JPH0775398A - Vector controller for induction motor - Google Patents
Vector controller for induction motorInfo
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- JPH0775398A JPH0775398A JP6040801A JP4080194A JPH0775398A JP H0775398 A JPH0775398 A JP H0775398A JP 6040801 A JP6040801 A JP 6040801A JP 4080194 A JP4080194 A JP 4080194A JP H0775398 A JPH0775398 A JP H0775398A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のインバー
タ駆動の制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter drive control device for an induction motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】交流機の可変速駆動の技術として、誘導
電動機のすべり周波数制御形ベクトル制御が広く使用さ
れている。図６は従来のすべり周波数制御形ベクトル制
御装置の構成を示す図である。同図に示すように、従来
のすべり周波数制御形ベクトル制御装置は、直流電源ま
たは整流電源より誘導電動機１８に電力を供給するイン
バータ６と、この誘導電動機磁束と同期した回転座標上
で与えられた励磁電流指令４とトルク成分電流指令２０
から電動機電流指令ベクトルを合成し、回転座標上の電
流指令ベクトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変
換するベクトル合成／回転座標変換器５とを備えてい
る。2. Description of the Related Art A slip frequency control type vector control of an induction motor is widely used as a variable speed driving technique for an AC machine. FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a conventional slip frequency control type vector control device. As shown in the figure, the conventional slip frequency control type vector control device is provided on an inverter 6 for supplying electric power to the induction motor 18 from a DC power supply or a rectification power supply, and on a rotational coordinate synchronized with the induction motor magnetic flux. Excitation current command 4 and torque component current command 20
And a vector synthesis / rotational coordinate converter 5 for synthesizing a motor current command vector from the above and converting the current command vector on the rotating coordinates into the current command vector on the stationary coordinate system.
【０００３】そして、演算器２によって速度指令値１よ
り、速度検出器１９からの実速度を差し引き速度誤差を
算出し、算出した速度誤差から速度制御器３によってト
ルク分電流指令値２０を出力する。このトルク分電流指
令値２０は上記したように、励磁電流指令４とともにベ
クトル合成／回転座標変換器５に与えられ、電動機電流
指令ベクトルが合成される。The computing unit 2 subtracts the actual speed from the speed detector 19 from the speed command value 1 to calculate a speed error, and the speed controller 3 outputs a torque-based current command value 20 from the calculated speed error. . The torque current command value 20 is given to the vector synthesis / rotational coordinate converter 5 together with the exciting current command 4 as described above, and the motor current command vector is synthesized.
【０００４】一方、すべり角周波数演算器８はトルク分
電流指令２０と電動機二次時定数の逆数より電動機すべ
り角周波数指令を演算し、演算器９は、このすべり角周
波数指令と電動機速度検出器１９により検出された電動
機回転速度を加算して、誘導電動機１８の一次端子に供
給する交流電圧の角速度を求める。上記角速度は積分器
１０で積分され、誘導電動機１８の位相角としてベクト
ル合成／回転座標変換器５に与えられる。ベクトル合成
／回転座標変換器５は電動機電流指令ベクトルを合成
し、上記位相角信号を用いて、合成された回転座標上の
電流指令ベクトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに
変換する。On the other hand, the slip angular frequency calculator 8 calculates the motor slip angular frequency command from the torque current component command 20 and the reciprocal of the motor secondary time constant, and the calculator 9 calculates the slip angular frequency command and the motor speed detector. The motor rotation speed detected by 19 is added to obtain the angular speed of the AC voltage supplied to the primary terminal of the induction motor 18. The angular velocity is integrated by the integrator 10 and given to the vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 as the phase angle of the induction motor 18. The vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 synthesizes the motor current command vector, and uses the phase angle signal to transform the synthesized current command vector on the rotating coordinate system into a current command vector on the stationary coordinate system.
【０００５】ベクトル合成／回転座標変換器５が出力す
る電流指令は、電流検出器１３により検出される電動機
電流と演算器４２において減算されて偏差が求められ、
増幅器４１を介してインバータ６に与えられて、偏差が
零になるようにインバータ６の出力電流が制御される。The current command output from the vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 is subtracted from the motor current detected by the current detector 13 in the calculator 42 to obtain the deviation,
It is given to the inverter 6 via the amplifier 41, and the output current of the inverter 6 is controlled so that the deviation becomes zero.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の誘導電
動機のすべり周波数制御形ベクトル制御は、制御演算に
誘導電動機の定数を使用しており、これらの定数を正確
に知る必要がある。しかしながら、誘導電動機運転時の
温度変化により、二次時定数が変動するため、ベクトル
制御の精度が劣化する。In the above-mentioned conventional slip frequency control type vector control of the induction motor, the constants of the induction motor are used for the control calculation, and it is necessary to know these constants accurately. However, since the secondary time constant fluctuates due to the temperature change during the operation of the induction motor, the accuracy of vector control deteriorates.
【０００７】そこで、二次時定数の変動を補償する制御
が種々提案されている。それをまとめると、主に以下の
通りである。 １）誘導電動機の温度を検出して二次時定数設定値を補
正する方法。 ２）二次時定数変動による磁束の変化を検出し二次時定
数設定を補正する方法。Therefore, various controls for compensating for variations in the secondary time constant have been proposed. The summary is as follows. 1) A method of correcting the secondary time constant set value by detecting the temperature of the induction motor. 2) A method of correcting the secondary time constant setting by detecting changes in the magnetic flux due to changes in the secondary time constant.
【０００８】３）オブザーバを用いた二次時定数にロバ
ストな制御法。 しかし、上記した１）の方法では、温度センサを取り付
ける必要があり、製作上および価格上不利となる。ま
た、最も特性に影響が大きい回転子側温度の検出が困難
であるため、固定子側温度で代用しなければならないと
いう検出精度の問題もある。3) A control method that is robust to the secondary time constant using an observer. However, in the above method 1), it is necessary to attach a temperature sensor, which is disadvantageous in terms of manufacturing and cost. Further, since it is difficult to detect the rotor side temperature that has the largest effect on the characteristics, there is a problem of detection accuracy that the stator side temperature must be used instead.
【０００９】また、上記した２）の方法では、磁束の演
算手段として電動機印加電圧の積分演算を必要とするた
め、電動機印加電圧が低い低速運転時ドリフトが生ずる
という欠点がある。さらに、上記した３）の方法では演
算が複雑となって、設計上容易に受入れ難く、支障をき
たすことがある。Further, the above method 2) has a drawback that a drift is generated at a low speed operation in which the voltage applied to the motor is low, because an integral calculation of the voltage applied to the motor is required as a means for calculating the magnetic flux. Furthermore, the method of 3) described above complicates the calculation, which makes it difficult to accept the design, which may cause problems.
【００１０】以上のように、従来から提案されてきた二
次時定数の変動を補償する方法は種々の問題点があり、
簡単な構成でいかなる場合でも使えるというような方法
がないのが現状である。一方、前記した従来のベクトル
制御装置においては、速度センサにより誘導電動機の回
転子速度を検出する必要があり、これが電動機価格の高
価格化、制御系の信頼性の低下を招いていた。そこで、
上記のようなベクトル制御から速度センサを取り除き、
電動機価格の低減化、制御系の信頼性の向上を図ること
が検討されている。As described above, the conventionally proposed method of compensating for the fluctuation of the secondary time constant has various problems.
At present, there is no method that can be used in any case with a simple configuration. On the other hand, in the above-mentioned conventional vector control device, it is necessary to detect the rotor speed of the induction motor by the speed sensor, which leads to an increase in the price of the motor and a decrease in the reliability of the control system. Therefore,
Remove the speed sensor from the vector control as above,
It is under study to reduce the motor price and improve the reliability of the control system.
