JP2579119B2 - Vector controller for induction motor - Google Patents
Vector controller for induction motorInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のインバー
タ駆動の制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for driving an inverter of an induction motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】交流機の可変速駆動の技術として、誘導
電動機のすべり周波数制御形ベクトル制御が広く使用さ
れている。図６は従来のすべり周波数制御形ベクトル制
御装置の構成を示す図である。同図に示すように、従来
のすべり周波数制御形ベクトル制御装置は、直流電源ま
たは整流電源より誘導電動機１８に電力を供給するイン
バータ６と、この誘導電動機磁束と同期した回転座標上
で与えられた励磁電流指令４とトルク成分電流指令２０
から電動機電流指令ベクトルを合成し、回転座標上の電
流指令ベクトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変
換するベクトル合成／回転座標変換器５とを備えてい
る。2. Description of the Related Art A slip frequency control type vector control of an induction motor is widely used as a variable speed driving technique of an AC machine. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional slip frequency control type vector control device. As shown in the figure, the conventional slip frequency control type vector control device is provided with an inverter 6 for supplying electric power from a DC power supply or a rectified power supply to an induction motor 18, and a rotation coordinate synchronized with the induction motor magnetic flux. Excitation current command 4 and torque component current command 20
And a vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 for synthesizing a motor current command vector from the above and converting the current command vector on the rotating coordinate system into a current command vector on the stationary coordinate system.
【０００３】そして、演算器２によって速度指令値１よ
り、速度検出器１９からの実速度を差し引き速度誤差を
算出し、算出した速度誤差から速度制御器３によってト
ルク分電流指令値２０を出力する。このトルク分電流指
令値２０は上記したように、励磁電流指令４とともにベ
クトル合成／回転座標変換器５に与えられ、電動機電流
指令ベクトルが合成される。Then, the actual speed from the speed detector 19 is subtracted from the speed command value 1 by the calculator 2 to calculate a speed error, and the speed controller 3 outputs a torque component current command value 20 from the calculated speed error. . As described above, the torque current command value 20 is supplied to the vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 together with the exciting current command 4, and the motor current command vector is synthesized.
【０００４】一方、すべり角周波数演算器８はトルク分
電流指令２０と電動機二次時定数の逆数より電動機すべ
り角周波数指令を演算し、演算器９は、このすべり角周
波数指令と電動機速度検出器１９により検出された電動
機回転速度を加算して、誘導電動機１８の一次端子に供
給する交流電圧の角速度を求める。上記角速度は積分器
１０で積分され、誘導電動機１８の位相角としてベクト
ル合成／回転座標変換器５に与えられる。ベクトル合成
／回転座標変換器５は電動機電流指令ベクトルを合成
し、上記位相角信号を用いて、合成された回転座標上の
電流指令ベクトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに
変換する。On the other hand, a slip angular frequency calculator 8 calculates a motor slip angular frequency command from the torque current command 20 and the reciprocal of the motor secondary time constant, and a calculator 9 calculates the slip angular frequency command and the motor speed detector. The angular velocity of the AC voltage supplied to the primary terminal of the induction motor 18 is obtained by adding the motor rotation speed detected by the motor 19. The angular velocity is integrated by the integrator 10 and given to the vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 as the phase angle of the induction motor 18. The vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 synthesizes the motor current command vector, and converts the synthesized current command vector on the rotating coordinates into a current command vector on the stationary coordinate system using the phase angle signal.
【０００５】ベクトル合成／回転座標変換器５が出力す
る電流指令は、電流検出器１３により検出される電動機
電流と演算器４２において減算されて偏差が求められ、
増幅器４１を介してインバータ６に与えられて、偏差が
零になるようにインバータ６の出力電流が制御される。The current command output from the vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 is subtracted by a calculator 42 from the motor current detected by the current detector 13 to obtain a deviation.
The current is supplied to the inverter 6 via the amplifier 41, and the output current of the inverter 6 is controlled so that the deviation becomes zero.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の誘導電
動機のすべり周波数制御形ベクトル制御は、制御演算に
誘導電動機の定数を使用しており、これらの定数を正確
に知る必要がある。しかしながら、誘導電動機運転時の
温度変化により、二次時定数が変動するため、ベクトル
制御の精度が劣化する。In the above-described conventional slip frequency control type vector control of an induction motor, constants of the induction motor are used for control calculation, and it is necessary to know these constants accurately. However, since the secondary time constant fluctuates due to a temperature change during the operation of the induction motor, the accuracy of vector control deteriorates.
【０００７】そこで、二次時定数の変動を補償する制御
が種々提案されている。それをまとめると、主に以下の
通りである。 １）誘導電動機の温度を検出して二次時定数設定値を補
正する方法。 ２）二次時定数変動による磁束の変化を検出し二次時定
数設定を補正する方法。[0007] Therefore, various controls for compensating the fluctuation of the secondary time constant have been proposed. The summary is as follows. 1) A method of detecting the temperature of the induction motor and correcting the set value of the secondary time constant. 2) A method of detecting a change in magnetic flux due to a change in the secondary time constant and correcting the setting of the secondary time constant.
【０００８】３）オブザーバを用いた二次時定数にロバ
ストな制御法。 しかし、上記した１）の方法では、温度センサを取り付
ける必要があり、製作上および価格上不利となる。ま
た、最も特性に影響が大きい回転子側温度の検出が困難
であるため、固定子側温度で代用しなければならないと
いう検出精度の問題もある。3) A control method that is robust to a second-order time constant using an observer. However, in the above-mentioned method 1), it is necessary to attach a temperature sensor, which is disadvantageous in manufacturing and cost. Further, since it is difficult to detect the rotor-side temperature, which has the greatest effect on the characteristics, there is also a problem of detection accuracy that the stator-side temperature must be substituted.
【０００９】また、上記した２）の方法では、磁束の演
算手段として電動機印加電圧の積分演算を必要とするた
め、電動機印加電圧が低い低速運転時ドリフトが生ずる
という欠点がある。さらに、上記した３）の方法では演
算が複雑となって、設計上容易に受入れ難く、支障をき
たすことがある。Further, the above-mentioned method 2) has a drawback that low-speed operation drift occurs when the applied voltage of the motor is low because the integration operation of the applied voltage of the motor is required as the means for calculating the magnetic flux. Furthermore, in the above method 3), the calculation becomes complicated, and it is difficult to accept the design easily, which may cause trouble.
【００１０】以上のように、従来から提案されてきた二
次時定数の変動を補償する方法は種々の問題点があり、
簡単な構成でいかなる場合でも使えるというような方法
がないのが現状である。一方、前記した従来のベクトル
制御装置においては、速度センサにより誘導電動機の回
転子速度を検出する必要があり、これが電動機価格の高
価格化、制御系の信頼性の低下を招いていた。そこで、
上記のようなベクトル制御から速度センサを取り除き、
電動機価格の低減化、制御系の信頼性の向上を図ること
が検討されている。As described above, the method of compensating for the variation of the second-order time constant proposed conventionally has various problems.
At present, there is no method that can be used in any case with a simple configuration. On the other hand, in the above-described conventional vector control device, it is necessary to detect the rotor speed of the induction motor by a speed sensor, which has resulted in an increase in the price of the motor and a decrease in the reliability of the control system. Therefore,
Remove speed sensor from vector control as above,
Attempts are being made to reduce the cost of the motor and to improve the reliability of the control system.
【００１１】このような制御系は速度センサレスベクト
ル制御と呼ばれるが、一般に速度推定に電動機磁束を用
いるものが多く、低速、低周波においては望ましい特性
を得ることができなかった。すなわち、電動機磁束を用
い速度推定を行う場合には、電動機電圧の積分演算を必
要とするが、低速、低周波では磁束の演算精度が低下
し、正確な速度推定を行うことができない。Although such a control system is called a speed sensorless vector control, generally, a motor flux is used for speed estimation in many cases, and desired characteristics cannot be obtained at low speed and low frequency. That is, when speed estimation is performed using the motor magnetic flux, integral calculation of the motor voltage is required. However, at low speeds and low frequencies, the calculation accuracy of the magnetic flux decreases, and accurate speed estimation cannot be performed.
