に示すように、交流電源AC
をダイオードブリッジDBおよびコンデンサC0よりなる直
流電源回路１にて整流平滑して得られる直流電源VDCを
交流電源VACに変換して負荷２に印加するようにしたも
のがあった。すなわち、直流電源VDCは、トランジスタ
よりなる高周波スイッチング素子Q1，Q2と、ダイオード
D3，D4が並列接続されたトランジスタよりなる低周波ス
イッチング素子Q3，Q4とで形成されるフルブリッジ型の
インバータスイッチ回路３の入力端に印加され、各スイ
ッチング素子Q1〜Q4は制御回路４′にてスイッチタイミ
ングが制御されるようになっている。スイッチング素子
Q1〜Q4は、直流電源VDCを低周波で極性が反転され且つ
高周波で断続される交流電源VACに変換するように制御
回路４′にて駆動され、インバータスイッチ回路３出力
はコンデンサC1が並列接続された負荷２にインダクタン
ス素子L1を介して印加されている。
ここに、スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチタイミング
を制御する制御回路４′は、パルス幅制御部５と、低周
波発振部６と、駆動部７とで形成されており、スイッチ
ング素子Q1〜Q4のスイッチング動作は第10図に示すよう
になっている。すなわち、スイッチング素子Q1，Q2は断
続周期THFの高周波でスイッチング動作し、スイッチン
グ素子Q3，Q4は反転周期TLFの低周波で交互にオン、オ
フされるようになっており、スイッチング素子Q1，Q2が
ペアで動作し、スイッチング素子Q2，Q3がペアで動作す
ることにより、低周波で極性が反転され、高周波で断続
される交流電圧VACがインバータスイッチ回路３から出
力されるようになっている。また、一方のペアのスイッ
チング素子Q1，Q4（あるいはQ2，Q3）の動作から他の方
のペアのスイッチング素子Q2，Q3（Q1，Q4）の動作に移
行する極性反転時に全スイッチング素子Q1〜Q4をオフに
して短絡を防止する短絡防止期間Tdが設けられている。
を制御する制御回路４′は、パルス幅制御部５と、低周
波発振部６と、駆動部７とで形成されており、スイッチ
ング素子Q1〜Q4のスイッチング動作は第10図に示すよう
になっている。すなわち、スイッチング素子Q1，Q2は断
続周期THFの高周波でスイッチング動作し、スイッチン
グ素子Q3，Q4は反転周期TLFの低周波で交互にオン、オ
フされるようになっており、スイッチング素子Q1，Q2が
ペアで動作し、スイッチング素子Q2，Q3がペアで動作す
ることにより、低周波で極性が反転され、高周波で断続
される交流電圧VACがインバータスイッチ回路３から出
力されるようになっている。また、一方のペアのスイッ
チング素子Q1，Q4（あるいはQ2，Q3）の動作から他の方
のペアのスイッチング素子Q2，Q3（Q1，Q4）の動作に移
行する極性反転時に全スイッチング素子Q1〜Q4をオフに
して短絡を防止する短絡防止期間Tdが設けられている。
以下、具体的動作について詳述する。いま、スイッチン
グ素子Q4がオンしている状態において、スイッチング素
子Q1がオンすると、コンデンサC0−スイッチング素子Q1
−インダクタンス素子L1−負荷２とコンデンサC1との並
列回路−トランジスタQ4−抵抗Rsに電流が流れ、その電
流が所定電流に達すると、抵抗Rsの両端電圧に基いてパ
ルス幅制御部５にてフィードバック制御されてスイッチ
ング素子Q1がオフされる。次に、スイッチング素子Q1が
オフされると、インダクタンス素子L1−負荷２とコンデ
ンサC1との並列回路−スイッチング素子Q4−ダイオード
D3の閉回路に電流が流れ、これら一連の動作が繰り返さ
れて負荷２に高周波で断続された電流が流れる。一方、
スイッチング素子Q3がオンしている状態において、スイ
ッチング素子Q2がオン・オフ動作すると、上述の動作と
は電流の向きが逆方向になるので、負荷２には高周波で
断続され低周波で極性が反転される交流電圧VACが印加
されるようになっている。
グ素子Q4がオンしている状態において、スイッチング素
子Q1がオンすると、コンデンサC0−スイッチング素子Q1