【００１１】このような制御系は速度センサレスベクト
ル制御と呼ばれるが、一般に速度推定に電動機磁束を用
いるものが多く、低速、低周波においては望ましい特性
を得ることができなかった。すなわち、電動機磁束を用
い速度推定を行う場合には、電動機電圧の積分演算を必
要とするが、低速、低周波では磁束の演算精度が低下
し、正確な速度推定を行うことができない。Such a control system is called a speed sensorless vector control, but in general, a motor magnetic flux is generally used for speed estimation, and a desired characteristic cannot be obtained at low speed and low frequency. That is, when the speed estimation is performed using the electric motor magnetic flux, the integral calculation of the electric motor voltage is required, but the calculation accuracy of the magnetic flux decreases at low speed and low frequency, and accurate speed estimation cannot be performed.
【００１２】本発明は、上記した従来技術の問題点を解
決するためになされたものであって、本発明の第１の目
的は、誘導電動機の二次時定数を知る必要がなく、誘導
電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を用いて簡単な
構成で、ベクトル制御の電動機二次時定数依存性を軽減
することができる誘導電動機のベクトル制御装置を提供
することである。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems of the prior art, and the first object of the present invention is to eliminate the need to know the secondary time constant of the induction motor, and thus the induction motor. (EN) A vector control device for an induction motor capable of reducing the dependency of the vector control on the secondary time constant of the motor with a simple configuration using the vector cross product of the terminal voltage and the current.
【００１３】本発明の第２の目的は、誘導電動機の二次
時定数もしくはその逆数値を容易に同定することができ
る誘導電動機のベクトル制御装置を提供することであ
る。本発明の第３の目的は、電動機磁束を用いることな
く、電動機の速度推定値を得ることができ、低速、低周
波での演算精度を保証することができる誘導電動機のベ
クトル制御装置を提供することである。A second object of the present invention is to provide a vector controller for an induction motor, which can easily identify the secondary time constant of the induction motor or its reciprocal value. A third object of the present invention is to provide a vector control device for an induction motor, which can obtain an estimated speed value of the motor without using the magnetic flux of the motor and can guarantee calculation accuracy at low speed and low frequency. That is.
【００１４】ここに、電動機磁束を用いる場合はインバ
ータ出力電圧の積分演算を含むため、特に低速で電圧を
小ならしめるとき、インバータ出力電圧パルス幅が小と
なり、演算精度が低下するばかりでなく、ベクトル制御
そのものが成立しなくなることがある。When the magnetic flux of the motor is used, the calculation of the inverter output voltage is included. Therefore, especially when the voltage is reduced at a low speed, the pulse width of the inverter output voltage becomes small and the calculation accuracy is lowered. Vector control itself may not be established.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明の請求項１の発明は、誘導電動機の端子電圧
と電流を検出し、電圧と電流のベクトル外積を求め、求
めたベクトル外積を制御装置で与える励磁電流の角周波
数で除した値より、誘導電動機の一次漏れインダクタン
スに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより、励磁
分エネルギーの実際値を求める。また、ベクトル制御系
へ与える励磁電流指令値の２乗に励磁分インダクタンス
を乗じた値より励磁分エネルギーの指令値を算出する。In order to solve the above-mentioned problems, the invention of claim 1 of the present invention detects the terminal voltage and current of the induction motor, obtains the vector cross product of the voltage and the current, and obtains the obtained vector cross product. The actual value of the excitation energy is obtained by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by dividing by the angular frequency of the excitation current given by the control device. Further, the command value of the excitation component energy is calculated from the value obtained by multiplying the square of the excitation current command value given to the vector control system by the excitation component inductance.
【００１６】そして、上記励磁分エネルギーの実際値か
ら指令値を差し引いて誤差を求め、該誤差に適切な演算
を施し、その結果を二次時定数の逆数の設定値に足し合
わせることにより、二次時定数の逆数値を補正し、この
補正値を用いてすべり周波数指令を演算しベクトル制御
を実行する。本発明の請求項２の発明においては、上記
請求項１の発明の電動機二次時定数の逆数補正値により
すべり周波数指令を演算してベクトル制御を実行すると
ともに、二次時定数の逆数の真値を同定する。Then, an error is obtained by subtracting the command value from the actual value of the excitation energy, an appropriate calculation is performed on the error, and the result is added to the set value of the reciprocal of the quadratic time constant. The reciprocal value of the next time constant is corrected, the slip frequency command is calculated using this correction value, and vector control is executed. In the invention of claim 2 of the present invention, the slip frequency command is calculated by the reciprocal correction value of the motor secondary time constant of the invention of claim 1 to execute vector control, and at the same time the true of the inverse of the secondary time constant is calculated. Identify the value.
【００１７】本発明の請求項３の発明においては、請求
項１の励磁分エネルギーの誤差を零にするように適切な
演算を施し、二次時定数の設定値に足し合わせることに
より、二次時定数を補正し、この補正値を用いてすべり
角周波数指令を演算し、ベクトル制御を実行するととも
に、二次時定数または二次抵抗値を同定する。本発明の
請求項４の発明においては、誘導電動機の端子電圧より
一次漏れインダクタンスに発生する電圧降下を差し引い
た誘起電圧推定値に一次電流を乗じて得られる電動機瞬
時無効電力実際値を演算し、また、回転子速度推定値と
励磁電流と一次電流から求められる電動機瞬時無効電力
推定値を演算し、電動機瞬時無効電力実際値から電動機
瞬時無効電力推定値を差し引き、これを誤差として適切
な演算を施すとともに、誤差の演算結果を第２の演算手
段に帰還することにより、回転子速度を推定する。In the invention of claim 3 of the present invention, an appropriate calculation is performed so as to make the error of the excitation energy of claim 1 zero, and the secondary value is added to the set value of the secondary time constant to obtain the secondary value. The time constant is corrected, the slip angular frequency command is calculated using this correction value, vector control is executed, and the secondary time constant or secondary resistance value is identified. In the invention of claim 4 of the present invention, the motor instantaneous reactive power actual value obtained by multiplying the induced current estimated value obtained by subtracting the voltage drop generated in the primary leakage inductance from the terminal voltage of the induction motor by the primary current is calculated, Also, the motor instantaneous reactive power estimation value calculated from the rotor speed estimation value, the exciting current, and the primary current is calculated, and the motor instantaneous reactive power estimation value is subtracted from the motor instantaneous reactive power actual value. The speed of the rotor is estimated by feeding back the calculation result of the error to the second calculation means.
【００１８】[0018]
【作用】請求項１および請求項２の発明において、二次
時定数の逆数の実際値が二次時定数の逆数の設定値より
も大なるときは、励磁エネルギーの誤差は正であり、か
つ、電動機に与えるすべり周波数指令は理想的な値より
小である。この場合、二次時定数の逆数設定値は上記励
磁エネルギーの誤差を増幅した分、加算補正されるた
め、初期の値より大きくなる。その結果、すべり角周波
数指令もまた、初期より大きく修正され、ベクトル制御
系は二次時定数の真値に近い動作点へ一歩近づく。この
とき、誘導電動機に供与される周波数はすべり周波数が
増加した分増加し、これで除した励磁エネルギー実際値
は減少し、励磁エネルギー誤差は減少する。In the inventions of claims 1 and 2, when the actual value of the reciprocal of the secondary time constant is larger than the set value of the reciprocal of the secondary time constant, the error of the excitation energy is positive, and The slip frequency command given to the motor is smaller than the ideal value. In this case, the reciprocal set value of the secondary time constant is larger than the initial value because it is added and corrected by amplifying the error of the excitation energy. As a result, the slip angular frequency command is also corrected more largely than the initial value, and the vector control system moves one step closer to the operating point close to the true value of the quadratic time constant. At this time, the frequency supplied to the induction motor is increased by the increase of the slip frequency, the actual value of the excitation energy divided by this is decreased, and the excitation energy error is decreased.