【００１２】本発明は、上記した従来技術の問題点を解
決するためになされたものであって、本発明の第１の目
的は、誘導電動機の二次時定数を知る必要がなく、誘導
電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を用いて簡単な
構成で、ベクトル制御の電動機二次時定数依存性を軽減
することができる誘導電動機のベクトル制御装置を提供
することである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problems of the prior art, and a first object of the present invention is to eliminate the need to know the secondary time constant of an induction motor, and to provide an induction motor. An object of the present invention is to provide an induction motor vector control device that can reduce the dependence of vector control on the motor secondary time constant with a simple configuration using the vector cross product of the terminal voltage and current.
【００１３】本発明の第２の目的は、誘導電動機の二次
時定数もしくはその逆数値を容易に同定することができ
る誘導電動機のベクトル制御装置を提供することであ
る。本発明の第３の目的は、電動機磁束を用いることな
く、電動機の速度推定値を得ることができ、低速、低周
波での演算精度を保証することができる誘導電動機のベ
クトル制御装置を提供することである。A second object of the present invention is to provide a vector control device for an induction motor which can easily identify a secondary time constant of the induction motor or its reciprocal value. A third object of the present invention is to provide a vector control device for an induction motor that can obtain an estimated speed of the motor without using the magnetic flux of the motor and can guarantee the calculation accuracy at low speed and low frequency. That is.
【００１４】ここに、電動機磁束を用いる場合はインバ
ータ出力電圧の積分演算を含むため、特に低速で電圧を
小ならしめるとき、インバータ出力電圧パルス幅が小と
なり、演算精度が低下するばかりでなく、ベクトル制御
そのものが成立しなくなることがある。Here, when the motor magnetic flux is used, since the integration operation of the inverter output voltage is included, especially when the voltage is reduced at a low speed, the inverter output voltage pulse width becomes small, and not only the calculation accuracy decreases, but also the operation accuracy decreases. The vector control itself may not be established.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明の請求項１の発明は、誘導電動機の端子電圧
と電流を検出し、電圧と電流のベクトル外積を求め、求
めたベクトル外積を制御装置で与える励磁電流の角周波
数で除した値より、誘導電動機の一次漏れインダクタン
スに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより、励磁
分エネルギーの実際値を求める。また、ベクトル制御系
へ与える励磁電流指令値の２乗に励磁分インダクタンス
を乗じた値より励磁分エネルギーの指令値を算出する。According to a first aspect of the present invention, a terminal voltage and a current of an induction motor are detected, a vector cross product of the voltage and the current is obtained, and the obtained vector cross product is obtained. Is calculated by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by dividing by the angular frequency of the exciting current given by the control device, thereby obtaining the actual value of the exciting component energy. Further, a command value of the excitation energy is calculated from a value obtained by multiplying the square of the excitation current command value given to the vector control system by the excitation inductance.
【００１６】そして、上記励磁分エネルギーの実際値か
ら指令値を差し引いて誤差を求め、該誤差に適切な演算
を施し、その結果を二次時定数の逆数の設定値に足し合
わせることにより、二次時定数の逆数値を補正し、この
補正値を用いてすべり周波数指令を演算しベクトル制御
を実行する。本発明の請求項２の発明においては、上記
請求項１の発明の電動機二次時定数の逆数補正値により
すべり周波数指令を演算してベクトル制御を実行すると
ともに、二次時定数の逆数の真値を同定する。Then, an error is obtained by subtracting the command value from the actual value of the excitation component energy, an appropriate operation is performed on the error, and the result is added to the set value of the reciprocal of the secondary time constant to obtain the error. The reciprocal value of the next time constant is corrected, a slip frequency command is calculated using the corrected value, and vector control is executed. According to the invention of claim 2 of the present invention, the slip frequency command is calculated based on the reciprocal correction value of the electric motor secondary time constant of the invention of claim 1 to execute vector control, and the true value of the reciprocal of the secondary time constant is calculated. Identify the value.
【００１７】本発明の請求項３の発明においては、請求
項１の励磁分エネルギーの誤差を零にするように適切な
演算を施し、二次時定数の設定値に足し合わせることに
より、二次時定数を補正し、この補正値を用いてすべり
角周波数指令を演算し、ベクトル制御を実行するととも
に、二次時定数または二次抵抗値を同定する。本発明の
請求項４の発明においては、誘導電動機の端子電圧より
一次漏れインダクタンスに発生する電圧降下を差し引い
た誘起電圧推定値に一次電流を乗じて得られる電動機瞬
時無効電力実際値を演算し、また、回転子速度推定値と
励磁電流と一次電流から求められる電動機瞬時無効電力
推定値を演算し、電動機瞬時無効電力実際値から電動機
瞬時無効電力推定値を差し引き、これを誤差として適切
な演算を施すとともに、誤差の演算結果を第２の演算手
段に帰還することにより、回転子速度を推定する。In the invention of claim 3 of the present invention, an appropriate operation is performed so as to make the error of the excitation energy of claim 1 zero, and the result is added to the set value of the secondary time constant to obtain the secondary time constant. The time constant is corrected, a slip angular frequency command is calculated using the corrected value, vector control is executed, and a secondary time constant or a secondary resistance value is identified. In the invention of claim 4 of the present invention, a motor instantaneous reactive power actual value obtained by multiplying a primary current by an induced voltage estimation value obtained by subtracting a voltage drop generated in a primary leakage inductance from a terminal voltage of an induction motor is calculated, In addition, the motor instantaneous reactive power estimated value obtained from the rotor speed estimated value, the exciting current, and the primary current is calculated, the motor instantaneous reactive power estimated value is subtracted from the motor instantaneous reactive power actual value, and an appropriate calculation is performed using this as an error. The rotor speed is estimated by applying the error calculation result to the second calculation means.
【００１８】[0018]
【作用】請求項１および請求項２の発明において、二次
時定数の逆数の実際値が二次時定数の逆数の設定値より
も大なるときは、励磁エネルギーの誤差は正であり、か
つ、電動機に与えるすべり周波数指令は理想的な値より
小である。この場合、二次時定数の逆数設定値は上記励
磁エネルギーの誤差を増幅した分、加算補正されるた
め、初期の値より大きくなる。その結果、すべり角周波
数指令もまた、初期より大きく修正され、ベクトル制御
系は二次時定数の真値に近い動作点へ一歩近づく。この
とき、誘導電動機に供与される周波数はすべり周波数が
増加した分増加し、これで除した励磁エネルギー実際値
は減少し、励磁エネルギー誤差は減少する。In the first and second aspects of the present invention, when the actual value of the reciprocal of the secondary time constant is larger than the set value of the reciprocal of the secondary time constant, the error of the excitation energy is positive, and The slip frequency command given to the motor is smaller than the ideal value. In this case, since the reciprocal set value of the secondary time constant is added and corrected by an amount corresponding to the amplification of the error of the excitation energy, it becomes larger than the initial value. As a result, the slip angular frequency command is also corrected larger than the initial value, and the vector control system moves one step closer to the operating point close to the true value of the secondary time constant. At this time, the frequency supplied to the induction motor increases by an increase in the slip frequency, and the excitation energy actual value divided by the slip frequency decreases, and the excitation energy error decreases.
【００１９】また、以上とは逆に、二次時定数の逆数の
実際値がその設定値より小なるときは、励磁エネルギー
誤差は負であり、電動機に与えるすべり角周波数指令は
理想的な値より大である。このとき、二次時定数の逆数
の設定値は誤差の増幅分減算されるため、初期の値より
小さくなり、すべり角周波数指令も初期より小さく修正
される。Conversely, when the actual value of the reciprocal of the secondary time constant is smaller than its set value, the excitation energy error is negative and the slip angular frequency command given to the motor is an ideal value. Is greater. At this time, since the set value of the reciprocal of the secondary time constant is subtracted by the amplification of the error, it becomes smaller than the initial value, and the slip angular frequency command is also corrected to be smaller than the initial value.