−インダクタンス素子L1−負荷２とコンデンサC1との並
列回路−トランジスタQ4−抵抗Rsに電流が流れ、その電
流が所定電流に達すると、抵抗Rsの両端電圧に基いてパ
ルス幅制御部５にてフィードバック制御されてスイッチ
ング素子Q1がオフされる。次に、スイッチング素子Q1が
オフされると、インダクタンス素子L1−負荷２とコンデ
ンサC1との並列回路−スイッチング素子Q4−ダイオード
D3の閉回路に電流が流れ、これら一連の動作が繰り返さ
れて負荷２に高周波で断続された電流が流れる。一方、
スイッチング素子Q3がオンしている状態において、スイ
ッチング素子Q2がオン・オフ動作すると、上述の動作と
は電流の向きが逆方向になるので、負荷２には高周波で
断続され低周波で極性が反転される交流電圧VACが印加
されるようになっている。
次に、スイッチング素子Q1〜Q4を制御する制御回路４′
の回路構成および動作は以下のようになっている。ま
ず、パルス幅制御部５は、抵抗Rsの両端電圧と基準電圧
Vrefとをコンパレータ50にて比較するとともに、その出
力コンデンサCtの両端電圧として得られるのこぎり波電
圧Vctとをコンパレータ51にて比較するようになってお
り、のこぎり〜電圧Vctが高い場合のみスイッチング素
子Q1（あるいはQ2）をオンさせるオン制御信号を駆動部
７に送るようになっている。つまり、抵抗Rsに流れる電
流の傾きが急になると、コンパレータ50の出力電圧が高
くなり、のこぎり波電圧Vctよりも高い周期が増すこと
になってスイッチング素子Q1（あるいはQ2）のオン時間
が短くなって負荷２に流れる電流の上昇を制御するよう
になっており、所謂PWM制御により定電力制御が行なわ
れている。また、コンパレータ52、抵抗R1，R2は負荷電
流が小さいかあるいは流れていないときのスイッチング
素子Q1（あるいはQ2）のオン時間を設定するもので、コ
ンパレータ50,51が動作していないときは、コンパレー
タ52の出力でオン時間が決定されるようになっている。
また、コンパレータ50,52出力はオア回路54を介してフ
リップフロップ55に入力され、フリップフロップ55にて
波形整形されて駆動部７へ送られるようになっている。
なお、スイッチング素子Q1，Q2がオン、オフされる基本
周波数（断続周期THF）は発振器53の外付けコンデンサC
tおよび抵抗Rtに決定される。
の回路構成および動作は以下のようになっている。ま
ず、パルス幅制御部５は、抵抗Rsの両端電圧と基準電圧
Vrefとをコンパレータ50にて比較するとともに、その出
力コンデンサCtの両端電圧として得られるのこぎり波電
圧Vctとをコンパレータ51にて比較するようになってお
り、のこぎり〜電圧Vctが高い場合のみスイッチング素
子Q1（あるいはQ2）をオンさせるオン制御信号を駆動部
７に送るようになっている。つまり、抵抗Rsに流れる電
流の傾きが急になると、コンパレータ50の出力電圧が高
くなり、のこぎり波電圧Vctよりも高い周期が増すこと
になってスイッチング素子Q1（あるいはQ2）のオン時間
が短くなって負荷２に流れる電流の上昇を制御するよう
になっており、所謂PWM制御により定電力制御が行なわ
れている。また、コンパレータ52、抵抗R1，R2は負荷電
流が小さいかあるいは流れていないときのスイッチング
素子Q1（あるいはQ2）のオン時間を設定するもので、コ
ンパレータ50,51が動作していないときは、コンパレー
タ52の出力でオン時間が決定されるようになっている。
また、コンパレータ50,52出力はオア回路54を介してフ
リップフロップ55に入力され、フリップフロップ55にて
波形整形されて駆動部７へ送られるようになっている。
なお、スイッチング素子Q1，Q2がオン、オフされる基本
周波数（断続周期THF）は発振器53の外付けコンデンサC
tおよび抵抗Rtに決定される。
また、低周波発振部６は、タイマーIC（例えばAN1555）
61、フリップフロップ62およびナンド回路63,64にて形
成されており、タイマーIC61出力をフリップフロップ62
にて分周してナンド回路63,64を介してスイッチング素