【００１９】また、以上とは逆に、二次時定数の逆数の
実際値がその設定値より小なるときは、励磁エネルギー
誤差は負であり、電動機に与えるすべり角周波数指令は
理想的な値より大である。このとき、二次時定数の逆数
の設定値は誤差の増幅分減算されるため、初期の値より
小さくなり、すべり角周波数指令も初期より小さく修正
される。Contrary to the above, when the actual value of the reciprocal of the secondary time constant is smaller than the set value, the excitation energy error is negative and the slip angular frequency command given to the motor is an ideal value. Is greater. At this time, since the set value of the reciprocal of the secondary time constant is subtracted by the amplification of the error, it becomes smaller than the initial value, and the slip angular frequency command is also corrected to be smaller than the initial value.
【００２０】したがって、上記と同様、ベクトル制御系
を含む閉ループの再生作用が作動し、励磁エネルギー実
際値が増加する。以上のように、励磁エネルギー誤差を
適宜増幅して、二次時定数逆数の設定値に加算すること
により、二次時定数逆数が同定され、二次時定数を直接
知ることなく、二次時定数の変動に関わりなく、ベクト
ル制御を行うことができる。Therefore, similar to the above, the closed loop regeneration operation including the vector control system is activated, and the actual value of the excitation energy is increased. As described above, by appropriately amplifying the excitation energy error and adding it to the set value of the secondary time constant reciprocal, the secondary time constant reciprocal is identified, and the secondary time constant can be determined without directly knowing the secondary time constant. Vector control can be performed regardless of the fluctuation of the constant.
【００２１】なお、同定誤差を零とするためには、励磁
エネルギー誤差の増幅器は積分特性とすることが必要で
あり、同定ループの安定化のため、ＰＩ（比例積分）増
幅器が望ましい。請求項１および請求項２の発明におい
ては、上記原理に基づき誘導電動機の二次時定数の逆数
値を同定しているので、誘導電動機の端子電圧と電流の
ベクトル外積を用いて簡単な構成で、ベクトル制御の電
動機二次時定数依存性を軽減することができる。In order to reduce the identification error to zero, the excitation energy error amplifier needs to have an integral characteristic, and a PI (proportional integral) amplifier is desirable for stabilizing the identification loop. In the inventions of claims 1 and 2, since the reciprocal value of the secondary time constant of the induction motor is identified based on the above principle, it is possible to use a simple configuration by using the vector cross product of the terminal voltage and current of the induction motor. , It is possible to reduce the dependence of the vector control on the secondary time constant of the motor.
【００２２】請求項３の発明においては、二次時定数の
設定値を与え、請求項１の励磁分エネルギーの誤差を零
にするように適切な演算を施して、二次時定数の設定値
に足し合わせているので、請求項１および請求項２の発
明と同様、二次時定数を補正し、この補正値を用いてベ
クトル制御を実行することができ、また、二次時定数を
同定することができる。According to the third aspect of the present invention, the set value of the secondary time constant is given, and an appropriate calculation is performed so as to make the error of the excitation energy of the first aspect zero, and the set value of the secondary time constant is set. Therefore, similarly to the inventions of claim 1 and claim 2, the secondary time constant can be corrected, and the vector control can be executed using this corrected value, and the secondary time constant can be identified. can do.
【００２３】さらに、二次インダクタンスは温度変化の
影響を受けないと考えられるので、二次時定数の変動は
二次抵抗の変動に帰することができ、二次抵抗値を同定
することも可能となる。一方、速度推定値と実速度を直
接的または間接的に比較し、請求項１〜請求項３のよう
に、その誤差信号を零にするようにＰＩ演算器等を用い
て閉ループを構成すれば、電動機定数を同定できる。逆
に、電動機定数が既知であれば、これを拠り所として変
数を演算することにより、電動機速度を同定することが
できる。Further, since it is considered that the secondary inductance is not affected by the temperature change, the variation of the secondary time constant can be attributed to the variation of the secondary resistance, and the secondary resistance value can be identified. Becomes On the other hand, if the estimated speed value and the actual speed are directly or indirectly compared with each other, and a closed loop is formed by using a PI calculator or the like so as to make the error signal zero, as in claims 1 to 3. , The motor constant can be identified. On the contrary, if the electric motor constant is known, the electric motor speed can be identified by calculating the variable based on the known electric motor constant.
【００２４】請求項４の発明は、上記考え方に基づき、
電動機速度を含まない瞬時無効電力実際値を規範モデル
となし、電動機速度を含む瞬時無効電力推定値を調整モ
デルとするとともに、上記したＰＩ同定則を適用して、
瞬時無効電力実際値と瞬時無効電力推定値の誤差を調整
モデルに帰還し「モデル規範形適用制御システム」構成
したものである。ここで、ＰＩ同定器（ここでは上記Ｐ
Ｉ演算器をＰＩ同定器と称す）の出力は誤差が零になる
まで修正信号を出力し続け、最終的に電動機速度推定値
に収束する。The invention of claim 4 is based on the above concept.
The instantaneous reactive power actual value that does not include the motor speed is used as the reference model, the instantaneous reactive power estimated value that includes the motor speed is used as the adjustment model, and the PI identification rule described above is applied.
An error between the actual value of the instantaneous reactive power and the estimated value of the instantaneous reactive power is fed back to the adjustment model to construct a "model reference adaptive control system". Here, the PI identifier (here, the P
The output of the I calculator is referred to as a PI identifier) continues to output a correction signal until the error becomes zero, and finally converges to the motor speed estimated value.
【００２５】請求項４の発明においては、上記のように
電動機速度推定値を求めているので、電動機磁束を用い
ることなく、電動機の速度推定値を得ることができ、ま
た、低速、低周波での演算精度を保証することができ
る。According to the invention of claim 4, since the estimated motor speed value is obtained as described above, the estimated speed value of the electric motor can be obtained without using the magnetic flux of the electric motor. The calculation accuracy of can be guaranteed.
【００２６】[0026]
【実施例】図１は、本発明の第一実施例のブロック図で
ある。同図において、図６に示したものと同一のものに
は同一の符号が付されており、本実施例においては、図
６に示したものに、誘導電動機１８に印加される電圧を
検出するポテンシャルトランス１１と、ポテンシャルト
ランス１１と電流検出器１３により検出された三相電圧
と電流を二相に変換する三相／二相変換器１２と、三相
／二相変換器１２の出力および励磁分電流角速度指令値
２２に基づき励磁分エネルギーを演算する励磁分エネル
ギー演算器１４と、演算された励磁分エネルギーから励
磁分エネルギー指令値１６を差し引く演算器１５と、Ｐ
Ｉ演算（比例積分演算）を行う演算器１７と、演算器１
７の出力を二次時定数の逆数の設定値７に加算する演算
器７１とが付加されている（なお、同図では、図６に示
した電流検出器１３の出力をインバータ６の入力側にフ
ィードバックする電流帰還ループは省略されている）。1 is a block diagram of a first embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those shown in FIG. 6 are designated by the same reference numerals, and in this embodiment, the voltage applied to the induction motor 18 is detected in addition to the components shown in FIG. Potential transformer 11, three-phase / two-phase converter 12 for converting three-phase voltage and current detected by potential transformer 11 and current detector 13 into two phases, and output and excitation of three-phase / two-phase converter 12 Excitation component energy calculator 14 that calculates the excitation component energy based on the partial current angular velocity command value 22, calculator 15 that subtracts the excitation component energy command value 16 from the calculated excitation component energy, P
A computing unit 17 for performing I computation (proportional integral computation), and a computing unit 1
7 is added to the set value 7 which is the reciprocal of the secondary time constant. (In the figure, the output of the current detector 13 shown in FIG. The current feedback loop for feedback to is omitted).
【００２７】次に示す式（１）〜（９）は本実施例にお
ける演算関係式であり、式（１）は誘導電動機の一次電
圧ベクトル式、式（２）は誘導電動機の電流ベクトル方
程式であり、式（１）、（２）は誘導電動機の基本式を
示している。The following equations (1) to (9) are arithmetic relational equations in this embodiment. Equation (1) is the primary voltage vector equation of the induction motor, and equation (2) is the current vector equation of the induction motor. Yes, equations (1) and (2) represent the basic equations of the induction motor.