【００２０】したがって、上記と同様、ベクトル制御系
を含む閉ループの再生作用が作動し、励磁エネルギー実
際値が増加する。以上のように、励磁エネルギー誤差を
適宜増幅して、二次時定数逆数の設定値に加算すること
により、二次時定数逆数が同定され、二次時定数を直接
知ることなく、二次時定数の変動に関わりなく、ベクト
ル制御を行うことができる。Therefore, as described above, the closed loop regeneration operation including the vector control system operates, and the actual value of the excitation energy increases. As described above, by amplifying the excitation energy error appropriately and adding it to the set value of the reciprocal of the secondary time constant, the reciprocal of the secondary time constant is identified. Vector control can be performed irrespective of the variation of the constant.
【００２１】なお、同定誤差を零とするためには、励磁
エネルギー誤差の増幅器は積分特性とすることが必要で
あり、同定ループの安定化のため、ＰＩ（比例積分）増
幅器が望ましい。請求項１および請求項２の発明におい
ては、上記原理に基づき誘導電動機の二次時定数の逆数
値を同定しているので、誘導電動機の端子電圧と電流の
ベクトル外積を用いて簡単な構成で、ベクトル制御の電
動機二次時定数依存性を軽減することができる。In order to reduce the identification error to zero, the amplifier for the excitation energy error needs to have an integral characteristic. To stabilize the identification loop, a PI (proportional integral) amplifier is desirable. According to the first and second aspects of the present invention, since the reciprocal value of the secondary time constant of the induction motor is identified based on the above principle, a simple configuration using the vector cross product of the terminal voltage and current of the induction motor can be obtained. In addition, the dependence of vector control on the secondary time constant of the motor can be reduced.
【００２２】請求項３の発明においては、二次時定数の
設定値を与え、請求項１の励磁分エネルギーの誤差を零
にするように適切な演算を施して、二次時定数の設定値
に足し合わせているので、請求項１および請求項２の発
明と同様、二次時定数を補正し、この補正値を用いてベ
クトル制御を実行することができ、また、二次時定数を
同定することができる。According to the third aspect of the present invention, the set value of the secondary time constant is given by giving a set value of the secondary time constant and performing an appropriate operation so as to make the error of the excitation energy of the first aspect zero. Therefore, similarly to the first and second aspects of the present invention, the secondary time constant can be corrected, the vector control can be performed using the corrected value, and the secondary time constant can be identified. can do.
【００２３】さらに、二次インダクタンスは温度変化の
影響を受けないと考えられるので、二次時定数の変動は
二次抵抗の変動に帰することができ、二次抵抗値を同定
することも可能となる。一方、速度推定値と実速度を直
接的または間接的に比較し、請求項１〜請求項３のよう
に、その誤差信号を零にするようにＰＩ演算器等を用い
て閉ループを構成すれば、電動機定数を同定できる。逆
に、電動機定数が既知であれば、これを拠り所として変
数を演算することにより、電動機速度を同定することが
できる。Further, since it is considered that the secondary inductance is not affected by the temperature change, the change in the secondary time constant can be attributed to the change in the secondary resistance, and the secondary resistance can be identified. Becomes On the other hand, if the speed estimation value and the actual speed are compared directly or indirectly, and a closed loop is formed by using a PI calculator or the like so as to make the error signal zero as in claims 1 to 3, , Motor constants can be identified. Conversely, if the motor constant is known, the motor speed can be identified by calculating a variable based on this.
【００２４】請求項４の発明は、上記考え方に基づき、
電動機速度を含まない瞬時無効電力実際値を規範モデル
となし、電動機速度を含む瞬時無効電力推定値を調整モ
デルとするとともに、上記したＰＩ同定則を適用して、
瞬時無効電力実際値と瞬時無効電力推定値の誤差を調整
モデルに帰還し「モデル規範形適用制御システム」構成
したものである。ここで、ＰＩ同定器（ここでは上記Ｐ
Ｉ演算器をＰＩ同定器と称す）の出力は誤差が零になる
まで修正信号を出力し続け、最終的に電動機速度推定値
に収束する。The invention of claim 4 is based on the above idea,
The instantaneous reactive power actual value not including the motor speed is used as the reference model, the instantaneous reactive power estimated value including the motor speed is used as the adjustment model, and the PI identification rule described above is applied.
The error between the instantaneous reactive power actual value and the instantaneous reactive power estimated value is fed back to the adjustment model to constitute a "model reference type applied control system". Here, the PI identifier (here, the P
The output of the I arithmetic unit is referred to as a PI identifier) continues to output a correction signal until the error becomes zero, and finally converges to the estimated motor speed.
【００２５】請求項４の発明においては、上記のように
電動機速度推定値を求めているので、電動機磁束を用い
ることなく、電動機の速度推定値を得ることができ、ま
た、低速、低周波での演算精度を保証することができ
る。According to the fourth aspect of the present invention, since the estimated motor speed value is obtained as described above, the estimated motor speed value can be obtained without using the motor magnetic flux. Can guarantee the calculation accuracy of.
【００２６】[0026]
【実施例】図１は、本発明の第一実施例のブロック図で
ある。同図において、図６に示したものと同一のものに
は同一の符号が付されており、本実施例においては、図
６に示したものに、誘導電動機１８に印加される電圧を
検出するポテンシャルトランス１１と、ポテンシャルト
ランス１１と電流検出器１３により検出された三相電圧
と電流を二相に変換する三相／二相変換器１２と、三相
／二相変換器１２の出力および励磁分電流角速度指令値
２２に基づき励磁分エネルギーを演算する励磁分エネル
ギー演算器１４と、演算された励磁分エネルギーから励
磁分エネルギー指令値１６を差し引く演算器１５と、Ｐ
Ｉ演算（比例積分演算）を行う演算器１７と、演算器１
７の出力を二次時定数の逆数の設定値７に加算する演算
器７１とが付加されている（なお、同図では、図６に示
した電流検出器１３の出力をインバータ６の入力側にフ
ィードバックする電流帰還ループは省略されている）。FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of the present invention. 6, the same components as those shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the components shown in FIG. A potential transformer 11, a three-phase / two-phase converter 12 for converting the three-phase voltage and current detected by the potential transformer 11 and the current detector 13 into two phases, and output and excitation of the three-phase / two-phase converter 12 An excitation energy calculator 14 for calculating the excitation energy based on the divided current angular velocity command value 22; a calculator 15 for subtracting the excitation energy command value 16 from the calculated excitation energy;
An arithmetic unit 17 for performing an I operation (proportional integration operation), and an arithmetic unit 1
7 is added to the set value 7 of the reciprocal of the secondary time constant (in this figure, the output of the current detector 13 shown in FIG. The current feedback loop that feeds back the current is omitted.)
【００２７】次に示す式（１）〜（９）は本実施例にお
ける演算関係式であり、式（１）は誘導電動機の一次電
圧ベクトル式、式（２）は誘導電動機の電流ベクトル方
程式であり、式（１）、（２）は誘導電動機の基本式を
示している。The following equations (1) to (9) are arithmetic relational equations in the present embodiment. Equation (1) is a primary voltage vector equation of the induction motor, and equation (2) is a current vector equation of the induction motor. Equations (1) and (2) show the basic equations of the induction motor.