子Q1〜Q4の動作タイミングを設定する信号を駆動部７に
送るようになっている。
61、フリップフロップ62およびナンド回路63,64にて形
成されており、タイマーIC61出力をフリップフロップ62
にて分周してナンド回路63,64を介してスイッチング素
子Q1〜Q4の動作タイミングを設定する信号を駆動部７に
送るようになっている。
また、スイッチング素子Q1〜Q4をドライブする駆動部７
は、ノア回路71,72およびベースドライブ回路73〜76に
て形成されており、ナンド回路63,64出力にてベースド
ライブ回路75、76を制御してスイッチング素子Q3，Q4を
交互に低周波でスイッチングさせるとともに、パルス幅
制御部５出力をベースドライブ回路73,74にナンド回路6
3,64出力に基いて振り分けてスイッチング素子Q1，Q2を
交互に高周波でスイッチングさせるようになっている。
例えば、ナンド回路63出力が“L"レベルのときにパルス
幅制御部５出力をノア回路71を介してベースドライブ回
路73に送り、パルス幅制御部５出力が“L"レベルのとき
にスイッチング素子Q1をオンさせるようになっている。
は、ノア回路71,72およびベースドライブ回路73〜76に
て形成されており、ナンド回路63,64出力にてベースド
ライブ回路75、76を制御してスイッチング素子Q3，Q4を
交互に低周波でスイッチングさせるとともに、パルス幅
制御部５出力をベースドライブ回路73,74にナンド回路6
3,64出力に基いて振り分けてスイッチング素子Q1，Q2を
交互に高周波でスイッチングさせるようになっている。
例えば、ナンド回路63出力が“L"レベルのときにパルス
幅制御部５出力をノア回路71を介してベースドライブ回
路73に送り、パルス幅制御部５出力が“L"レベルのとき
にスイッチング素子Q1をオンさせるようになっている。
しかしながら、上述のようにして負荷２に電力を安定供
給している従来例において、負荷２が接続されていない
無負荷時においてスイッチング素子に過大な電流が流れ
ることによる問題があった。すなわち、無負荷時にペア
のスイッチング素子Q1，Q4が動作してコンデンサC1が図
示極性に充電されている状態で、ペアのスイッチング素
子Q2，Q3が動作する次の状態に移行するとき、コンデン
サC1の電圧が反転しながら矢印で示した経路で過大な電
流Iaが流れる。第11図は、このときの状態を示すもの
で、同図（ａ）〜（ｃ）はスイッチング素子Q2〜Q4のス
イッチング動作をオン・オフで示し、同図（ｄ）はコン
デンサC1の両端電圧Vc1、電流Iaを示している。このよ
うな過大な電流Iaが流れる原因は、t2時点でコンデンサ
C1の両端電圧Vc1と、コンデンサC0の両端電圧Vc0（直流
電源電圧）が加算されるようにスイッチング素子Q2がオ
ンしているからである。このような過大な電流Iaが流れ
ると、スイッチング素子Q1〜Q4に大きなストレスが加わ
ることになるので、無負荷状態で動作させても故障が起
きないようにするにはスイッチング素子Q1〜Q4として電
流容量の大きい高価な素子を用いる必要があり、コスト
が高くなってしまうという問題があった。
給している従来例において、負荷２が接続されていない
無負荷時においてスイッチング素子に過大な電流が流れ
ることによる問題があった。すなわち、無負荷時にペア
のスイッチング素子Q1，Q4が動作してコンデンサC1が図
示極性に充電されている状態で、ペアのスイッチング素
子Q2，Q3が動作する次の状態に移行するとき、コンデン
サC1の電圧が反転しながら矢印で示した経路で過大な電
流Iaが流れる。第11図は、このときの状態を示すもの
で、同図（ａ）〜（ｃ）はスイッチング素子Q2〜Q4のス
イッチング動作をオン・オフで示し、同図（ｄ）はコン
デンサC1の両端電圧Vc1、電流Iaを示している。このよ
うな過大な電流Iaが流れる原因は、t2時点でコンデンサ
C1の両端電圧Vc1と、コンデンサC0の両端電圧Vc0（直流
電源電圧）が加算されるようにスイッチング素子Q2がオ
ンしているからである。このような過大な電流Iaが流れ
ると、スイッチング素子Q1〜Q4に大きなストレスが加わ