【００２８】[0028]
【数１】 [Equation 1]
【００２９】式（３）のｉ0 は励磁分電流ベクトル、ｅ
0 は起電力ベクトル、式（５）は励磁分エネルギーの算
出式で、ｉ1 は一次電流の振幅である。また、式（６）
はすべり角周波数の制御式であり、通常のベクトル制御
においては、すべり角周波数はωs は式（９）で演算さ
れる。なお、式（１）〜（９）中の「×」はベクトル外
積を示し、また、式（１）〜（９）におけるパラメータ
は次の通りである。 ｖ1 ＝〔ｖ1d ｖ1q〕T ：一次電圧ベクトル ｉ1 ＝〔ｉ1d ｉ1q〕T ：一次電流ベクトル ｉ0 ＝〔ｉ0d ｉ0q〕T ：励磁電流ベクトル ｗ ：励磁分インダクタンスに蓄え
られるエネルギー ωs ：すべり角周波数 ωs ' ：ωs の推定値 ωs * ：ωs の真値 Ｔ2n ：二次時定数の設定値 Ｔ2 ：二次時定数の実際値〔＝Ｌ2
／Ｒ2 〕 Ｔ2 ’ ：二次時定数の推定値 ωm ：回転子の角速度 ωm * ：回転子の角速度指令値 ω0 ：励磁電流の角速度 θ0 ：励磁電流の位相角 Ｉ2 ' ：トルク分電流指令値 Ｉ0 * ：励磁分電流指令値 Ｒ1 ：一次抵抗 Ｒ2 ：二次抵抗 Ｌ1 ：一次インダクタンス Ｌ2 ：二次インダクタンス Ｍ ：相互インダクタンス ｌ1 ：一次漏れインダクタンス〔＝
Ｌ1 −（Ｍ2 ／Ｌ2 ）〕 Ｍ’ ：励磁インダクタンス〔＝（Ｍ
2 ／Ｌ2 ）〕 Ｇc ：すべり周波数ωs を演算する
ための伝達関数 Ｍ’Ｉ0 *2 ：励磁分インダクタンスに蓄え
られるエネルギーの指令値 図１において、演算器２によって速度指令値１より、速
度検出器１９からの実速度を差し引き速度誤差を算出す
る。算出した速度誤差から速度制御器３によってトルク
分電流指令値２０を出力する。ベクトル合成／回転座標
変換器５は励磁電流指令値４と前記トルク分電流指令値
２０から電動機電流指令ベクトルを合成して、積分器１
０が出力する励磁電流位相角２１に基づき上記電流指令
ベクトルを静止座標に変換し、誘導電動機の一次電流指
令値をインバータ６に出力する。インバータは６はその
電流指令値を受けて、ＰＷＭパターンを発生して、誘導
電動機１８を駆動する。In equation (3), i 0 is the excitation current vector, e
0 is an electromotive force vector, formula (5) is a formula for calculating excitation energy, and i 1 is the amplitude of the primary current. Also, equation (6)
Is a slip angular frequency control formula, and in normal vector control, the slip angular frequency ω s is calculated by formula (9). In addition, "x" in Formula (1)-(9) shows a vector cross product, and the parameter in Formula (1)-(9) is as follows. v 1 = [v 1d v 1q] T: primary voltage vector i 1 = [i 1d i 1q] T: primary current vector i 0 = [i 0d i 0q] T: the exciting current vector w: stored in the exciting component inductance energy ω s: slip angular frequency ω s': ω estimated value of s ω s *: true value of ω s T 2n: set value of the secondary time constant T 2: the actual value of the secondary time constant [= L 2
/ R 2 ] T 2 ': Estimated value of secondary time constant ω m : Rotor angular velocity ω m * : Rotor angular velocity command value ω 0 : Excitation current angular velocity θ 0 : Excitation current phase angle I 2 ' : Torque component current command value I 0 * : Excitation component current command value R 1 : Primary resistance R 2 : Secondary resistance L 1 : Primary inductance L 2 : Secondary inductance M: Mutual inductance l 1 : Primary leakage inductance [=
L 1 − (M 2 / L 2 )] M ′: Excitation inductance [= (M
2 / L 2 )] G c : Transfer function for calculating slip frequency ω s M′I 0 * 2 : Command value of energy stored in excitation component inductance In FIG. , The actual speed from the speed detector 19 is subtracted to calculate the speed error. Based on the calculated speed error, the speed controller 3 outputs the torque current command value 20. The vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 synthesizes a motor current command vector from the exciting current command value 4 and the torque current command value 20, and the integrator 1
Based on the exciting current phase angle 21 output by 0, the current command vector is converted into a stationary coordinate, and the primary current command value of the induction motor is output to the inverter 6. The inverter 6 receives the current command value, generates a PWM pattern, and drives the induction motor 18.
【００３０】一方、誘導電動機１８の端子電圧ｖ1 はポ
テンシャルトランス１１より検出され、三相／二相変換
器１２によりｄｑ座標に変換される。一次電流は検出器
１３に より検出され、同様に三相／二相変換器１２に
より変換される。励磁分エネルギー演算器１４は三相／
二相変換器１２から出されるｄｑ座標上の端子電圧と一
次電流のベクトル外積を求め、励磁電流の角速度２２で
除することにより、誘導電動機のインダクタンスに蓄え
られるエネルギーを算出し、さらに一次漏れインダクタ
ンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励磁
分エネルギーｗを算出する。式（５）は上記した励磁分
エネルギー演算器１４における演算を示す式である。On the other hand, the terminal voltage v 1 of the induction motor 18 is detected by the potential transformer 11 and converted into dq coordinates by the three-phase / two-phase converter 12. The primary current is detected by the detector 13 and similarly converted by the three-phase / two-phase converter 12. Excitation energy calculator 14 has three phases /
The energy stored in the inductance of the induction motor is calculated by obtaining the vector cross product of the terminal voltage and the primary current on the dq coordinates output from the two-phase converter 12 and dividing by the angular velocity 22 of the exciting current. The excitation component energy w is calculated by subtracting the energy stored in. Expression (5) is an expression showing the calculation in the excitation energy calculator 14 described above.
【００３１】ついで、励磁分エネルギー演算器１４にお
いて上記のようにして求めた励磁分エネルギーｗから、
演算器１５において、励磁分エネルギー指令値１６を差
し引き、誤差をＰＩ演算器１７に出力する。演算器１７
の出力は演算器７１により、二次時定数の逆数の設定値
７に加算され、すべり角周波数演算器８に出力され、す
べり角周波数演算器８はすべり角周波数を演算する。Next, from the excitation component energy w obtained as described above in the excitation component energy calculator 14,
In the calculator 15, the excitation energy command value 16 is subtracted, and the error is output to the PI calculator 17. Calculator 17
The output of is added to the set value 7 of the reciprocal of the secondary time constant by the arithmetic unit 71, and is output to the slip angular frequency arithmetic unit 8. The slip angular frequency arithmetic unit 8 calculates the slip angular frequency.
【００３２】演算器９はすべり角周波数演算器８から出
力されたすべり角周波数と速度検出器１９の回転角速度
を加算し、励磁電流の角速度指令値２２を出力する。積
分器１０は励磁分電流の位相角２１を出力する。ここ
で、励磁分エネルギーの実際値ｗと励磁電流指令値Ｉ0
* 、トルク分電流指令値Ｉ2 ’、誘導電動機の二次時定
数の推定値Ｔ2 ’、および、誘導電動機の二次時定数の
実際値Ｔ2 は式（８）の関係がある。The calculator 9 adds the slip angular frequency output from the slip angular frequency calculator 8 and the rotational angular velocity of the velocity detector 19 and outputs the angular velocity command value 22 of the exciting current. The integrator 10 outputs the phase angle 21 of the excitation current. Here, the actual value w of the excitation energy and the excitation current command value I 0
* , The torque component current command value I 2 ′, the estimated value T 2 ′ of the secondary time constant of the induction motor, and the actual value T 2 of the secondary time constant of the induction motor are related by the equation (8).
【００３３】このため、前記したように、二次時定数の
逆数の実際値１／Ｔ2 が二次時定数の逆数の推定値１／
Ｔ2 ’よりも大なるときは、励磁分エネルギー指令値１
６（Ｍ’Ｉ0 *2）と励磁分エネルギーの実際値ｗとの差
である励磁エネルギーの誤差は正であり、かつ、電動機
に与えるすべり周波数指令は理想的な値より小である。Therefore, as described above, the actual value 1 / T 2 of the reciprocal of the secondary time constant is equal to the estimated value 1 / T 2 of the reciprocal of the secondary time constant.
When it is larger than T 2 ', excitation component energy command value 1
The error of the excitation energy, which is the difference between 6 (M'I 0 * 2 ) and the actual value w of the excitation energy, is positive, and the slip frequency command given to the motor is smaller than the ideal value.
【００３４】また、以上とは逆に、二次時定数の逆数の
実際値１／Ｔ2 がその推定値より小なるときは、上記励
磁エネルギーの誤差は負であり、電動機に与えるすべり
角周波数指令は理想的な値より大である。したがって、
上記励磁エネルギーの誤差により、二次時定数の逆数設
定値を補正することにより、ベクトル制御系は二次時定
数の逆数値が真値に近づくように動作する。すなわち、
励磁エネルギー誤差を適宜増幅して、二次時定数逆数の
設定値に加算することにより、二次時定数逆数が同定さ
れ、二次時定数を直接知ることなく、二次時定数の変動
に関わりなく、ベクトル制御を行うことができる。Contrary to the above, when the actual value 1 / T 2 of the reciprocal of the secondary time constant is smaller than the estimated value, the error of the excitation energy is negative, and the slip angular frequency applied to the motor. The command is greater than the ideal value. Therefore,
The vector control system operates so that the reciprocal value of the secondary time constant approaches the true value by correcting the reciprocal value of the secondary time constant due to the error in the excitation energy. That is,
By appropriately amplifying the excitation energy error and adding it to the set value of the reciprocal of the secondary time constant, the reciprocal of the secondary time constant is identified, and it is possible to relate to the fluctuation of the secondary time constant without directly knowing the secondary time constant. Instead, vector control can be performed.
【００３５】図２は従来のベクトル制御の場合の実験波
形を示す図である。同図において、ωm * は速度指令
値、ωm は実速度であり、図２（ａ）（ｂ）は、それぞ
れ二次時定数の設定値がその真値と一致している場合と
一致していない場合を示している。図２（ａ）（ｂ）を
比較すればわかるように、設定値が真値と一致していな
い図２（ａ）の場合には真値と一致している図２（ｂ）
に比べて、速度応答が劣化している。FIG. 2 is a diagram showing experimental waveforms in the case of conventional vector control. In the figure, ω m * is the speed command value, ω m is the actual speed, and FIGS. 2 (a) and 2 (b) are the same as the case where the set value of the secondary time constant matches the true value. It shows the case when it is not done. As can be seen by comparing FIGS. 2A and 2B, in the case of FIG. 2A in which the set value does not match the true value, the set value does match the true value in FIG. 2B.
Compared with, the speed response is deteriorated.
【００３６】一方、図３は第１実施例の場合の実験波形
を示す図である。同図から明らかなように、二次時定数
の逆数の設定値が真値から1000倍ずれているにもかかわ
らず、二次時定数の逆数値は補正され、優れた速度応答
が得られおり、本発明の有効性が実証されている。図４
は、本発明の第２実施例である二次時定数同定機能付き
すべり角周波数制御形ベクトル制御のブロック図であ
り、本実施例は演算器７１に二次時定数設定値７２を与
える点が第１の実施例と異なっている。On the other hand, FIG. 3 is a diagram showing experimental waveforms in the case of the first embodiment. As is clear from the figure, the reciprocal value of the secondary time constant was corrected and the excellent speed response was obtained, despite the fact that the reciprocal value of the secondary time constant is 1000 times deviated from the true value. , The effectiveness of the present invention has been demonstrated. Figure 4
6 is a block diagram of a slip angular frequency control type vector control with a secondary time constant identification function according to a second embodiment of the present invention. In the present embodiment, the point that a secondary time constant set value 72 is given to a computing unit 71 is This is different from the first embodiment.
【００３７】図１と同じものには同一の符号が付されて
おり、本実施例においては、演算器１５２は励磁分エネ
ルギー演算器１４から出力された値を励磁分エネルギー
１６より差し引き、ＰＩ演算器１７に出力し、演算器７
１において、ＰＩ演算器１７からの出力される二次時定
数補正値を二次時定数設定値７２に加算し、二次時定数
の設定値をすべり角周波数演算器８２に出力する。The same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. In this embodiment, the calculator 152 subtracts the value output from the excitation energy calculator 14 from the excitation energy 16 to calculate PI. Output to the calculator 17 and the calculator 7
In 1, the secondary time constant correction value output from the PI calculator 17 is added to the secondary time constant set value 72, and the set value of the secondary time constant is output to the slip angular frequency calculator 82.
【００３８】なお、第１の実施例においては、二次時定
数の逆数を同定しているのに対し、本実施例では二次時
定数そのものの同定であるので、励磁エネルギー誤差の
大小に対応して二次時定数の補正の信号極性は逆転す
る。すなわち、図４においては、演算器１５２の入力さ
れる励磁エネルギー指令値の符号が図１に示した演算器
１５に入力される符号とは反転される。Incidentally, in the first embodiment, the reciprocal of the secondary time constant is identified, whereas in the present embodiment, the secondary time constant itself is identified. Then, the signal polarity of the correction of the secondary time constant is reversed. That is, in FIG. 4, the sign of the excitation energy command value input to the calculator 152 is inverted from the sign input to the calculator 15 shown in FIG.
【００３９】以上のような構成とすることにより、ベク
トル制御系は二次時定数が真値に近づくように動作し、
二次時定数の真値を同定することができる。すなわち、
二次時定数を正確に知る必要がなく、優れた特性を持つ
すべり角周波数制御ベクトル制御が実現できるととも
に、二次時定数を同定することができる。ここで、二次
インダクタンスは温度変化の影響を受けないものと思わ
れるので、二次時定数の変動は、すべてこれを二次抵抗
の変動に帰することができる。したがって、二次時定数
設定値７２を二次抵抗の設定値に置き換え、二次抵抗を
同定することもできる。With the above configuration, the vector control system operates so that the quadratic time constant approaches the true value,
The true value of the quadratic time constant can be identified. That is,
It is possible to realize a slip angular frequency control vector control having excellent characteristics without needing to know the secondary time constant accurately, and to identify the secondary time constant. Here, since it is considered that the secondary inductance is not affected by the temperature change, the variation of the secondary time constant can be attributed to the variation of the secondary resistance. Therefore, it is possible to identify the secondary resistance by replacing the secondary time constant set value 72 with the set value of the secondary resistance.
【００４０】図５は本発明の第３の実施例である速度セ
ンサレスベクトル制御システムの実施例を示す図であ
る。同図において、図１、図４に示したものと同一のも
のには同一の符号が付されており、本実施例は、図１、
図４の励磁分エネルギー演算器１４に換え、電動機速度
を含まない瞬時無効電力実際値５１を演算する瞬時無効
電力実際値演算器３１と、励磁電流を演算する励磁電流
演算器３２と、電動機速度を含む瞬時無効電力推定値５
２を演算する瞬時無効電力推定値演算器３３を設け、瞬
時無効電力実際値と瞬時無効電力推定値の誤差をＰＩ演
算するＰＩ演算器３５を介して瞬時無効電力推定値演算
器３３に帰還することにより、電動機速度を推定するよ
うにしたものである。FIG. 5 is a diagram showing an embodiment of a speed sensorless vector control system according to the third embodiment of the present invention. In the figure, the same parts as those shown in FIGS. 1 and 4 are designated by the same reference numerals, and this embodiment is similar to FIG.
In place of the excitation energy calculator 14 of FIG. 4, an instantaneous reactive power actual value calculator 31 that calculates the instantaneous reactive power actual value 51 that does not include the motor speed, an excitation current calculator 32 that calculates the excitation current, and a motor speed Instantaneous reactive power estimation value including 5
An instantaneous reactive power estimated value calculator 33 for calculating 2 is provided, and is fed back to the instantaneous reactive power estimated value calculator 33 via a PI calculator 35 that performs a PI calculation of an error between the instantaneous reactive power actual value and the instantaneous reactive power estimated value. Thus, the motor speed is estimated.
【００４１】次に示す式（１０）〜（１２）は本実施例
における演算関係式であり、式（１０）は瞬時無効電力
実際値ｑm を算出する式、（１１）は瞬時無効電力推定
値ｑ m ’を算出する式、（１２）は励磁電流ｉ0 を算出
する式を示している。The following expressions (10) to (12) are used in this embodiment.
Equation (10) is the instantaneous relational power
Actual value qmEquation (11) is the instantaneous reactive power estimation
Value q mEquation (12) is the exciting current i0Calculate
The formula to do is shown.
【００４２】[0042]
【数２】 [Equation 2]
【００４３】なお、式（１０）〜（１２）において式
（１）〜（９）で説明したパラメータ以外のパラメータ
は次の通りである。 ｑm ：瞬時無効電力の実際値 ｑm ’ ：瞬時無効電力の推定値 ωm ’ ：回転子の角速度の推定値 図５において、瞬時無効電力の実際値演算器３１は一次
電圧ベクトルｖ1 、一次電流ベクトルｉ1 より式（１
０）により電動機速度を含まない電動機瞬時無効電力実
際値５１（ｑm ）を求める。また、励磁電流演算器３２
は一次電流ベクトルｉ1 と電動機角速度推定値５２（ω
m ’）より励磁電流ベクトルｉ0 を求める。一方、瞬時
無効電力の推定値演算器３３は一次電流ベクトルｉ1 と
励磁電流ベクトルｉ0 と角速度推定値５３（ωm ’）よ
り電動機瞬時無効電力推定値５２（ｑm ’）を求める。Parameters other than those explained in the equations (1) to (9) in the equations (10) to (12) are as follows. q m : Actual value of instantaneous reactive power q m ': Estimated value of instantaneous reactive power ω m ': Estimated value of angular velocity of rotor In FIG. 5, the actual value calculator 31 of instantaneous reactive power is the primary voltage vector v 1 , From the primary current vector i 1 the formula (1
From 0), the motor instantaneous reactive power actual value 51 (q m ) not including the motor speed is obtained. Further, the exciting current calculator 32
Is the primary current vector i 1 and the estimated motor angular velocity 52 (ω
The exciting current vector i 0 is obtained from m ′). On the other hand, the estimated value calculator 33 of the instantaneous reactive power calculates the motor instantaneous reactive power estimated value 52 (q m ') from the primary current vector i 1 , the exciting current vector i 0, and the angular velocity estimated value 53 (ω m ').
【００４４】演算器３４は電動機瞬時無効電力実際値５
１（ｑm ）と電動機瞬時無効電力推定値５２（ｑm ’）
の誤差ｑm −ｑm ’を求め、誤差ｑm −ｑm ’はＰＩ演
算器３５に送られる。そして、ＰＩ演算器３５の出力が
速度推定値５３（ωm ’）として瞬時電力推定値演算器
３３に帰還される。また、上記速度推定値５３
（ωm’）はすべり角周波数演算器８２の出力と加算さ
れ角速度指令値２２として積分器１０に加えられるとと
もに、演算器２に送られ、速度指令１との偏差が求めら
れる。The calculator 34 calculates the motor instantaneous reactive power actual value 5
1 (q m ) and the motor instantaneous reactive power estimated value 52 (q m ')
Error q m −q m ′ is obtained, and the error q m −q m ′ is sent to the PI calculator 35. Then, the output of the PI calculator 35 is fed back to the instantaneous power estimated value calculator 33 as the speed estimated value 53 (ω m '). In addition, the speed estimated value 53
(Ω m ') is added to the output of the slip angular frequency calculator 82, added to the integrator 10 as the angular velocity command value 22, and sent to the calculator 2 to obtain the deviation from the velocity command 1.
【００４５】すなわち、本実施例においては、電動機速
度を含まない瞬時無効電力実際値ｑ m を規範モデルと
し、電動機速度を含む瞬時無効電力推定値ｑm ’を調整
モデルとして、瞬時無効電力実際値と瞬時無効電力推定
値の誤差を上記調整モデルに帰還しているので、ＰＩ演
算器３５は誤差が零になるまで修正信号を出力し続け、
ＰＩ演算器３５の出力は最終的に電動機速度推定値に収
束する。That is, in this embodiment, the motor speed
Instantaneous reactive power actual value q mThe normative model
And the instantaneous reactive power estimation value q including the motor speedm’Adjust
As a model, actual instantaneous reactive power and instantaneous reactive power estimation
Since the error of the value is returned to the above adjustment model, PI performance
The calculator 35 continues to output the correction signal until the error becomes zero,
The output of the PI calculator 35 finally falls within the estimated motor speed value.
To bunch.
【００４６】このため、電動機磁束を用いることなく、
電動機の速度推定値を得ることができ、低速、低周波で
の演算精度を保証することができるとともに、低速、低
周波においても望ましい特性を持つ速度センサレスベク
トル制御を実現することができる。Therefore, without using the magnetic flux of the motor,
It is possible to obtain an estimated value of the speed of the electric motor, guarantee the calculation accuracy at low speeds and low frequencies, and realize speed sensorless vector control having desirable characteristics at low speeds and low frequencies.
【００４７】[0047]
【発明の効果】現在、交流機のベクトル制御は可変速駆
動の中心的な技術として、社会のあらゆる分野において
実用化されつつある。しかし、ベクトル制御は、電動機
の定数、特に二次時定数を正確に知る必要があるため、
複雑なシステム構成による二次時定数の補償や同定を行
わなければならない、汎用インバータACドライブに適用
しにくい、などの問題点を抱えている。At present, vector control of an AC machine is being put to practical use in all fields of society as a central technology for variable speed drive. However, vector control requires accurate knowledge of the motor constants, especially the quadratic time constant,
It has problems such as compensating and identifying the secondary time constant with a complicated system configuration, and difficult to apply to a general-purpose inverter AC drive.
【００４８】一方、ベクトル制御から速度センサを取り
除き、電動機価格の低減化、制御系の信頼性の向上を図
ることが検討されているが、従来の方式においては、低
速、低周波においては望ましい特性を得ることができな
かった。本発明の請求項１および請求項２の発明におい
ては、電圧と電流のベクトル外積を求め、求めたベクト
ル外積を制御装置で与える励磁電流の角周波数で除した
値より、誘導電動機の一次漏れインダクタンスに蓄えら
れるエネルギーを差し引くことにより、励磁分エネルギ
ーの実際値を求め、また、ベクトル制御系へ与える励磁
電流指令値の２乗に励磁分インダクタンスを乗じた値よ
り励磁分エネルギーの指令値を算出し、上記励磁分エネ
ルギーの実際値から指令値を差し引いて誤差を求め、該
誤差に適切な演算を施し、その結果を二次時定数の逆数
の設定値に足し合わせることにより、二次時定数の逆数
値を補正し、この補正値を用いてすべり周波数指令を演
算しベクトル制御を実行しているので、簡単な構成で、
二次時定数の逆数値を同定することができるとともに、
ベクトル制御の電動機二次時定数依存性を軽減すること
ができる。On the other hand, it has been considered to remove the speed sensor from the vector control to reduce the motor price and improve the reliability of the control system. However, in the conventional method, desirable characteristics are obtained at low speeds and low frequencies. Couldn't get According to the first and second aspects of the present invention, the vector outer product of the voltage and the current is obtained, and the obtained vector outer product is divided by the angular frequency of the exciting current given by the control device. The actual value of the excitation component energy is obtained by subtracting the energy stored in, and the excitation component energy command value is calculated from the square of the excitation current command value given to the vector control system multiplied by the excitation component inductance. , The command value is subtracted from the actual value of the excitation energy to obtain an error, an appropriate calculation is performed on the error, and the result is added to the set value of the reciprocal of the secondary time constant to obtain the secondary time constant. Since the reciprocal value is corrected, the slip frequency command is calculated using this correction value, and the vector control is executed, so with a simple configuration,
While it is possible to identify the reciprocal value of the quadratic time constant,
It is possible to reduce the dependency of the vector control on the secondary time constant of the motor.
【００４９】請求項３の発明においては、請求項１およ
び請求項２の発明と同様、二次時定数を補正し、この補
正値を用いてベクトル制御を実行することができ、ま
た、二次時定数を同定することができる。さらに、二次
インダクタンスは温度変化の影響を受けないと考えられ
るので、二次抵抗値の同定も可能となる。請求項４の発
明においては、電動機磁束を用いることなく、電動機の
速度推定値を得ることができ、また、低速、低周波での
演算精度を保証した速度センサレスベクトル制御を実現
することができる。In the third aspect of the invention, as in the first and second aspects of the invention, the secondary time constant can be corrected and vector control can be executed using this corrected value. The time constant can be identified. Furthermore, since it is considered that the secondary inductance is not affected by the temperature change, the secondary resistance value can be identified. According to the invention of claim 4, the speed estimated value of the electric motor can be obtained without using the electric motor magnetic flux, and the speed sensorless vector control that guarantees the calculation accuracy at low speed and low frequency can be realized.
【００５０】以上のように、本発明は、上記した問題の
解決に大いに期待できるものと予想され、特に、安価な
補償方法では一次抵抗変動の問題が解決できない従来技
術を大きく更新できると思われる。As described above, the present invention is expected to be highly promising for solving the above-mentioned problems, and in particular, it is considered that the prior art in which the problem of the primary resistance fluctuation cannot be solved by an inexpensive compensation method can be greatly updated. .
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】従来のベクトル制御における速度応答特性を示
す図である。FIG. 2 is a diagram showing speed response characteristics in conventional vector control.
【図３】本発明の第１の実施例の速度応答特性と二次時
定数を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a velocity response characteristic and a second-order time constant according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２の実施例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第３の実施例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図６】従来例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a conventional example.
【符号の説明】 １ 速度指令値 ２ 演算器 ３ 速度制御器 ４ 励磁電流指令値 ５ ベクトル合成／回転座標変換器 ６ インバータ ７ 二次時定数の逆数の設定値 ８ ８２ すべり角周波数演算器 ９ 演算器 １０ 積分器 １１ ポテンシャルトランス １２ 三相／二相変換器 １３ 電流検出器 １４ 励磁分エネルギー演算器 １５ ３４，４１，４２，１５２ 演算器 １６ 励磁分インダクタンスに蓄えられる
エネルギーの指令値 １７，３５ ＰＩ演算器 １８ 誘導電動機 １９ 回転速度検出器 ２０ トルク分電流指令値 ２１ 励磁分電流の位相角 ２２ 励磁分電流の角速度指令値 ３１ 瞬時無効電力実際値演算器 ３２ 励磁電流演算器 ３３ 瞬時無効電力推定値演算器 ４１ 増幅器 ５１ 瞬時無効電力実際値 ５２ 瞬時無効電力推定値 ５３ 角速度推定値 ７２ 二次時定数の設定値[Explanation of symbols] 1 speed command value 2 calculator 3 speed controller 4 exciting current command value 5 vector composition / rotation coordinate converter 6 inverter 7 set value of reciprocal of secondary time constant 8 82 slip angular frequency calculator 9 calculation Calculator 10 Integrator 11 Potential transformer 12 Three-phase / two-phase converter 13 Current detector 14 Excitation energy calculator 15 34, 41, 42, 152 Calculator 16 Command value of energy stored in excitation inductance 17, 35 PI Calculator 18 Induction motor 19 Rotation speed detector 20 Torque component current command value 21 Excitation component current phase angle 22 Excitation component current angular velocity command value 31 Instantaneous reactive power actual value Calculator 32 Excitation current calculator 33 Instantaneous reactive power estimated value Calculator 41 Amplifier 51 Instantaneous reactive power actual value 52 Instantaneous reactive power estimated value 53 Angular velocity estimated value 72 Secondary time The number of the set value
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 彭 方正 東京都目黒区大岡山２丁目12番１号東京工 業大学電気電子工学科内 (72)発明者 深尾 正 東京都目黒区大岡山２丁目12番１号東京工 業大学電気電子工学科内 (72)発明者 宮下 一郎 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋電 機製造株式会社 技術研究所内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor, Tadamasa Takata, 2-12-1, Ookayama, Meguro-ku, Tokyo Inside the Department of Electrical and Electronic Engineering, Tokyo Institute of Technology (72) Inventor, Tadashi Fukao 2-12, Ookayama, Meguro-ku, Tokyo No. 1 Department of Electrical and Electronic Engineering, Tokyo Institute of Technology (72) Inventor Ichiro Miyashita 338 Kamisakuyanagi, Yamato City, Kanagawa Prefecture Toyo Denki Seizo Co., Ltd.
Claims (4)
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数の逆数
より電動機すべり角周波数指令を演算するすべり角周波
数指令演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装
置において、 誘導電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を求め、こ
のベクトル外積を前記誘導電動機に供給する交流電圧の
角周波数で除した値より誘導電動機の一次漏れインダク
タンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励
磁分エネルギーを演算する励磁分エネルギー演算手段を
設け、 励磁分エネルギー演算手段により求められた励磁分エネ
ルギー検出値から、前記励磁電流指令と誘導電動機定数
を用いて表した励磁分エネルギー指令値を差し引き、こ
れを誤差として、該誤差を零にするように適切な演算を
施し、二次時定数の逆数の設定値に足し合わせることに
より二次時定数の逆数値を補正し、この補正値を用いて
すべり角周波数指令を演算することを特徴とする誘導電
動機のベクトル制御装置。1. A variable frequency AC generator for supplying electric power from a DC power supply or a rectified power supply to an induction motor, and an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the magnetic flux of the induction motor. A current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from, a slip angular frequency command computing means for computing a motor slip angular frequency command from the reciprocal of the torque and exciting current command and the motor secondary time constant, and the slip angular frequency command And means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the primary terminal of the motor by adding the motor speed detection value and the phase angle of the motor voltage by integrating this angular frequency. A primary phase angle computing means for computing, and a current command vector on the rotating coordinate system on the stationary coordinate system using this phase angle signal. In a vector control device for an induction motor equipped with a rotational coordinate conversion means for converting into a flow command vector, a vector outer product of the terminal voltage and current of the induction motor is obtained, and this vector outer product is supplied to the induction motor. The excitation component energy calculation means for calculating the excitation component energy by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value divided by is provided from the excitation component energy detected value obtained by the excitation component energy calculation means, The excitation component energy command value expressed using the excitation current command and the induction motor constant is subtracted, this is taken as an error, and an appropriate calculation is performed to make the error zero, and the value is added to the set value of the reciprocal of the secondary time constant. By adjusting the values, the reciprocal value of the secondary time constant is corrected, and the slip angular frequency command is calculated using this correction value. A vector control device for an induction motor, which is characterized by calculating.
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数の逆数
より電動機すべり角周波数指令を演算するすべり角周波
数指令演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段と、 電動機電流検出値との偏差を零にするように制御する電
流制御手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装置に
おいて、 誘導電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を求め、こ
のベクトル外積を前記誘導電動機に供給する交流電圧の
角周波数で除した値より誘導電動機の一次漏れインダク
タンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励
磁分エネルギーを演算する励磁分エネルギー演算手段を
設け、 励磁分エネルギー演算手段により求められた励磁分エネ
ルギー検出値から、前記励磁電流指令と誘導電動機定数
を用いて表した励磁分エネルギー指令値を差し引き、こ
れを誤差として、該誤差を零にするように適切な演算を
施し、二次時定数の逆数の設定値に足し合わせることに
より二次時定数の逆数値を補正し、この補正値を用いて
すべり角周波数指令を演算するとともに、二次時定数の
逆数の真値を同定することを特徴とする誘導電動機のベ
クトル制御装置。2. A variable frequency AC generator for supplying power to an induction motor from a DC power supply or a rectification power supply, and an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the magnetic flux of the induction motor. A current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from, a slip angular frequency command computing means for computing a motor slip angular frequency command from the reciprocal of the torque and exciting current command and the motor secondary time constant, and the slip angular frequency command And means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the primary terminal of the motor by adding the motor speed detection value and the phase angle of the motor voltage by integrating this angular frequency. A primary phase angle computing means for computing, and a current command vector on the rotating coordinate system on the stationary coordinate system using this phase angle signal. In a vector controller for an induction motor, which comprises a rotational coordinate conversion means for converting into a flow command vector, and a current control means for controlling so as to make the deviation between the detected value of the motor current and zero, Excitation energy calculation means for calculating the excitation energy by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by obtaining the vector cross product and dividing this vector cross product by the angular frequency of the AC voltage supplied to the induction motor. Is provided, the excitation component energy command value represented by using the excitation current command and the induction motor constant is subtracted from the excitation component energy detection value obtained by the excitation component energy calculation means, and this error is set as an error, and the error is set to zero. By performing the appropriate calculation and adding it to the set value of the reciprocal of the quadratic time constant. It corrects the inverse value of the next time constant, thereby calculating the slip angular frequency command using the correction value, a vector control apparatus for an induction motor and identifying the true value of the reciprocal of the secondary time constant.
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数より電
動機すべり角周波数指令を演算するすべり角周波数指令
演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段と、 電動機電流検出値との偏差を零にするように制御する電
流制御手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装置に
おいて、 誘導電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を求め、こ
のベクトル外積を前記誘導電動機に供給する交流電圧の
角周波数で除した値より誘導電動機の一次漏れインダク
タンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励
磁分エネルギーを演算する励磁分エネルギー演算手段を
設け、 励磁分エネルギー演算手段により求められた励磁分エネ
ルギー検出値から、前記励磁電流指令と誘導電動機定数
を用いて表した励磁分エネルギー指令値を差し引き、こ
れを誤差として、該誤差を零にするように適切な演算を
施し、二次時定数の設定値に足し合わせることにより二
次時定数を補正し、この補正値を用いてすべり角周波数
指令を演算するとともに、二次時定数の真値または二次
抵抗値を同定することを特徴とする誘導電動機のベクト
ル制御装置。3. A variable frequency AC generator for supplying electric power from a DC power supply or a rectified power supply to an induction motor, and an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the magnetic flux of the induction motor. A current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from the above, a slip angular frequency command calculating means for calculating a motor slip angular frequency command from the torque and exciting current command and a motor secondary time constant, and the slip angular frequency command and the motor Means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the motor primary terminal by adding the detected speed value, and the phase angle of the motor voltage by integrating this angular frequency Primary phase angle calculation means, and using this phase angle signal, the current command vector on the rotating coordinate system is converted to the current command vector on the stationary coordinate system. In a vector controller for an induction motor, which comprises a rotational coordinate conversion means for converting into a vector and a current control means for controlling so as to make the deviation between the detected value of the motor current and zero, a vector cross product of the terminal voltage and current of the induction motor. And the excitation component energy calculation means for calculating the excitation component energy by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by dividing this vector cross product by the angular frequency of the AC voltage supplied to the induction motor. , The excitation component energy command value represented by using the excitation current command and the induction motor constant is subtracted from the excitation component energy detection value obtained by the excitation component energy calculation means, and this error is set as an error to make the error zero. To the secondary time constant by adding the appropriate calculation to the set value of the secondary time constant. Correct, as well as calculating the slip angular frequency command using the correction value, a vector control apparatus for an induction motor and identifying the true value or the secondary resistance value of the secondary time constant.
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数もしく
はその逆数より電動機すべり角周波数指令を演算するす
べり角周波数指令演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装
置において、 誘導電動機の端子電圧より一次漏れインダクタンスに発
生する電圧降下を差し引いた誘起電圧推定値に一次電流
を乗じて得られる電動機瞬時無効電力実際値を演算する
第１の演算手段と、 回転子速度推定値と励磁電流と一次電流から求められる
電動機瞬時無効電力推定値を演算する第２の演算手段を
設け、 第１の演算手段により得られた電動機瞬時無効電力実際
値から第２の演算手段により得られた電動機瞬時無効電
力推定値を差し引き、これを誤差として適切な演算を施
すとともに、誤差の演算結果を第２の演算手段に帰還す
ることにより、回転子速度を推定することを特徴とする
誘導電動機のベクトル制御装置。4. A variable frequency AC generator for supplying electric power from a DC power supply or a rectified power supply to an induction motor, and an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the magnetic flux of the induction motor. A current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from, a slip angular frequency command computing means for computing a motor slip angular frequency command from the torque and exciting current command and a motor secondary time constant or an inverse thereof, and the slip angular frequency Means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the motor primary terminal by adding the command and the detected motor speed, and the phase angle of the motor voltage by integrating this angular frequency. And a primary phase angle calculating means for calculating the current command vector on the rotating coordinate system using this phase angle signal. In a vector controller for an induction motor equipped with a rotating coordinate conversion means for converting to a current command vector on the standard system, the induced current estimated value obtained by subtracting the voltage drop generated in the primary leakage inductance from the terminal voltage of the induction motor is the primary current. First calculating means for calculating the actual value of the motor instantaneous reactive power obtained by multiplying by, and second calculating means for calculating the motor instantaneous reactive power estimated value obtained from the rotor speed estimated value, the exciting current and the primary current. The motor instantaneous reactive power estimated value obtained by the second calculating means is subtracted from the motor instantaneous reactive power actual value obtained by the first calculating means, and an appropriate calculation is performed using this as an error, and the error is calculated. A vector control device for an induction motor, wherein the rotor speed is estimated by feeding back the result to the second calculation means.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP1681762A3 (en) * | 2005-01-13 | 2009-03-04 | Hitachi, Ltd. | Synchronous motor driving system and method |
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1994
- 1994-03-11 JP JP6040801A patent/JP2579119B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2001057797A (en) * | 1999-08-18 | 2001-02-27 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Control device of electric motor |
| EP1681762A3 (en) * | 2005-01-13 | 2009-03-04 | Hitachi, Ltd. | Synchronous motor driving system and method |
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| US7948201B2 (en) | 2006-11-28 | 2011-05-24 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Induction motor control device |
| CN100444515C (en) * | 2007-02-01 | 2008-12-17 | 上海交通大学 | Voltage decoupling variable-frequency control vector controlling method with parameter self-regulating function |
| CN110048657A (en) * | 2019-05-22 | 2019-07-23 | 河南科技大学 | Induction-type bearingless motor Neural Network Inverse System decoupling control method |
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| CN110138300B (en) * | 2019-05-22 | 2020-10-09 | 河南科技大学 | Method for identifying rotor resistance of bearingless asynchronous motor based on reactive power |
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| JP2579119B2 (en) | 1997-02-05 |
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