【００２８】[0028]
【数１】 (Equation 1)
【００２９】式（３）のｉ0 は励磁分電流ベクトル、ｅ
0 は起電力ベクトル、式（５）は励磁分エネルギーの算
出式で、ｉ1 は一次電流の振幅である。また、式（６）
はすべり角周波数の制御式であり、通常のベクトル制御
においては、すべり角周波数はωs は式（９）で演算さ
れる。なお、式（１）〜（９）中の「×」はベクトル外
積を示し、また、式（１）〜（９）におけるパラメータ
は次の通りである。 ｖ1 ＝〔ｖ1d ｖ1q〕T ：一次電圧ベクトル ｉ1 ＝〔ｉ1d ｉ1q〕T ：一次電流ベクトル ｉ0 ＝〔ｉ0d ｉ0q〕T ：励磁電流ベクトル ｗ ：励磁分インダクタンスに蓄え
られるエネルギー ωs ：すべり角周波数 ωs ' ：ωs の推定値 ωs * ：ωs の真値 Ｔ2n ：二次時定数の設定値 Ｔ2 ：二次時定数の実際値〔＝Ｌ2
／Ｒ2 〕 Ｔ2 ’ ：二次時定数の推定値 ωm ：回転子の角速度 ωm * ：回転子の角速度指令値 ω0 ：励磁電流の角速度 θ0 ：励磁電流の位相角 Ｉ2 ' ：トルク分電流指令値 Ｉ0 * ：励磁分電流指令値 Ｒ1 ：一次抵抗 Ｒ2 ：二次抵抗 Ｌ1 ：一次インダクタンス Ｌ2 ：二次インダクタンス Ｍ ：相互インダクタンス ｌ1 ：一次漏れインダクタンス〔＝
Ｌ1 −（Ｍ2 ／Ｌ2 ）〕 Ｍ’ ：励磁インダクタンス〔＝（Ｍ
2 ／Ｌ2 ）〕 Ｇc ：すべり周波数ωs を演算する
ための伝達関数 Ｍ’Ｉ0 *2 ：励磁分インダクタンスに蓄え
られるエネルギーの指令値 図１において、演算器２によって速度指令値１より、速
度検出器１９からの実速度を差し引き速度誤差を算出す
る。算出した速度誤差から速度制御器３によってトルク
分電流指令値２０を出力する。ベクトル合成／回転座標
変換器５は励磁電流指令値４と前記トルク分電流指令値
２０から電動機電流指令ベクトルを合成して、積分器１
０が出力する励磁電流位相角２１に基づき上記電流指令
ベクトルを静止座標に変換し、誘導電動機の一次電流指
令値をインバータ６に出力する。インバータは６はその
電流指令値を受けて、ＰＷＭパターンを発生して、誘導
電動機１８を駆動する。In equation (3), i 0 is an excitation current vector, e
0 is an electromotive force vector, equation (5) is an equation for calculating excitation energy, and i 1 is the amplitude of the primary current. Equation (6)
Is a control equation for the slip angular frequency. In normal vector control, the slip angular frequency ω s is calculated by equation (9). Note that “x” in the equations (1) to (9) indicates a vector cross product, and the parameters in the equations (1) to (9) are as follows. v 1 = [v 1d v 1q] T: primary voltage vector i 1 = [i 1d i 1q] T: primary current vector i 0 = [i 0d i 0q] T: the exciting current vector w: stored in the exciting component inductance energy ω s: slip angular frequency ω s': ω estimated value of s ω s *: true value of ω s T 2n: set value of the secondary time constant T 2: the actual value of the secondary time constant [= L 2
/ R 2 ] T 2 ': Estimated secondary time constant ω m : Rotor angular velocity ω m * : Rotor angular velocity command value ω 0 : Exciting current angular velocity θ 0 : Exciting current phase angle I 2 ' : Current command value for torque I 0 * : Current command value for excitation R 1 : Primary resistance R 2 : Secondary resistance L 1 : Primary inductance L 2 : Secondary inductance M: Mutual inductance l 1 : Primary leakage inductance [=
L 1 − (M 2 / L 2 )] M ′: exciting inductance [= (M
2 / L 2 )] G c : transfer function for calculating slip frequency ω s M′I 0 * 2 : command value of energy stored in exciting component inductance In FIG. Then, the actual speed from the speed detector 19 is subtracted to calculate a speed error. From the calculated speed error, the speed controller 3 outputs a torque current command value 20. The vector synthesizing / rotating coordinate converter 5 synthesizes a motor current command vector from the exciting current command value 4 and the torque current command value 20 to generate an integrator 1.
Based on the exciting current phase angle 21 output by 0, the current command vector is converted into stationary coordinates, and the primary current command value of the induction motor is output to the inverter 6. The inverter 6 receives the current command value, generates a PWM pattern, and drives the induction motor 18.
【００３０】一方、誘導電動機１８の端子電圧ｖ1 はポ
テンシャルトランス１１より検出され、三相／二相変換
器１２によりｄｑ座標に変換される。一次電流は検出器
１３に より検出され、同様に三相／二相変換器１２に
より変換される。励磁分エネルギー演算器１４は三相／
二相変換器１２から出されるｄｑ座標上の端子電圧と一
次電流のベクトル外積を求め、励磁電流の角速度２２で
除することにより、誘導電動機のインダクタンスに蓄え
られるエネルギーを算出し、さらに一次漏れインダクタ
ンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励磁
分エネルギーｗを算出する。式（５）は上記した励磁分
エネルギー演算器１４における演算を示す式である。On the other hand, the terminal voltage v 1 of the induction motor 18 is detected by the potential transformer 11 and is converted by the three-phase / two-phase converter 12 into dq coordinates. The primary current is detected by the detector 13 and is similarly converted by the three-phase / two-phase converter 12. The excitation energy calculator 14 has three phases /
A vector cross product of the terminal voltage on the dq coordinates output from the two-phase converter 12 and the primary current is obtained, and the energy stored in the inductance of the induction motor is calculated by dividing the product by the angular velocity 22 of the exciting current. Is calculated by subtracting the energy stored in the motor. Equation (5) is an equation showing the calculation in the excitation energy calculator 14 described above.
【００３１】ついで、励磁分エネルギー演算器１４にお
いて上記のようにして求めた励磁分エネルギーｗから、
演算器１５において、励磁分エネルギー指令値１６を差
し引き、誤差をＰＩ演算器１７に出力する。演算器１７
の出力は演算器７１により、二次時定数の逆数の設定値
７に加算され、すべり角周波数演算器８に出力され、す
べり角周波数演算器８はすべり角周波数を演算する。Next, from the excitation energy w obtained by the excitation energy calculator 14 as described above,
The calculator 15 subtracts the excitation energy command value 16 and outputs an error to the PI calculator 17. Arithmetic unit 17
Is added to the set value 7 of the reciprocal of the secondary time constant by the calculator 71, and is output to the slip angular frequency calculator 8, which calculates the slip angular frequency.
【００３２】演算器９はすべり角周波数演算器８から出
力されたすべり角周波数と速度検出器１９の回転角速度
を加算し、励磁電流の角速度指令値２２を出力する。積
分器１０は励磁分電流の位相角２１を出力する。ここ
で、励磁分エネルギーの実際値ｗと励磁電流指令値Ｉ0
* 、トルク分電流指令値Ｉ2 ’、誘導電動機の二次時定
数の推定値Ｔ2 ’、および、誘導電動機の二次時定数の
実際値Ｔ2 は式（８）の関係がある。The calculator 9 adds the slip angular frequency output from the slip angular frequency calculator 8 and the rotational angular velocity of the speed detector 19, and outputs an angular velocity command value 22 of the exciting current. The integrator 10 outputs the phase angle 21 of the excitation current. Here, the actual value w of the excitation component energy and the excitation current command value I 0
* , The torque component current command value I 2 ′, the estimated value T 2 ′ of the secondary time constant of the induction motor, and the actual value T 2 of the secondary time constant of the induction motor have the relationship of equation (8).
【００３３】このため、前記したように、二次時定数の
逆数の実際値１／Ｔ2 が二次時定数の逆数の推定値１／
Ｔ2 ’よりも大なるときは、励磁分エネルギー指令値１
６（Ｍ’Ｉ0 *2）と励磁分エネルギーの実際値ｗとの差
である励磁エネルギーの誤差は正であり、かつ、電動機
に与えるすべり周波数指令は理想的な値より小である。Therefore, as described above, the actual value 1 / T 2 of the reciprocal of the secondary time constant is equal to the estimated value 1 / T 2 of the reciprocal of the secondary time constant.
When it is larger than T 2 ′, the excitation energy command value 1
The error of the excitation energy, which is the difference between 6 (M'I 0 * 2 ) and the actual value w of the excitation energy, is positive, and the slip frequency command given to the motor is smaller than the ideal value.
【００３４】また、以上とは逆に、二次時定数の逆数の
実際値１／Ｔ2 がその推定値より小なるときは、上記励
磁エネルギーの誤差は負であり、電動機に与えるすべり
角周波数指令は理想的な値より大である。したがって、
上記励磁エネルギーの誤差により、二次時定数の逆数設
定値を補正することにより、ベクトル制御系は二次時定
数の逆数値が真値に近づくように動作する。すなわち、
励磁エネルギー誤差を適宜増幅して、二次時定数逆数の
設定値に加算することにより、二次時定数逆数が同定さ
れ、二次時定数を直接知ることなく、二次時定数の変動
に関わりなく、ベクトル制御を行うことができる。Conversely, when the actual value 1 / T 2 of the reciprocal of the secondary time constant is smaller than its estimated value, the error in the excitation energy is negative, and the slip angular frequency applied to the motor is The command is larger than the ideal value. Therefore,
The vector control system operates so that the reciprocal value of the secondary time constant approaches the true value by correcting the reciprocal set value of the secondary time constant based on the error in the excitation energy. That is,
By amplifying the excitation energy error appropriately and adding it to the set value of the reciprocal of the secondary time constant, the reciprocal of the secondary time constant is identified. And can perform vector control.
【００３５】図２は従来のベクトル制御の場合の実験波
形を示す図である。同図において、ωm * は速度指令
値、ωm は実速度であり、図２（ａ）（ｂ）は、それぞ
れ二次時定数の設定値がその真値と一致している場合と
一致していない場合を示している。図２（ａ）（ｂ）を
比較すればわかるように、設定値が真値と一致していな
い図２（ａ）の場合には真値と一致している図２（ｂ）
に比べて、速度応答が劣化している。FIG. 2 is a diagram showing an experimental waveform in the case of the conventional vector control. In the figure, ω m * is the speed command value, ω m is the actual speed, and FIGS. 2 (a) and 2 (b) show the case where the set value of the secondary time constant matches the true value, respectively. It shows the case where it has not been done. As can be seen by comparing FIGS. 2A and 2B, in the case of FIG. 2A where the set value does not match the true value, FIG.
The speed response is deteriorated as compared with.
【００３６】一方、図３は第１実施例の場合の実験波形
を示す図である。同図から明らかなように、二次時定数
の逆数の設定値が真値から1000倍ずれているにもかかわ
らず、二次時定数の逆数値は補正され、優れた速度応答
が得られおり、本発明の有効性が実証されている。図４
は、本発明の第２実施例である二次時定数同定機能付き
すべり角周波数制御形ベクトル制御のブロック図であ
り、本実施例は演算器７１に二次時定数設定値７２を与
える点が第１の実施例と異なっている。FIG. 3 shows experimental waveforms in the case of the first embodiment. As is evident from the figure, the reciprocal of the secondary time constant is corrected by 1000 times from the true value, but the reciprocal of the secondary time constant is corrected, resulting in excellent speed response. The effectiveness of the present invention has been demonstrated. FIG.
FIG. 8 is a block diagram of a slip angular frequency control type vector control with a secondary time constant identification function according to a second embodiment of the present invention. This is different from the first embodiment.
【００３７】図１と同じものには同一の符号が付されて
おり、本実施例においては、演算器１５２は励磁分エネ
ルギー演算器１４から出力された値を励磁分エネルギー
１６より差し引き、ＰＩ演算器１７に出力し、演算器７
１において、ＰＩ演算器１７からの出力される二次時定
数補正値を二次時定数設定値７２に加算し、二次時定数
の設定値をすべり角周波数演算器８２に出力する。The same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the calculator 152 subtracts the value output from the excitation energy calculator 14 from the excitation energy 16 to calculate the PI. To the calculator 17 and the arithmetic unit 7
At 1, the secondary time constant correction value output from the PI calculator 17 is added to the secondary time constant set value 72, and the set value of the secondary time constant is output to the slip angular frequency calculator 82.
【００３８】なお、第１の実施例においては、二次時定
数の逆数を同定しているのに対し、本実施例では二次時
定数そのものの同定であるので、励磁エネルギー誤差の
大小に対応して二次時定数の補正の信号極性は逆転す
る。すなわち、図４においては、演算器１５２の入力さ
れる励磁エネルギー指令値の符号が図１に示した演算器
１５に入力される符号とは反転される。In the first embodiment, the reciprocal of the secondary time constant is identified, whereas in the present embodiment, the secondary time constant itself is identified. Then, the signal polarity of the correction of the secondary time constant is reversed. That is, in FIG. 4, the sign of the excitation energy command value input to the arithmetic unit 152 is inverted from the code input to the arithmetic unit 15 shown in FIG.
【００３９】以上のような構成とすることにより、ベク
トル制御系は二次時定数が真値に近づくように動作し、
二次時定数の真値を同定することができる。すなわち、
二次時定数を正確に知る必要がなく、優れた特性を持つ
すべり角周波数制御ベクトル制御が実現できるととも
に、二次時定数を同定することができる。ここで、二次
インダクタンスは温度変化の影響を受けないものと思わ
れるので、二次時定数の変動は、すべてこれを二次抵抗
の変動に帰することができる。したがって、二次時定数
設定値７２を二次抵抗の設定値に置き換え、二次抵抗を
同定することもできる。With the above configuration, the vector control system operates so that the secondary time constant approaches the true value.
The true value of the second-order time constant can be identified. That is,
It is not necessary to know the secondary time constant accurately, and the slip angular frequency control vector control having excellent characteristics can be realized, and the secondary time constant can be identified. Here, since it is considered that the secondary inductance is not affected by the temperature change, any change in the secondary time constant can be attributed to the change in the secondary resistance. Therefore, the secondary time constant set value 72 can be replaced with the set value of the secondary resistance to identify the secondary resistance.
【００４０】図５は本発明の第３の実施例である速度セ
ンサレスベクトル制御システムの実施例を示す図であ
る。同図において、図１、図４に示したものと同一のも
のには同一の符号が付されており、本実施例は、図１、
図４の励磁分エネルギー演算器１４に換え、電動機速度
を含まない瞬時無効電力実際値５１を演算する瞬時無効
電力実際値演算器３１と、励磁電流を演算する励磁電流
演算器３２と、電動機速度を含む瞬時無効電力推定値５
２を演算する瞬時無効電力推定値演算器３３を設け、瞬
時無効電力実際値と瞬時無効電力推定値の誤差をＰＩ演
算するＰＩ演算器３５を介して瞬時無効電力推定値演算
器３３に帰還することにより、電動機速度を推定するよ
うにしたものである。FIG. 5 is a diagram showing an embodiment of a speed sensorless vector control system according to a third embodiment of the present invention. In this figure, the same components as those shown in FIGS. 1 and 4 are denoted by the same reference numerals, and this embodiment is different from FIGS.
Instead of the excitation energy calculator 14 of FIG. 4, an instantaneous reactive power actual value calculator 31 for calculating an instantaneous reactive power actual value 51 not including the motor speed, an excitation current calculator 32 for calculating the excitation current, and a motor speed Instantaneous reactive power estimate 5 including
An instantaneous reactive power estimated value calculator 33 for calculating the instantaneous reactive power estimated value is provided to the instantaneous reactive power estimated value calculator 33 via a PI calculator 35 for PI calculating the error between the instantaneous reactive power actual value and the instantaneous reactive power estimated value. Thus, the motor speed is estimated.
【００４１】次に示す式（１０）〜（１２）は本実施例
における演算関係式であり、式（１０）は瞬時無効電力
実際値ｑm を算出する式、（１１）は瞬時無効電力推定
値ｑ m ’を算出する式、（１２）は励磁電流ｉ0 を算出
する式を示している。The following equations (10) to (12) are used in this embodiment.