ることになるので、無負荷状態で動作させても故障が起
きないようにするにはスイッチング素子Q1〜Q4として電
流容量の大きい高価な素子を用いる必要があり、コスト
が高くなってしまうという問題があった。
［発明の目的］ 本発明は上記の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、無負荷状態で動作させた場合にスイ
ッチング素子に流れる電流を少なくすることができ、電
流容量の小さい安価なスイッチング素子を使用すること
ができるDC−ACインバータ装置を提供することにある。
的とするところは、無負荷状態で動作させた場合にスイ
ッチング素子に流れる電流を少なくすることができ、電
流容量の小さい安価なスイッチング素子を使用すること
ができるDC−ACインバータ装置を提供することにある。
［発明の開示］ （実施例１） 第１図は本発明一実施例を示すもので、高周波でオン・
オフされる高周波スイッチング素子Q1，Q2および低周波
でオン、オフされる低周波スイッチング素子Q1，Q4にて
形成される前記従来例と同様のインバータスイッチ回路
３と、両スイッチング素子Q1，Q2，Q3，Q4のスイッチタ
イミングを制御する制御回路４とで形成され、直流電源
VDCを低周波で極性が反転され且つ高周波で断続される
交流電圧VACに変換するようにスイッチング素子Q1〜Q4
を制御回路４にて駆動するとともに、インバータスイッ
チ回路３出力をコンデンサC1が並列接続された負荷２に
インダクタンス素子L1を介して印加するようにしたDC−
ACインバータ装置において、インバータスイッチ回路３
から出力される交流源圧VACの極性反転付近で低周波ス
イッチング素子Q3，Q4がオンしてから一定時間後に高周
波スイッチング素子Q1，Q2をオンさせるように制御回路
４を形成したものである。
オフされる高周波スイッチング素子Q1，Q2および低周波
でオン、オフされる低周波スイッチング素子Q1，Q4にて
形成される前記従来例と同様のインバータスイッチ回路
３と、両スイッチング素子Q1，Q2，Q3，Q4のスイッチタ
イミングを制御する制御回路４とで形成され、直流電源
VDCを低周波で極性が反転され且つ高周波で断続される
交流電圧VACに変換するようにスイッチング素子Q1〜Q4
を制御回路４にて駆動するとともに、インバータスイッ
チ回路３出力をコンデンサC1が並列接続された負荷２に
インダクタンス素子L1を介して印加するようにしたDC−
ACインバータ装置において、インバータスイッチ回路３
から出力される交流源圧VACの極性反転付近で低周波ス
イッチング素子Q3，Q4がオンしてから一定時間後に高周
波スイッチング素子Q1，Q2をオンさせるように制御回路
４を形成したものである。
実施例にあっては、上記制御回路４は、パルス幅制御部
５と、低周波発振部６と、駆動部７とよりなる従来例と
同様の制御回路４′に、遅延制御部８を付加したもので
あり、遅延制御部８は、オア回路81と、タイマーIC（AN
1555）82と、インバータ回路83と、抵抗R5，R6と、コン
デンサC3，C4とで構成されており、パルス幅制御部５か
ら駆動部７へ入力される信号を低周波発振部６のタイマ
ーIC61から出力される同期信号に同期して若干遅らせる
ようになっている。この遅延制御部８の各点ａ〜ｄの動
作波形はそれぞれ第６図（ａ）〜（ｄ）に示すようにな
っており、同図（ａ）に示す低周波信号を受けてタイマ
ーIC82が動作し、このタイマーIC82が動作している期間
Ta（t2〜t4）は、パルス幅制御部５出力にて駆動部７が
動作されないようにしている。例えば、第２図（ｅ）
（ｆ）に示すように低周波スイッチング素子Q3がオンさ
れてから一定時間Ta後から高周波スイッチング素子Q2が
オン、オフされるようにしている。図中、T1はタイマー
IC61から出力同期信号の“H"レベル期間であって、スイ
ッチング素子Q3のオン期間に対応している。
５と、低周波発振部６と、駆動部７とよりなる従来例と
同様の制御回路４′に、遅延制御部８を付加したもので
あり、遅延制御部８は、オア回路81と、タイマーIC（AN
1555）82と、インバータ回路83と、抵抗R5，R6と、コン
デンサC3，C4とで構成されており、パルス幅制御部５か
ら駆動部７へ入力される信号を低周波発振部６のタイマ
ーIC61から出力される同期信号に同期して若干遅らせる
ようになっている。この遅延制御部８の各点ａ〜ｄの動
作波形はそれぞれ第６図（ａ）〜（ｄ）に示すようにな
っており、同図（ａ）に示す低周波信号を受けてタイマ
ーIC82が動作し、このタイマーIC82が動作している期間
Ta（t2〜t4）は、パルス幅制御部５出力にて駆動部７が
動作されないようにしている。例えば、第２図（ｅ）
（ｆ）に示すように低周波スイッチング素子Q3がオンさ
れてから一定時間Ta後から高周波スイッチング素子Q2が
オン、オフされるようにしている。図中、T1はタイマー
IC61から出力同期信号の“H"レベル期間であって、スイ
ッチング素子Q3のオン期間に対応している。
ところで、本発明の特徴とするとろは、まず、低周波ス
イッチング素子Q3（あるいはQ4）がオンし、ある一定時
間Ta後から高周波スイッチング素子Q1（あるいはQ2）を
オン、オフさせるようにしたことにあり、以下、第３図
を用いて動作を詳述する。なお、同図（ａ）〜（ｃ）は
スイッチング素子Q2〜Q4のオン、オフ動作を示し、同図
（ｄ）（ｅ）は無負荷時に流れる電流Ia、コンデンサC1
の両端電圧Vc1を示しており、実線は実施例の波形、点
線は従来例の波形である。
イッチング素子Q3（あるいはQ4）がオンし、ある一定時
間Ta後から高周波スイッチング素子Q1（あるいはQ2）を
オン、オフさせるようにしたことにあり、以下、第３図
を用いて動作を詳述する。なお、同図（ａ）〜（ｃ）は
スイッチング素子Q2〜Q4のオン、オフ動作を示し、同図
（ｄ）（ｅ）は無負荷時に流れる電流Ia、コンデンサC1
の両端電圧Vc1を示しており、実線は実施例の波形、点
線は従来例の波形である。
いま、t2時点では、スイッチング素子Q3がオンしてお
り、一定期間Ta後にスイッチング素子Q2のオン、オフ動
作が開始される。ここに、無負荷時に極性反転付近で流
れる電流Iaは、コンデンサC1とインダクタンス素子L1と
による振動電流であり、コンデンサC1の両端電圧Vc1を
電源として流れることになるので、従来例のようにコン
デンサC0の両端電圧Vc0と、コンデンサC1の両端電圧Vc1
との和を電源として流れる電流Iaよりも大幅に小さくな
る。また、t4時点以降はスイッチング素子Q2がオン、オ
フしてもコンデンサC1，C0の両端電圧Vc1，Vc0はほぼ同
じ値になっているので、電流Iaが流れることはない。な
お、第３図の例では一定期間Taを比較的長く設定（t2〜
t4）しているが、少なくとも期間Tb（t2〜t3）以上の長
さに設定（Ta≧Tb）すれば良い。
り、一定期間Ta後にスイッチング素子Q2のオン、オフ動
作が開始される。ここに、無負荷時に極性反転付近で流
れる電流Iaは、コンデンサC1とインダクタンス素子L1と
による振動電流であり、コンデンサC1の両端電圧Vc1を
電源として流れることになるので、従来例のようにコン
デンサC0の両端電圧Vc0と、コンデンサC1の両端電圧Vc1
との和を電源として流れる電流Iaよりも大幅に小さくな
る。また、t4時点以降はスイッチング素子Q2がオン、オ
フしてもコンデンサC1，C0の両端電圧Vc1，Vc0はほぼ同
じ値になっているので、電流Iaが流れることはない。な
お、第３図の例では一定期間Taを比較的長く設定（t2〜
t4）しているが、少なくとも期間Tb（t2〜t3）以上の長
さに設定（Ta≧Tb）すれば良い。
ここに、期間Tbは、スイッチング素子Q3がオンした時点
t2からコンデンサC1の両端電圧Vc1の極性が反転しはじ
める時点t3までの期間である。この時点t3以降は、Vc0
−Vc1になるので、スイッチング素子Q2がオン、オフし
ても電流Iaが過大になることはない。また、Tbはインダ
クタンス素子L1とコンデンサC1との値で決定されるもの
で、その振動周期の1/4である。したがって、Tbは次式
で表されることになる。