Equation (10) is an instantaneous reactive power
Actual value qm(11) is the instantaneous reactive power estimation
Value q m′, And (12) is the excitation current i0Calculate
Is shown.
【００４２】[0042]
【数２】 (Equation 2)
【００４３】なお、式（１０）〜（１２）において式
（１）〜（９）で説明したパラメータ以外のパラメータ
は次の通りである。 ｑm ：瞬時無効電力の実際値 ｑm ’ ：瞬時無効電力の推定値 ωm ’ ：回転子の角速度の推定値 図５において、瞬時無効電力の実際値演算器３１は一次
電圧ベクトルｖ1 、一次電流ベクトルｉ1 より式（１
０）により電動機速度を含まない電動機瞬時無効電力実
際値５１（ｑm ）を求める。また、励磁電流演算器３２
は一次電流ベクトルｉ1 と電動機角速度推定値５２（ω
m ’）より励磁電流ベクトルｉ0 を求める。一方、瞬時
無効電力の推定値演算器３３は一次電流ベクトルｉ1 と
励磁電流ベクトルｉ0 と角速度推定値５３（ωm ’）よ
り電動機瞬時無効電力推定値５２（ｑm ’）を求める。In the equations (10) to (12), parameters other than the parameters explained in the equations (1) to (9) are as follows. q m : actual value of instantaneous reactive power q m ': estimated value of instantaneous reactive power ω m ': estimated value of rotor angular velocity In FIG. 5, actual value calculator 31 of instantaneous reactive power has a primary voltage vector v 1 , From the primary current vector i 1 , equation (1)
0), a motor instantaneous reactive power actual value 51 (q m ) not including the motor speed is obtained. The excitation current calculator 32
Is the primary current vector i 1 and the estimated motor angular velocity 52 (ω
The excitation current vector i 0 is obtained from m ′). On the other hand, the instantaneous reactive power estimated value calculator 33 obtains the motor instantaneous reactive power estimated value 52 (q m ) from the primary current vector i 1 , the exciting current vector i 0, and the angular velocity estimated value 53 (ω m ′).
【００４４】演算器３４は電動機瞬時無効電力実際値５
１（ｑm ）と電動機瞬時無効電力推定値５２（ｑm ’）
の誤差ｑm −ｑm ’を求め、誤差ｑm −ｑm ’はＰＩ演
算器３５に送られる。そして、ＰＩ演算器３５の出力が
速度推定値５３（ωm ’）として瞬時電力推定値演算器
３３に帰還される。また、上記速度推定値５３
（ωm’）はすべり角周波数演算器８２の出力と加算さ
れ角速度指令値２２として積分器１０に加えられるとと
もに、演算器２に送られ、速度指令１との偏差が求めら
れる。The calculator 34 calculates the actual instantaneous reactive power of the motor 5
1 (q m ) and the motor instantaneous reactive power estimated value 52 (q m ′)
'Seek, error q m -q m' error q m -q m of is sent to PI calculator 35. Then, the output of the PI calculator 35 is fed back to the instantaneous power estimated value calculator 33 as the speed estimated value 53 (ω m ′). In addition, the speed estimation value 53
(Ω m ′) is added to the output of the slip angular frequency calculator 82, added to the integrator 10 as the angular velocity command value 22, sent to the calculator 2, and the deviation from the speed command 1 is obtained.
【００４５】すなわち、本実施例においては、電動機速
度を含まない瞬時無効電力実際値ｑ m を規範モデルと
し、電動機速度を含む瞬時無効電力推定値ｑm ’を調整
モデルとして、瞬時無効電力実際値と瞬時無効電力推定
値の誤差を上記調整モデルに帰還しているので、ＰＩ演
算器３５は誤差が零になるまで修正信号を出力し続け、
ＰＩ演算器３５の出力は最終的に電動機速度推定値に収
束する。That is, in this embodiment, the motor speed
Instantaneous reactive power actual value q without degree mThe norm model and
And the instantaneous reactive power estimated value q including the motor speedm’
As a model, the instantaneous reactive power actual value and instantaneous reactive power estimation
Since the value error is fed back to the above adjustment model, the PI performance
The calculator 35 continues to output the correction signal until the error becomes zero,
The output of the PI calculator 35 is finally included in the motor speed estimation value.
Bunch.
【００４６】このため、電動機磁束を用いることなく、
電動機の速度推定値を得ることができ、低速、低周波で
の演算精度を保証することができるとともに、低速、低
周波においても望ましい特性を持つ速度センサレスベク
トル制御を実現することができる。Therefore, without using the motor magnetic flux,
An estimated value of the speed of the motor can be obtained, and the calculation accuracy at low speed and low frequency can be guaranteed, and speed sensorless vector control having desirable characteristics at low speed and low frequency can be realized.
【００４７】[0047]
【発明の効果】現在、交流機のベクトル制御は可変速駆
動の中心的な技術として、社会のあらゆる分野において
実用化されつつある。しかし、ベクトル制御は、電動機
の定数、特に二次時定数を正確に知る必要があるため、
複雑なシステム構成による二次時定数の補償や同定を行
わなければならない、汎用インバータACドライブに適用
しにくい、などの問題点を抱えている。At present, vector control of an AC machine is being put to practical use in all fields of society as a central technology of variable speed drive. However, since vector control requires accurate knowledge of the motor constant, especially the secondary time constant,
It has problems such as compensating and identifying the secondary time constant by a complicated system configuration and being difficult to apply to general-purpose inverter AC drives.
【００４８】一方、ベクトル制御から速度センサを取り
除き、電動機価格の低減化、制御系の信頼性の向上を図
ることが検討されているが、従来の方式においては、低
速、低周波においては望ましい特性を得ることができな
かった。本発明の請求項１および請求項２の発明におい
ては、電圧と電流のベクトル外積を求め、求めたベクト
ル外積を制御装置で与える励磁電流の角周波数で除した
値より、誘導電動機の一次漏れインダクタンスに蓄えら
れるエネルギーを差し引くことにより、励磁分エネルギ
ーの実際値を求め、また、ベクトル制御系へ与える励磁
電流指令値の２乗に励磁分インダクタンスを乗じた値よ
り励磁分エネルギーの指令値を算出し、上記励磁分エネ
ルギーの実際値から指令値を差し引いて誤差を求め、該
誤差に適切な演算を施し、その結果を二次時定数の逆数
の設定値に足し合わせることにより、二次時定数の逆数
値を補正し、この補正値を用いてすべり周波数指令を演
算しベクトル制御を実行しているので、簡単な構成で、
二次時定数の逆数値を同定することができるとともに、
ベクトル制御の電動機二次時定数依存性を軽減すること
ができる。On the other hand, it has been considered to eliminate the speed sensor from the vector control to reduce the cost of the motor and improve the reliability of the control system. However, in the conventional method, desirable characteristics are obtained at low speed and low frequency. Could not get. According to the first and second aspects of the present invention, a primary leakage inductance of an induction motor is calculated by calculating a vector cross product of a voltage and a current and dividing the obtained vector cross product by an angular frequency of an exciting current given by a control device. The actual value of the excitation energy is obtained by subtracting the energy stored in the excitation current, and the excitation energy command value is calculated from the value obtained by multiplying the square of the excitation current command value given to the vector control system by the excitation inductance. An error is obtained by subtracting the command value from the actual value of the excitation energy, an appropriate operation is performed on the error, and the result is added to the set value of the reciprocal of the secondary time constant to obtain the secondary time constant. Since the reciprocal value is corrected, the slip frequency command is calculated using this correction value, and the vector control is executed.
The reciprocal value of the second-order time constant can be identified,
The dependence of vector control on the secondary time constant of the motor can be reduced.
【００４９】請求項３の発明においては、請求項１およ
び請求項２の発明と同様、二次時定数を補正し、この補
正値を用いてベクトル制御を実行することができ、ま
た、二次時定数を同定することができる。さらに、二次
インダクタンスは温度変化の影響を受けないと考えられ
るので、二次抵抗値の同定も可能となる。請求項４の発
明においては、電動機磁束を用いることなく、電動機の
速度推定値を得ることができ、また、低速、低周波での
演算精度を保証した速度センサレスベクトル制御を実現
することができる。According to the third aspect of the invention, similarly to the first and second aspects of the present invention, the secondary time constant can be corrected, and the vector control can be performed using the corrected value. The time constant can be identified. Further, since the secondary inductance is not considered to be affected by the temperature change, the secondary resistance can be identified. According to the fourth aspect of the present invention, it is possible to obtain the estimated speed of the motor without using the magnetic flux of the motor, and to realize the speed sensorless vector control that guarantees the calculation accuracy at low speed and low frequency.
【００５０】以上のように、本発明は、上記した問題の
解決に大いに期待できるものと予想され、特に、安価な
補償方法では一次抵抗変動の問題が解決できない従来技
術を大きく更新できると思われる。As described above, it is expected that the present invention can be greatly expected to solve the above-mentioned problems. In particular, it is considered that the prior art in which the problem of the primary resistance fluctuation cannot be solved by an inexpensive compensation method can be greatly updated. .
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】従来のベクトル制御における速度応答特性を示
す図である。FIG. 2 is a diagram showing speed response characteristics in conventional vector control.
【図３】本発明の第１の実施例の速度応答特性と二次時
定数を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a speed response characteristic and a secondary time constant according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２の実施例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第３の実施例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図６】従来例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a conventional example.
１ 速度指令値 ２ 演算器 ３ 速度制御器 ４ 励磁電流指令値 ５ ベクトル合成／回転座標変換器 ６ インバータ ７ 二次時定数の逆数の設定値 ８ ８２ すべり角周波数演算器 ９ 演算器 １０ 積分器 １１ ポテンシャルトランス １２ 三相／二相変換器 １３ 電流検出器 １４ 励磁分エネルギー演算器 １５ ３４，４１，４２，１５２ 演算器 １６ 励磁分インダクタンスに蓄えられる
エネルギーの指令値 １７，３５ ＰＩ演算器 １８ 誘導電動機 １９ 回転速度検出器 ２０ トルク分電流指令値 ２１ 励磁分電流の位相角 ２２ 励磁分電流の角速度指令値 ３１ 瞬時無効電力実際値演算器 ３２ 励磁電流演算器 ３３ 瞬時無効電力推定値演算器 ４１ 増幅器 ５１ 瞬時無効電力実際値 ５２ 瞬時無効電力推定値 ５３ 角速度推定値 ７２ 二次時定数の設定値Reference Signs List 1 speed command value 2 calculator 3 speed controller 4 excitation current command value 5 vector synthesis / rotational coordinate converter 6 inverter 7 set value of reciprocal of secondary time constant 8 82 slip angle frequency calculator 9 calculator 10 integrator 11 Potential transformer 12 Three-phase / two-phase converter 13 Current detector 14 Excitation energy calculator 15 34, 41, 42, 152 Calculation device 16 Command value of energy stored in excitation component inductance 17, 35 PI calculator 18 Induction motor DESCRIPTION OF SYMBOLS 19 Rotation speed detector 20 Torque current command value 21 Excitation component current phase angle 22 Excitation component current angular velocity command value 31 Instantaneous reactive power actual value calculator 32 Excitation current calculator 33 Instantaneous reactive power estimated value calculator 41 Amplifier 51 Instantaneous reactive power actual value 52 Instantaneous reactive power estimated value 53 Angular velocity estimated value 72 Set value of secondary time constant
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 深尾 正 東京都目黒区大岡山２丁目12番１号東京 工業大学電気電子工学科内 (72)発明者 宮下 一郎 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋 電機製造株式会社 技術研究所内 (56)参考文献 特開 昭62−141988（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−180592（ＪＰ，Ａ) ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing from the front page (72) Inventor Tadashi Fukao 2-121-1, Ookayama, Meguro-ku, Tokyo Tokyo Institute of Technology Within the Department of Electrical and Electronic Engineering (72) Inventor Ichiro Miyashita 338-1, Kamisakuyanagi, Yamato-shi, Kanagawa Toyo (56) References JP-A-62-141988 (JP, A) JP-A-61-180592 (JP, A)
Claims (4)
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数の逆数
より電動機すべり角周波数指令を演算するすべり角周波
数指令演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装
置において、 誘導電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を求め、こ
のベクトル外積を前記誘導電動機に供給する交流電圧の
角周波数で除した値より誘導電動機の一次漏れインダク
タンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励
磁分エネルギーを演算する励磁分エネルギー演算手段を
設け、 励磁分エネルギー演算手段により求められた励磁分エネ
ルギー検出値から、前記励磁電流指令と誘導電動機定数
を用いて表した励磁分エネルギー指令値を差し引き、こ
れを誤差として、該誤差を零にするように適切な演算を
施し、二次時定数の逆数の設定値に足し合わせることに
より二次時定数の逆数値を補正し、この補正値を用いて
すべり角周波数指令を演算することを特徴とする誘導電
動機のベクトル制御装置。1. A variable frequency AC generator for supplying electric power to an induction motor from a DC power supply or a rectification power supply, an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the induction motor magnetic flux. Current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from the motor, a slip angle frequency command calculating means for calculating a motor slip angle frequency command from the torque and the exciting current command and the reciprocal of the motor secondary time constant, and the slip angle frequency command Means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the motor primary terminal by adding the motor voltage detection value to the motor voltage detection value, and integrating the angular frequency to obtain the phase angle of the motor voltage. A primary phase angle calculating means for calculating, a current command vector on the rotating coordinate system using the phase angle signal on a stationary coordinate system. A vector control device for an induction motor, comprising: a rotation coordinate conversion means for converting the current into a flow command vector; a vector cross product of a terminal voltage and a current of the induction motor, and an angular frequency of an AC voltage supplied to the induction motor. An excitation energy calculating means for calculating the energy of the excitation by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by dividing by the value obtained from the excitation energy detection value obtained by the excitation energy calculation means. The excitation current command and the excitation energy command value expressed using the induction motor constant are subtracted, and this is used as an error, and an appropriate calculation is performed so that the error becomes zero, and the result is added to the set value of the reciprocal of the secondary time constant. The reciprocal value of the secondary time constant is corrected by matching, and the slip angular frequency command is A vector control device for an induction motor, which performs a calculation.
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数の逆数
より電動機すべり角周波数指令を演算するすべり角周波
数指令演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段と、 電動機電流検出値との偏差を零にするように制御する電
流制御手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装置に
おいて、 誘導電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を求め、こ
のベクトル外積を前記誘導電動機に供給する交流電圧の
角周波数で除した値より誘導電動機の一次漏れインダク
タンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励
磁分エネルギーを演算する励磁分エネルギー演算手段を
設け、 励磁分エネルギー演算手段により求められた励磁分エネ
ルギー検出値から、前記励磁電流指令と誘導電動機定数
を用いて表した励磁分エネルギー指令値を差し引き、こ
れを誤差として、該誤差を零にするように適切な演算を
施し、二次時定数の逆数の設定値に足し合わせることに
より二次時定数の逆数値を補正し、この補正値を用いて
すべり角周波数指令を演算するとともに、二次時定数の
逆数の真値を同定することを特徴とする誘導電動機のベ
クトル制御装置。2. A variable frequency AC generator for supplying electric power from a DC power supply or a rectified power supply to an induction motor, an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the induction motor magnetic flux. Current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from the motor, a slip angle frequency command calculating means for calculating a motor slip angle frequency command from the torque and the exciting current command and the reciprocal of the motor secondary time constant, and the slip angle frequency command Means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the motor primary terminal by adding the motor voltage detection value to the motor voltage detection value, and integrating the angular frequency to obtain the phase angle of the motor voltage. A primary phase angle calculating means for calculating, a current command vector on the rotating coordinate system using the phase angle signal on a stationary coordinate system. A vector control device for an induction motor, comprising: a rotation coordinate conversion means for converting into a flow command vector; and a current control means for controlling a deviation from a motor current detection value to zero. Excitation component energy calculating means for calculating the vector cross product and subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by dividing the vector cross product by the angular frequency of the AC voltage supplied to the induction motor. Is provided, and the excitation energy command value represented by using the excitation current command and the induction motor constant is subtracted from the excitation energy detection value obtained by the excitation energy calculation means, and this error is made zero. By performing an appropriate operation to add the set value of the reciprocal of the secondary time constant. It corrects the inverse value of the next time constant, thereby calculating the slip angular frequency command using the correction value, a vector control apparatus for an induction motor and identifying the true value of the reciprocal of the secondary time constant.