t2からコンデンサC1の両端電圧Vc1の極性が反転しはじ
める時点t3までの期間である。この時点t3以降は、Vc0
−Vc1になるので、スイッチング素子Q2がオン、オフし
ても電流Iaが過大になることはない。また、Tbはインダ
クタンス素子L1とコンデンサC1との値で決定されるもの
で、その振動周期の1/4である。したがって、Tbは次式
で表されることになる。
なお、TaはTbよりも大きく設定されることは言うまでも
ない。
ない。
（実施例２） 第４図は他の実施例を示すもので、実施例１のパルス幅
制御部５のコンパレータ52の入力部にのこぎり波電圧Vc
tよりも高い電圧を加えることによりスイッチング素子Q
2を一定期間Taだけオフさせるソフトスタート回路９を
設けたものであり、ソフトスタート回路９は、インバー
タ回路91と、ダイオードD5と、コンデンサC5と、抵抗R7
とで形成されている。
制御部５のコンパレータ52の入力部にのこぎり波電圧Vc
tよりも高い電圧を加えることによりスイッチング素子Q
2を一定期間Taだけオフさせるソフトスタート回路９を
設けたものであり、ソフトスタート回路９は、インバー
タ回路91と、ダイオードD5と、コンデンサC5と、抵抗R7
とで形成されている。
いま、ソフトスタート回路９は、第５図（ａ）に示すよ
うに、低周波発振部６から出力される同期信号に同期し
て動作するようになっており、期間Tdにおいて、ダイオ
ードD5−抵抗R7−コンデンサC5−抵抗R2の時定数回路
に、同期信号をインバータ回路91にて反転した“H"レベ
ル信号が印加される。この状態において、抵抗R2の両端
電圧すなわちｃ点の電圧は、第５図（ｂ）に示すよう
に、ｂ点に印加されるのこぎり波電圧Vctよりも高くな
っており、t2からt4までの間に除去に低下する。この間
のｄ点の電圧波形は第５図（ｃ）に示すようになり、ス
イッチング素子Q2は第５図（ｄ）に示すように完全にオ
フ状態からオン時間が除去に長くなる。また、ソフトス
タート回路９が全く動作しないときは、ｃ点の電圧は基
準電圧Vrefを抵抗R1，R2とで分圧した値となる。
うに、低周波発振部６から出力される同期信号に同期し
て動作するようになっており、期間Tdにおいて、ダイオ
ードD5−抵抗R7−コンデンサC5−抵抗R2の時定数回路
に、同期信号をインバータ回路91にて反転した“H"レベ
ル信号が印加される。この状態において、抵抗R2の両端
電圧すなわちｃ点の電圧は、第５図（ｂ）に示すよう
に、ｂ点に印加されるのこぎり波電圧Vctよりも高くな
っており、t2からt4までの間に除去に低下する。この間
のｄ点の電圧波形は第５図（ｃ）に示すようになり、ス
イッチング素子Q2は第５図（ｄ）に示すように完全にオ
フ状態からオン時間が除去に長くなる。また、ソフトス
タート回路９が全く動作しないときは、ｃ点の電圧は基
準電圧Vrefを抵抗R1，R2とで分圧した値となる。
（実施例３） 第６図はさらに他の実施例を示すもので、電流検出用の
抵抗Rsを電流Iaが流れる回路に挿入し、電流Iaが流れる
間制御回路４のコンパレータ50によってスイッチング素
子Q2（あるいはQ1）をオフ状態にするようにしたもので
ある。なお、電流Iaをカレントトランスのような別の電
流検出手段を用いても良い。
抵抗Rsを電流Iaが流れる回路に挿入し、電流Iaが流れる
間制御回路４のコンパレータ50によってスイッチング素
子Q2（あるいはQ1）をオフ状態にするようにしたもので
ある。なお、電流Iaをカレントトランスのような別の電
流検出手段を用いても良い。
第７図は本実施例の動作波形を示すものであり、いま、
スイッチング素子Q3がオンして電流Iaが流れると、スイ
ッチング素子Q2は一定期間Ta（t2〜t4）だけオフ状態を
保ち、t4時点以降スイッチング素子Q2をオン、オフさせ
ることにより、過大な電流Iaが流れないようにしてい
る。なお、従来例において、スイッチング素子Q2，Q3が
共にオンしている間、抵抗Rsに電流が流れる電流が増加
すると、コンパレータ50によってオン時間を狭くするこ
とはできるが、抵抗Rsには電流Iaによる連続的な電流が
流れないため、スイッチング素子Q2はオン、オフを繰り
返すことになり、十分な過大電流阻止効果が得られな
い。
スイッチング素子Q3がオンして電流Iaが流れると、スイ
ッチング素子Q2は一定期間Ta（t2〜t4）だけオフ状態を
保ち、t4時点以降スイッチング素子Q2をオン、オフさせ
ることにより、過大な電流Iaが流れないようにしてい
る。なお、従来例において、スイッチング素子Q2，Q3が
共にオンしている間、抵抗Rsに電流が流れる電流が増加
すると、コンパレータ50によってオン時間を狭くするこ
とはできるが、抵抗Rsには電流Iaによる連続的な電流が
流れないため、スイッチング素子Q2はオン、オフを繰り
返すことになり、十分な過大電流阻止効果が得られな
い。
（実施例４） 第８図はさらに他の実施例を示すもので、高周波でオ
ン、オフされるスイッチング素子Q0と、低周波でオン、
オフされるスイッチング素子Q31，Q32，Q41，Q42とでイ
ンバータスイッチ回路3aを形成したものであり、スイッ
チング素子Q41，Q42，Q31，Q32はペアで動作するように
なっている。また、無負荷で動作させた場合における極
性反転時に、例えば、スイッチング素子Q32がオンして
から、一定時間Ta後にスイッチング素子Q0をオンするよ
うに制御回路（図示せず）を形成し、前記実施例と同様
に過大な電流Iaが流れるのを防止するようになってい
る。
ン、オフされるスイッチング素子Q0と、低周波でオン、
オフされるスイッチング素子Q31，Q32，Q41，Q42とでイ
ンバータスイッチ回路3aを形成したものであり、スイッ
チング素子Q41，Q42，Q31，Q32はペアで動作するように
なっている。また、無負荷で動作させた場合における極
性反転時に、例えば、スイッチング素子Q32がオンして
から、一定時間Ta後にスイッチング素子Q0をオンするよ
うに制御回路（図示せず）を形成し、前記実施例と同様
に過大な電流Iaが流れるのを防止するようになってい
る。
［発明の効果］ 本発明は上述のように、低周波でオン・オフされ直流電
源を低周波の交流電源に変換する低周波スイッチング素
子と、高周波でオン・オフされ低周波の交流電源を高周
波で断続する高周波スイッチング素子とを有するインバ
ータスイッチ回路を備え、高周波で断続された交流電源
が出力されるインバータスイッチ回路の出力端にインダ
クタンス素子を介してコンデンサと負荷とを並列に接続
したDC−ACインバータ装置において、低周波スイッチン
グ素子がオンしてから少なくともコンデンサの両端電圧
の極性が反転し始めるまで高周波スイッチング素子を動
作させないように低周波及び高周波の両スイッチング素
子のスイッチタイミングを制御する制御回路を備えたの
で、無負荷状態で動作させた場合の極性反転時にスイッ
チング素子に流れる電流を少なくすることができ、電流
容量の小さい安価なスイッチング素子を使用することが
できるという効果がある。
源を低周波の交流電源に変換する低周波スイッチング素
子と、高周波でオン・オフされ低周波の交流電源を高周
波で断続する高周波スイッチング素子とを有するインバ
ータスイッチ回路を備え、高周波で断続された交流電源
が出力されるインバータスイッチ回路の出力端にインダ
クタンス素子を介してコンデンサと負荷とを並列に接続
したDC−ACインバータ装置において、低周波スイッチン
グ素子がオンしてから少なくともコンデンサの両端電圧
の極性が反転し始めるまで高周波スイッチング素子を動
作させないように低周波及び高周波の両スイッチング素
子のスイッチタイミングを制御する制御回路を備えたの
で、無負荷状態で動作させた場合の極性反転時にスイッ
チング素子に流れる電流を少なくすることができ、電流
容量の小さい安価なスイッチング素子を使用することが
できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図および第３
図は同上の動作説明図、第４図は他の実施例の回路図、
第５図は同上の動作説明図、第６図はさらに他の実施例
の回路図、第７図は同上の動作説明図、第８図はさらに
他の実施例の回路図、第９図は従来例の回路図、第10図