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数より電
動機すべり角周波数指令を演算するすべり角周波数指令
演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段と、 電動機電流検出値との偏差を零にするように制御する電
流制御手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装置に
おいて、 誘導電動機の端子電圧と電流のベクトル外積を求め、こ
のベクトル外積を前記誘導電動機に供給する交流電圧の
角周波数で除した値より誘導電動機の一次漏れインダク
タンスに蓄えられるエネルギーを差し引くことにより励
磁分エネルギーを演算する励磁分エネルギー演算手段を
設け、 励磁分エネルギー演算手段により求められた励磁分エネ
ルギー検出値から、前記励磁電流指令と誘導電動機定数
を用いて表した励磁分エネルギー指令値を差し引き、こ
れを誤差として、該誤差を零にするように適切な演算を
施し、二次時定数の設定値に足し合わせることにより二
次時定数を補正し、この補正値を用いてすべり角周波数
指令を演算するとともに、二次時定数の真値または二次
抵抗値を同定することを特徴とする誘導電動機のベクト
ル制御装置。3. A variable frequency AC generator for supplying power to an induction motor from a DC power supply or a rectified power supply, an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the induction motor magnetic flux. Current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from the motor, a slip angular frequency command calculating means for calculating a motor slip angular frequency command from the torque and the exciting current command and a motor secondary time constant, and the slip angular frequency command and the motor. Means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied to the motor primary terminal from the variable voltage variable frequency generator by adding the detected speed value; and calculating the phase angle of the motor voltage by integrating the angular frequency. A primary phase angle calculating means, and using the phase angle signal to convert a current command vector on the rotating coordinate system into a current finger on a stationary coordinate system. A vector control apparatus for an induction motor, comprising: a rotation coordinate conversion means for converting into a vector; and a current control means for controlling a deviation from a motor current detection value to be zero, wherein a vector cross product of a terminal voltage and a current of the induction motor is provided. Excitation energy calculation means for calculating the excitation energy by subtracting the energy stored in the primary leakage inductance of the induction motor from the value obtained by dividing the vector cross product by the angular frequency of the AC voltage supplied to the induction motor. Subtracting the excitation current command and the excitation energy command value expressed by using the induction motor constant from the excitation energy detection value obtained by the excitation energy calculation means, and setting the obtained error as an error to set the error to zero. To the secondary time constant by adding an appropriate operation to the set value of the secondary time constant. Correct, as well as calculating the slip angular frequency command using the correction value, a vector control apparatus for an induction motor and identifying the true value or the secondary resistance value of the secondary time constant.
に電力を供給するための可変周波数交流発生器と、 この誘導電動機磁束と同期した回転座標系上で与えられ
た励磁電流指令とトルク成分電流指令から電動機電流指
令ベクトルを合成する電流ベクトル合成手段と、 前記トルク及び励磁電流指令と電動機二次時定数もしく
はその逆数より電動機すべり角周波数指令を演算するす
べり角周波数指令演算手段と、 該すべり角周波数指令と電動機速度検出値とを加算する
ことにより前記可変電圧可変周波数発生器より電動機一
次端子に供給する交流電圧の角周波数を演算する手段
と、 この角周波数を積分することにより電動機電圧の位相角
を演算する一次位相角演算手段と、 この位相角信号を用いて前記回転座標系上の電流指令ベ
クトルを静止座標系上の電流指令ベクトルに変換する回
転座標変換手段とを備えた誘導電動機のベクトル制御装
置において、 誘導電動機の端子電圧より一次漏れインダクタンスに発
生する電圧降下を差し引いた誘起電圧推定値に一次電流
を乗じて得られる電動機瞬時無効電力実際値を演算する
第１の演算手段と、 回転子速度推定値と励磁電流と一次電流から求められる
電動機瞬時無効電力推定値を演算する第２の演算手段を
設け、 第１の演算手段により得られた電動機瞬時無効電力実際
値から第２の演算手段により得られた電動機瞬時無効電
力推定値を差し引き、これを誤差として適切な演算を施
すとともに、誤差の演算結果を第２の演算手段に帰還す
ることにより、回転子速度を推定することを特徴とする
誘導電動機のベクトル制御装置。4. A variable frequency AC generator for supplying electric power from a DC power supply or a rectified power supply to an induction motor, an excitation current command and a torque component current command given on a rotating coordinate system synchronized with the induction motor magnetic flux. Current vector synthesizing means for synthesizing a motor current command vector from: a slip angle frequency command calculating means for calculating a motor slip angle frequency command from the torque and exciting current command and a motor secondary time constant or its reciprocal; and the slip angle frequency. Means for calculating the angular frequency of the AC voltage supplied from the variable voltage variable frequency generator to the motor primary terminal by adding the command and the detected motor speed value; and integrating the angular frequency to obtain the phase angle of the motor voltage. A primary phase angle calculating means for calculating a current command vector on the rotating coordinate system by using the phase angle signal. A vector control device for an induction motor having a rotating coordinate conversion means for converting the current into a current command vector on a reference system, wherein a primary current is added to an induced voltage estimation value obtained by subtracting a voltage drop occurring in a primary leakage inductance from a terminal voltage of the induction motor. A first calculating means for calculating the actual value of the instantaneous reactive power of the motor obtained by multiplying the second and the second calculating means for calculating an estimated value of the instantaneous reactive power of the motor obtained from the rotor speed estimated value, the exciting current and the primary current. Subtracting the estimated instantaneous reactive power of the motor obtained by the second calculating means from the actual instantaneous reactive power of the motor obtained by the first calculating means, performing an appropriate calculation as an error, and calculating the error; A vector control device for an induction motor, wherein a rotor speed is estimated by feeding back a result to a second calculating means.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP6040801A JP2579119B2 (en) | 1993-03-15 | 1994-03-11 | Vector controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (3)
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|---|---|---|---|
| JP9354193 | 1993-03-15 | ||
| JP5-93541 | 1993-03-15 | ||
| JP6040801A JP2579119B2 (en) | 1993-03-15 | 1994-03-11 | Vector controller for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0775398A JPH0775398A (en) | 1995-03-17 |
| JP2579119B2 true JP2579119B2 (en) | 1997-02-05 |
Family
ID=26380317
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6040801A Expired - Fee Related JP2579119B2 (en) | 1993-03-15 | 1994-03-11 | Vector controller for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2579119B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7448298B2 (en) | 2002-05-31 | 2008-11-11 | Fukoku Co., Ltd. | Viscous damper |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3634683B2 (en) * | 1999-08-18 | 2005-03-30 | 東洋電機製造株式会社 | Electric motor control device |
| JP4402600B2 (en) * | 2005-01-13 | 2010-01-20 | 株式会社日立製作所 | Synchronous motor drive system and synchronous motor drive method |
| EP2089964A1 (en) | 2006-11-28 | 2009-08-19 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Induction motor control device and its control method |
| CN100444515C (en) * | 2007-02-01 | 2008-12-17 | 上海交通大学 | Voltage decoupling variable-frequency control vector controlling method with parameter self-regulating function |
| CN110138300B (en) * | 2019-05-22 | 2020-10-09 | 河南科技大学 | Method for identifying rotor resistance of bearingless asynchronous motor based on reactive power |
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-
1994
- 1994-03-11 JP JP6040801A patent/JP2579119B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7448298B2 (en) | 2002-05-31 | 2008-11-11 | Fukoku Co., Ltd. | Viscous damper |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0775398A (en) | 1995-03-17 |
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