および第11図は同上の動作説明図である。 ２は負荷、3,3aはインバータスイッチ回路、4,4′は制
御回路、Q0，Q1〜Q4，Q31，Q32，Q41，Q42はスイッチン
グ素子、C1はコンデンサ、L1はインダクタンス素子であ
る。
図は同上の動作説明図、第４図は他の実施例の回路図、
第５図は同上の動作説明図、第６図はさらに他の実施例
の回路図、第７図は同上の動作説明図、第８図はさらに
他の実施例の回路図、第９図は従来例の回路図、第10図
および第11図は同上の動作説明図である。 ２は負荷、3,3aはインバータスイッチ回路、4,4′は制
御回路、Q0，Q1〜Q4，Q31，Q32，Q41，Q42はスイッチン
グ素子、C1はコンデンサ、L1はインダクタンス素子であ
る。
Claims (1)
- 【請求項１】低周波でオン・オフされ直流電源を低周波
の交流電源に変換する低周波スイッチング素子と、高周
波でオン・オフされ低周波の交流電源を高周波で断続す
る高周波スイッチング素子とを有するインバータスイッ
チ回路を備え、高周波で断続された交流電源が出力され
るインバータスイッチ回路の出力端にインダクタンス素
子を介してコンデンサと負荷とを並列に接続したDC−AC
インバータ装置において、低周波スイッチング素子がオ
ンしてから少なくともコンデンサの両端電圧の極性が反
転し始めるまで高周波スイッチング素子を動作させない
ように低周波及び高周波の両スイッチング素子のスイッ
チタイミングを制御する制御回路を備えたことを特徴と
するDC−ACインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61120653A JPH0785664B2 (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | Ｄｃ−ａｃインバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61120653A JPH0785664B2 (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | Ｄｃ−ａｃインバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62277077A JPS62277077A (ja) | 1987-12-01 |
| JPH0785664B2 true JPH0785664B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=14791555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61120653A Expired - Fee Related JPH0785664B2 (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | Ｄｃ−ａｃインバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0785664B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109873613A (zh) * | 2019-01-03 | 2019-06-11 | 杭州电子科技大学 | 一种用于医疗设备云系统的波形功率放大模块 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60134775A (ja) * | 1983-12-23 | 1985-07-18 | Honda Motor Co Ltd | インバ−タ制御装置 |
-
1986
- 1986-05-26 JP JP61120653A patent/JPH0785664B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62277077A (ja) | 1987-12-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |