JP3951075B2 - Method and apparatus for controlling motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータを介し駆動される電動機の制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の電動機は、図8に示すように、トルク指令Tref から電流指令演算器1によって、d、q軸電流指令id * 、iq * をつくり、電流制御器2で電流検出器10で検出された電流値を、電流演算器6で換算し座標変換した電流検出値id 、iq と比較し、電流指令通りに電流を流すように制御する。電流制御器2の出力を電圧指令vd * 、vq * とし、これから演算器3で電圧指令v* と電圧位相θvをつくる。これをPWM演算器4よりインバータ5に与えて電圧を出力しモータ7を駆動する。モータ速度は速度検出器8で検出され速度フィードバックされる。また、この速度信号ωを積分器11で積分してモータの位相(位置)θmを演算している。
このような電動機7とインバータ5とを組合わせて運転する際に、先ずチューニングを行い電動機のパラメータを調整して用いるようにしているが、運転中の温度変化によって、同期電動機ではマグネットの温度変化によって発生する誘起電圧の低下によるパラメータずれ、誘導電動機では温度変化による抵抗値等のパラメータずれ、センサレス速度制御においては温度変化によって生じる誘起電圧定数などのパラメータの誤差、等によって制御性能の低下やトルクの低下を招いていた。
こうしたパラメータ補正についての試みとしては、例えば、誘起電圧定数を補正するするようにした特開平8−9697号に提案の「誘導電動機のベクトル制御装置」がある。この場合は、低速時における制御精度の改善を主目的としているが、基本的には、モータ速度=誘起電圧成分/Φ、の関係より誘起電圧定数Φを補正することで出力電圧を調整して、速度制御を行っている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来例においては、温度変化によって誘導電動機では抵抗値等のパラメータずれにより、同期電動機ではマグネットの温度による誘起電圧の変化によって、トルク指令値通りにトルクが出なくなったり、センサレス速度制御においては誘起電圧定数などのパラメータに誤差が生じて正しい速度推定ができなくなって、制御が不安定になってしまうが、運転前に行う電動機定数の調整ではこうした運転中の温度変化によるパラメータずれに対しては効果がないという問題があった。
また、特開平8−9697号に開示されている補正方法も、電圧値を用いて速度精度を上げるように誘起電圧定数を調整するもので、肝心のトルクに対しては補償の効果が無いという問題があった。
そこで、本発明は温度変化あるいはインダクタンス等の電動機パラメータのずれに関係なく、トルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる、安定な制御を可能にする電動機の制御方法を提供することにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、所定のトルク指令に応じたトルクを発生させる電流を流すようにした制御回路を有し、出力電圧および出力電流を検出する手段を有する電動機の制御装置において、電圧指令V* 若しくは電圧検出値Vdet および電流検出値および電圧と電流の位相差θから、Vdet ×I×cos θ、又はVref ×I×cos θとして求めたインバータ出力電力Pinv より電動機の銅損I2 ×rと鉄損Wを引いた電動機出力電力Pout を演算して、出力電力指令Pref =Tref ×ω(機械的回転速度)、とPout が一致するするようにトルク指令を補正することを特徴としている。
また、インバータ出力電力Pinv 演算に際しては、電圧指令Vref 若しくは電圧検出値Vdet および電流検出値を用いて、d軸およびq軸成分をvd 、id 、vq 、iq とした場合に内積vd * ×id +vq * ×iq を用いて、Pinv を計算することを特徴としている。
また、電力指令Pref と電動機出力電力Pout の比Pout /Pref に基づいて、制御に用いている電動機の誘起電圧定数をあらかじめ設定されている初期値に対して補正を加えて使用することを特徴としている。
また、電力指令Pref と電動機出力電力Pout を一致させる補正制御はPI制御によることを特徴としている。
また、ベクトル制御により所定のトルク指令に応じたトルクを発生させる電流を流すようにした制御回路を有する電動機の制御装置において、磁軸方向をd軸としd軸と直交する方向をq軸とする回転座標系に変換された出力電圧をvd 、vq 、電流をid 、iq 、誘起電圧定数をΦ、電動機の回転速度をωmおよびインダクタンスをLd 、Lq とした場合に、
無効電力Q1=vd ×iq −vq ×id 、
無効電力Q2=ωm×Φ×i d−ωm(Ld ×id2+Lq ×iq2)、
で表される無効電力Q1、Q2が一致するようにQ2の誘起電圧定数Φを調整し、調整された誘起電圧定数Φ’を用いて制御することを特徴としている。
また、あらかじめ設定された誘起電圧定数によるベクトル制御により電動機を駆動する際に、誘起電圧定数変動率K1=Φ/Φ’をトルク指令に乗じた値を新しいトルク指令として用いることを特徴としている。
また、所定のトルク指令に応じたトルクを発生させる電流を流すようにした制御回路を有し、出力電圧および出力電流を検出する手段を有する電動機の制御装置において、トルク指令値T ref 、電動機の一次巻線抵抗r、鉄損W、回転速度ω(機械角換算)あるいは回転速度指令ω ref (機械角換算)、出力電圧V、出力電流Iおよび出力電圧Vと出力電流Iの位相角θとしたとき、
T ref ×ωあるいはT ref ×ω ref から求めた出力電力指令P ref と、
電圧検出器で検出した出力電圧V det を用いたV det ×I× cos θ若しくは出力電圧指令V ref を用いたV ref ×I× cos θから求めたインバータ出力電力P inv から電動機の銅損r×I 2 と鉄損Wを引いた電動機出力電力P out が一致するようにトルク指令を補正することを特徴としている。
電圧指令Vref 若しくは電圧検出値Vdet および電流フィードバック値から有効電力Pout を演算し、トルク指令Tref とモータの機械的回転速度ωから求めた出力電力指令Pref とを比較して、電力指令Pref と実際の電力Pout が一致するようにトルク指令Tref を制御することによって、温度変化による電動機パラメータのずれ等に関係なく、トルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる。
あるいは、インバータ出力電力Pinv を求める場合に、d軸およびq軸成分vd 、vq 、id 、iq の内積として演算するようにしたので、d−q回転座標系に変換された電力計算により正確な出力電力の演算を行うことができる。
あるいは、電力指令Pref と有効電力Pout の比Pout /Pref により、電動機の誘起電圧定数Φの初期値を補正して使用するので、センサレス制御において、モータ速度推定器の速度推定値ωの推定に反映させ、トルク指令Tref と出力電力Pout を一致させる制御を正確に行うことができる。
あるいは、電力指令Pref と有効電力Pout を一致させる制御を、PI制御で行うので、正確な制御が可能になる。あるいは、電動機の電圧と電流から演算した無効電力Q1と、d軸インダクタンスLd 、q軸インダクタンスLq 、電動機の誘起電圧定数Φとモータ速度から演算した無効電力Q2を比較し、Q1とQ2が一致するように誘起電圧定数Φを調整し、この誘起電圧定数の変化に応じてトルク指令値Tref を調整することにより、特に同期電動機において誘起電圧定数の変動の影響が少ないトルク制御が可能になると共に、センサレス制御の場合には調整した誘起電圧定数Φ’によって制御の精度を上げることもできる。
あるいは、誘起電圧定数Φを調整して行うトルク指令Tref 調整の際に、誘起電圧定数変動率K1=Φ/Φ’を、トルク指令Tref に乗じて調整を行うので、温度変化などによるパラメータの変動に関係なくトルク指令と実際の出力を一致させることができる。
【0005】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第1の実施の形態について図を参照して説明する。
図1は本発明の第1の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
図1において、9はインバータ5の出力電圧を検出する電圧検出器で、12は電圧検出器9による検出値を電流演算器6と同様に換算し座標変換して電圧検出値vd 、vq を出力する電圧演算器である。13は電力演算器で電流演算器6からの電流値id 、iq 、電圧演算器12からの電圧値vd 、vq 、速度検出器8からのモータ速度ωを入力して、電力比K1=Pref /Pout を演算する。14は電力演算器13からの電力比K1に基づきトルク指令Tref を補正する係数乗算器である。
なお、その他の図8に示す従来例と同一構成には同一符号を付して重複する説明は省略する。
つぎに動作について説明する。
インバータ出力を電圧検出器9で検出して、電圧演算器12で換算し座標変換を行い、電圧検出値vd 、vq を出力する。電力演算器13はこのvd 、vq と電流演算器6からの電流値id 、iq 、モータ速度ωを入力して、電力指令Pref と出力電力Pout (有効電力)を演算している。
電力指令Pref はトルク指令Tref を入力し、
Pref =Tref ×ω(機械的角換算)・・・・(1)
として求めている。(1)式で用いるモータ速度ω(機械角換算)は、速度指令ωref を機械的な速度に換算して用いても差支えない。
出力電力Pout は、インバータ出力Pinv =V×Icos θ、よりモータ7の銅損rI2 と鉄損Wを引いた値として求める。
すなわち、出力電力Pout =Vdet ×Icos θ−rI2 −W、である。
この中で、I=(id2+iq2)1/2
でVdet も同様であり、力率cos θを求めるVdet とIの相差角θは、vd 、vq 、id 、iq から計算している。又、銅損のモータ巻線抵抗rと鉄損Wはあらかじめ別の方法で求めておくものとする。
こうして求めた電力指令Pref と出力電力Pout より、
2つの電力の比K1=Pref /Pout
を求めて乗算器14でトルク指令Tref にK1を乗じて、補正後のトルク指令Tref ’を作成している。
ここでの計算は、それぞれ1相あたり、線間などに統一して演算し、3相に換算して行っている。これによって電力指令Pref と出力電力の有効電力分が一致するようになる。電力が一致するということは、すなわちトルク指令Tref と実トルクが一致するということで、正確なトルク制御が可能になる。
【0006】
次に、本発明の第2の実施の形態について図を参照して説明する。
図2は本発明の第2の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
図2に示す第2の実施の形態は、図1に示す第1の実施の形態から電圧検出器9と電圧演算器12を省略して、電圧値としては電圧指令vd * 、vq * を用いるようにしたものである。その他の構成は図1と同一なので説明は省略する。
つぎに動作について説明する。
この場合、電力演算器13ではインバータ出力電力Pinv の演算を、d−q座標系による電圧と電流の内積として計算する。
電流id 、iq と、電圧指令vd * 、vq * とモータ速度ωを入力して、
出力電力Pout =vd * ×id +vq * ×iq −rI2 −W
として演算している。この演算で、電圧指令vd * 、vq * の代りに電流検出値から求めたvd 、vq 、あるいは電流検出値の代りに電流指令id * 、iq * を用いてもよい。こうして計算した出力電力Pout を用いて、
電力比K1=Pref /Pout
を求めトルク指令Tref を調整する以降の動作は本発明の第1の実施の形態と同じである。
第2の実施の形態では、d−q回転座標系上で出力電力を演算するので、出力電力の演算が正確、迅速に実施できる。
なお、ここまで図1および図2では誘導電動機の例について説明したが、同期電動機の場合にはパラメータの誘起電圧定数Φに着目して、
電力比K1=Pref /Pout
に基づき、誘起電圧定数Φを補正するように制御すれば効率良い制御が可能になる。
【0007】
次に、本発明の第3の実施の形態について図を参照して説明する。
図3は本発明の第3の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
図3において、16はあらかじめ設定されている初期値の誘起電圧定数設定値Φ、17は係数乗算器で1/K1で補正された誘起電圧定数Φ’を出力する。
15は速度検出器8を省略したセンサレス制御の場合にモータ速度を推定するモータ速度推定器(オブザーバ)であり、電流値id 、iq より誘起電圧を求めて、モータ速度ω=誘起電圧/Φ’、としてモータ速度を推定するものである。その他の構成については図2の場合と同一なので説明は省略する。
つぎに動作について説明する。
第3の実施の形態は、センサレス制御を行った場合の例について、速度推定用のオブザーバ15で用いる誘起電圧定数Φを補正する方法を示したもので、補正量K1=Pref /Pout は前実施の形態と同様に電力演算器13で求めて、初期値Φ16を係数乗算器17において電力演算器13からのK1に基づく係数1/K1(1/K1=Pout /Pref 相当)を乗じて補正した誘起電圧定数Φ’により、オブザーバ15でモータ速度の補正推定値ω=誘起電圧E/Φ’、を推定して出力する。
以降の電力演算器13で求める電力比K1によるトルク指令Tref の調整は前実施の形態と同じ手順である。
【0008】
次に、本発明の第4の実施の形態について図を参照して説明する。
図4は本発明の第4の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
図4において、18は電力演算器13で、電圧指令vd * 、vq * 、電流id 、iq 、又は電流指令id * 、iq * 、等から出力電力Pout を、
Pou=|vq * ×iq * +vd * ×id * −rI−W|
で演算する出力電力演算器である。19は電力指令Pref を
Pref =|Tref ’×ω|
で演算する電力指令演算器であり、20は比例ゲインPと積分時定数TiによるPI制御器である。
図4に示す第4の実施の形態は図1〜3に示す電力演算器13と係数乗算器14に相当する回路であり、出力電力演算器18で演算する出力電力Pout と、電力指令演算器19で演算する電力指令Pref の偏差が0となるように、PI制御器20でPI制御を行ってトルク指令Tref と実トルクが一致するように制御するものである。
【0009】
次に、本発明の第5の実施の形態について図を参照して説明する。
図5は本発明の第5の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
図6は図5に示す誘起電圧定数同定器の詳細図である。
図5において、30はモータの電圧、電流、あるいは速度検出器8により検出したモータ速度ωm、誘起電圧定数設定値Φ、インダクタンスLd 、Lq より無効電力Q1、Q2を演算し、誘起電圧定数変動率K1’=Φ/Φ’、を求める誘起電圧同定器である。31は誘起電圧同定器30で求めたK1’によってトルク指令Tref を補正して、Tref ’とする係数乗算器である。その他の構成は前回実施の形態と同一なので説明は省略する。
つぎに動作について説明する。
誘起電圧定数同定器30は、図5のようにvd * 、vq * 、id 、iq 、モータ速度ωm等の入力から、無効電力Q1、Q2を次式1、2で演算する。
【0010】
Q1=vd * ×iq −vq * ×id ・・・(1)
Q2=ωm×Φ×i d−ωm(Ld ×id2+Lq ×iq2)・・・(2)
次に、偏差=Q1−Q2、を求め、その偏差を減らす方向に誘起電圧定数設定値Φを調整する。調整された誘起電圧定数設定値ΦをΦ’として、初期状態からの誘起電圧定数変動率K1’を、K1’=Φ/Φ’で計算して、計算結果をトルク指令Tref に係数乗算器31で乗じて、補正後のトルク指令Tref ’を作成している。こうして運転中の温度変化による誘起電圧定数の変動に対してトルク指令を補正することによって、誘起電圧定数等の変動に対しても影響のないトルク制御が実現できる。図6は、このような無効電力Q1、Q2の演算回路の詳細を示したもので、出力電圧vd 、vq (図6はvd * 、vq * に代えvd 、vq を用いた例で、モータ電圧としてはvd * 、vq * 、又はvd 、vq 、いずれも使用できる)と、電流id 、iq 、より無効電力Q1を、電流id 、iq 、モータ速度ωm、インダクタンスLd 、Lq 、誘起電圧定数設定値Φより無効電力Q2を演算して、Q1からQ2を引いた偏差を減ずるように、調整則においてPI制御等により誘起電圧定数Φを補正してΦ’とする具体例を示したものである。又、モータ速度は速度検出器8による検出値ωmを基本とするが、センサレス制御時には速度指令値を用いてもよい。誘起電圧定数Φ’の調整法は図6に示す調整則で、偏差(偏差=Q1−Q2)を比例型、積分型あるいは、その組み合わせを用いて調整するものとする。このような誘起電圧定数変動率K1’によるトルク指令Tref ’の補正方法は、電力比K1を用いる補正に比較し、特に同期電動機の制御に有効である。
【0011】
次に本発明の第6の実施の形態について図を参照して説明する。
図7は本発明の第6の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
図7に示す第6の実施の形態は、前実施の形態に対してセンサレス制御の場合であって、速度検出器8を省略してモータ速度推定器15を追加している。
トルク指令補正量K1’=Φ/Φ’、については前実施の形態と同一であり、オブザーバ15はモータ速度推定値(速度指令値)ω=誘起電圧/Φ’、として推定し、トルク指令Tref の補正を行っている。
【0012】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電圧指令若しくは電圧検出値と電流フィードバック値から有効電力Pout を演算し、トルク指令と速度ωから求めた出力電力指令の電力Pref とを比較し、指令と実際の電力が一致するようにトルク指令Tref を補正制御するので、温度変化、インダクタンス等の電動機パラメータのずれに関係なくトルク指令と実際の出力トルクを一致させることができる。また、電動機の電圧、電流から演算した無効電力Q1と、d軸インダクタンスとq軸インダクタンス、電動機の誘起電圧定数Φおよびモータ速度から演算した無効電力Q2とを比較し、2つの無効電力が一致するように誘起電圧定数Φを調整する誘起電圧定数の変化に応じたトルク指令Tref の補正制御によって、特に同期電動機の制御の安定性に影響の大きい誘起電圧のずれを補正できるので、安定な制御性能が得られ、温度変化等による電動機のパラメータのずれに関係なくトルク指令と実際の出力トルクを一致させることが可能になり、特に同期電動機の安定なトルク制御を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
【図2】本発明の第2の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
【図3】本発明の第3の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
【図4】本発明の第4の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
【図5】本発明の第5の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
【図6】図5に示す誘起電圧定数同定器の詳細図である。
【図7】本発明の第6の実施の形態に係る電動機の制御回路の構成図である。
【図8】従来の電動機の制御回路の構成図である。
【符号の説明】
1 電流指令演算器
2 電流制御器
3 V* 、θv演算器
4 PWM演算器
5 インバータ
6 電流演算器
7 電動機
8 速度検出器
9 電圧検出器
10 電流検出器
11 積分器
12 電圧演算器
13 電力演算器
14、17、31 係数乗算器
15 モータ速度推定器
16 誘起電圧定数設定値
18 出力電力演算器
19 電力指令演算器
20 PI制御器
30 誘起電圧定数同定器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for controlling an electric motor driven through an inverter.
[0002]
[Prior art]
As shown in FIG. 8, the conventional motor generates d and q-axis current commands id * and iq * from the torque command Tref by the
When the motor 7 and the
As an attempt for such parameter correction, for example, there is a “vector control device for induction motor” proposed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-9697 in which an induced voltage constant is corrected. In this case, the main purpose is to improve the control accuracy at low speed, but basically, the output voltage is adjusted by correcting the induced voltage constant Φ from the relationship of motor speed = induced voltage component / Φ. Have speed control.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional example, the torque does not come out according to the torque command value due to the deviation of the parameter such as the resistance value in the induction motor due to the temperature change, and the change in the induced voltage due to the temperature of the magnet in the synchronous motor. Incorrect voltage constants and other parameters cause errors in correct speed estimation and control becomes unstable.However, adjustment of the motor constants performed before operation can prevent parameter deviations due to temperature changes during operation. There was a problem that it was not effective.
In addition, the correction method disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-9697 also uses the voltage value to adjust the induced voltage constant so as to increase the speed accuracy, and there is no compensation effect on the essential torque. There was a problem.
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the present invention provides a motor control method that enables stable control that can match the torque command and the actual output torque regardless of the motor parameter deviation such as temperature change or inductance. .
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a control device for an electric motor having a control circuit configured to flow a current for generating a torque corresponding to a predetermined torque command and having means for detecting an output voltage and an output current. From the inverter output power Pinv calculated as Vdet × I × cos θ or Vref × I × cos θ from the voltage command V * or the voltage detection value Vdet, the current detection value and the phase difference θ between the voltage and current, the copper loss of the motor Calculate the motor output power Pout minus I 2 × r and iron loss W, and correct the torque command so that the output power command Pref = Tref × ω (mechanical rotation speed) and Pout match. It is a feature.
In calculating the inverter output power Pinv, the inner product vd * × id + vq when the d-axis and q-axis components are vd, id, vq, iq using the voltage command Vref or the voltage detection value Vdet and the current detection value. * Xiq is used to calculate Pinv.
Further, it is characterized in that the induced voltage constant of the motor used for control is corrected with respect to a preset initial value and used based on the ratio Pout / Pref between the power command Pref and the motor output power Pout. Yes.
Further, the correction control for making the power command Pref and the motor output power Pout coincide with each other is based on PI control.
Further, in a motor control device having a control circuit configured to flow a current that generates torque according to a predetermined torque command by vector control, a magnetic axis direction is a d axis and a direction orthogonal to the d axis is a q axis. When the output voltage converted into the rotating coordinate system is vd, vq, the current is id, iq, the induced voltage constant is Φ, the rotational speed of the motor is ωm, and the inductance is Ld, Lq,
Reactive power Q1 = vd × iq−vq × id,
Reactive power Q2 = ωm × Φ × i d -ωm (Ld ×
The induced voltage constant Φ of Q2 is adjusted so that the reactive powers Q1 and Q2 expressed by the above formulas coincide with each other, and control is performed using the adjusted induced voltage constant Φ ′.
Further, when the electric motor is driven by vector control based on a preset induced voltage constant, a value obtained by multiplying the torque command by the induced voltage constant variation rate K1 = Φ / Φ ′ is used as a new torque command.
Further, in a motor control device having a control circuit that allows a current to generate a torque corresponding to a predetermined torque command to flow, and having means for detecting an output voltage and an output current, the torque command value T ref , Primary winding resistance r, iron loss W, rotation speed ω (mechanical angle conversion) or rotation speed command ω ref (mechanical angle conversion), output voltage V, output current I, and output voltage V and phase angle θ of output current I When
The output power command P ref obtained from T ref × ω or T ref × ω ref ,
Copper loss r of the motor from the inverter output power P inv obtained from V det × I × cos θ using the output voltage V det detected by the voltage detector or V ref × I × cos θ using the output voltage command V ref The torque command is corrected so that the motor output power P out obtained by subtracting I 2 and the iron loss W matches.
The effective power Pout is calculated from the voltage command Vref or the voltage detection value Vdet and the current feedback value, and the torque command Tref is compared with the output power command Pref obtained from the mechanical rotational speed ω of the motor. By controlling the torque command Tref so that the electric power Pout matches, the torque command and the actual output torque can be matched regardless of the deviation of the motor parameter due to the temperature change.
Alternatively, when the inverter output power Pinv is obtained, since it is calculated as the inner product of the d-axis and q-axis components vd, vq, id, iq, an accurate output is obtained by calculating the power converted into the dq rotating coordinate system. Power calculation can be performed.
Alternatively, since the initial value of the induced voltage constant Φ of the motor is corrected and used by the ratio Pout / Pref of the power command Pref and the active power Pout, it is reflected in the estimation of the speed estimated value ω of the motor speed estimator in the sensorless control. Thus, it is possible to accurately control the torque command Tref and the output power Pout.
Alternatively, since the control for matching the power command Pref and the active power Pout is performed by PI control, accurate control becomes possible. Alternatively, the reactive power Q1 calculated from the voltage and current of the motor is compared with the reactive power Q2 calculated from the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, the induced voltage constant Φ of the motor and the motor speed, and Q1 and Q2 match. By adjusting the induced voltage constant Φ as described above and adjusting the torque command value Tref according to the change in the induced voltage constant, it becomes possible to perform torque control with little influence of fluctuation of the induced voltage constant, particularly in a synchronous motor, In the case of sensorless control, the control accuracy can be increased by the adjusted induced voltage constant Φ ′.
Alternatively, when the torque command Tref is adjusted by adjusting the induced voltage constant Φ, the adjustment is performed by multiplying the torque command Tref by the induced voltage constant variation rate K1 = Φ / Φ ′. Regardless of the torque command, the torque command and the actual output can be matched.
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, 9 is a voltage detector that detects the output voltage of the
In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the other same structure as the prior art example shown in FIG. 8, and the overlapping description is abbreviate | omitted.
Next, the operation will be described.
The inverter output is detected by the voltage detector 9, converted by the voltage calculator 12, coordinate conversion is performed, and voltage detection values vd and vq are output. The
The power command Pref inputs the torque command Tref,
Pref = Tref × ω (mechanical angle conversion) (1)
Asking. The motor speed ω (mechanical angle conversion) used in the expression (1) may be used by converting the speed command ωref into a mechanical speed.
The output power Pout is obtained as the value obtained by subtracting the copper loss rI 2 and the iron loss W of the motor 7 from the inverter output Pinv = V × Icos θ.
That is, the output power Pout = Vdet × Icos θ−rI 2 −W.
In this, I = (id 2 + iq 2 ) 1/2
The same applies to Vdet, and the phase difference angle θ between Vdet and I for calculating the power factor cos θ is calculated from vd, vq, id, iq. Further, the copper winding motor winding resistance r and the iron loss W are obtained in advance by another method.
From the power command Pref and the output power Pout thus obtained,
Ratio of two powers K1 = Pref / Pout
The
The calculation here is performed by unifying and calculating between three lines per phase for each phase. As a result, the power command Pref and the effective power of the output power match. The fact that the powers match means that the torque command Tref and the actual torque match, so that accurate torque control is possible.
[0006]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to the second embodiment of the present invention.
In the second embodiment shown in FIG. 2, the voltage detector 9 and the voltage calculator 12 are omitted from the first embodiment shown in FIG. 1, and voltage commands vd * and vq * are used as voltage values. It is what I did. Other configurations are the same as those in FIG.
Next, the operation will be described.
In this case, the
Input the current id, iq, voltage command vd * , vq * and motor speed ω,
Output power Pout = vd * × id + vq * × iq -rI 2 -W
Is calculated as In this calculation, instead of the voltage commands vd * and vq * , vd and vq obtained from the current detection value, or the current commands id * and iq * may be used instead of the current detection value. Using the output power Pout calculated in this way,
Power ratio K1 = Pref / Pout
The operation after obtaining the torque command Tref is the same as that of the first embodiment of the present invention.
In the second embodiment, since the output power is calculated on the dq rotating coordinate system, the output power can be calculated accurately and quickly.
In addition, although the example of the induction motor was demonstrated so far in FIG.1 and FIG.2, paying attention to the induced voltage constant (PHI) of a parameter in the case of a synchronous motor,
Power ratio K1 = Pref / Pout
Based on the above, efficient control is possible if the induced voltage constant Φ is controlled to be corrected.
[0007]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 3 is a block diagram of an electric motor control circuit according to the third embodiment of the present invention.
In FIG. 3, 16 is an initial value of the induced voltage constant set value Φ that is set in advance, and 17 is a coefficient multiplier that outputs the induced voltage constant Φ ′ corrected by 1 / K1.
Next, the operation will be described.
The third embodiment shows a method of correcting the induced voltage constant Φ used in the
The subsequent adjustment of the torque command Tref by the power ratio K1 obtained by the
[0008]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 4 is a block diagram of an electric motor control circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
In FIG. 4, reference numeral 18 denotes a
Pou = | vq * × iq * + vd * × id * −rI−W |
This is an output power calculator that calculates with 19 designates the power command Pref as Pref = | Tref ′ × ω |
, And 20 is a PI controller with a proportional gain P and an integration time constant Ti.
The fourth embodiment shown in FIG. 4 is a circuit corresponding to the
[0009]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 5 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a detailed view of the induced voltage constant identifier shown in FIG.
In FIG. 5, reference numeral 30 denotes the motor voltage ωm detected by the motor voltage, current, or the
Next, the operation will be described.
As shown in FIG. 5, the induced voltage constant identifier 30 calculates reactive powers Q1 and Q2 by the following
[0010]
Q1 = vd * .times.iq-vq * .times.id (1)
Q2 = ωm × Φ × i d -ωm (Ld ×
Next, the deviation = Q1-Q2 is obtained, and the induced voltage constant set value Φ is adjusted in a direction to reduce the deviation. The adjusted induced voltage constant set value Φ is set as Φ ′, the induced voltage constant fluctuation rate K1 ′ from the initial state is calculated by K1 ′ = Φ / Φ ′, and the calculation result is added to the torque command Tref as a
[0011]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 7 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to the sixth embodiment of the present invention.
The sixth embodiment shown in FIG. 7 is a case of sensorless control with respect to the previous embodiment, and the
The torque command correction amount K1 ′ = Φ / Φ ′ is the same as that in the previous embodiment, and the
[0012]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the active power Pout is calculated from the voltage command or the detected voltage value and the current feedback value, and the torque command and the power Pref of the output power command obtained from the speed ω are compared. Since the torque command Tref is corrected and controlled so that the actual power and the actual power coincide with each other, the torque command and the actual output torque can be made to coincide with each other regardless of the deviation of the motor parameters such as temperature change and inductance. The reactive power Q1 calculated from the voltage and current of the motor is compared with the reactive power Q2 calculated from the d-axis inductance and the q-axis inductance, the induced voltage constant Φ of the motor and the motor speed, and the two reactive powers match. By adjusting the induced voltage constant Φ so that the induced voltage constant can be corrected by correcting the torque command Tref according to the change in the induced voltage constant, it is possible to correct the deviation of the induced voltage, which has a great influence on the stability of the synchronous motor control. Thus, it is possible to make the torque command and the actual output torque coincide with each other regardless of the deviation of the parameters of the electric motor due to a temperature change or the like, and in particular, stable torque control of the synchronous motor can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to a fifth embodiment of the present invention.
6 is a detailed diagram of the induced voltage constant identifier shown in FIG. 5. FIG.
FIG. 7 is a configuration diagram of a control circuit for an electric motor according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a control circuit of a conventional electric motor.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (7)
トルク指令値Tref 、電動機の一次巻線抵抗r、鉄損W、回転速度ω(機械角換算)あるいは回転速度指令ωref (機械角換算)、出力電圧V、出力電流Iおよび出力電圧Vと出力電流Iの位相角θとしたとき、
Tref ×ωあるいはTref ×ωref から求めた出力電力指令Pref と、
電圧検出器で検出した出力電圧Vdet を用いたVdet ×I×cos θ若しくは出力電圧指令Vref を用いたVref ×I×cos θから求めたインバータ出力電力Pinv から電動機の銅損r×I2 と鉄損Wを引いた電動機出力電力Pout が一致するようにトルク指令を補正することを特徴とする電動機の制御方法。In a control method for an electric motor having a control circuit configured to flow a current for generating torque according to a predetermined torque command, and having means for detecting an output voltage and an output current,
Torque command value Tref, motor primary winding resistance r, iron loss W, rotation speed ω (mechanical angle conversion) or rotation speed command ωref (mechanical angle conversion), output voltage V, output current I, output voltage V and output current When the phase angle θ of I is
Output power command Pref obtained from Tref × ω or Tref × ωref,
The copper loss r × I 2 of the motor and iron from the inverter output power Pinv obtained from Vdet × I × cos θ using the output voltage Vdet detected by the voltage detector or Vref × I × cos θ using the output voltage command Vref A method for controlling an electric motor, wherein the torque command is corrected so that the electric motor output power Pout minus the loss W matches.
前記電圧指令をVref 、d軸成分をvd * 、q軸成分をvq * 、電圧検出値のd軸成分をvd 、q軸成分をvq 、電流検出値のd軸成分をid 、q軸成分をiqとした場合に、
内積(vd * ×id +vq * ×iq )あるいは(vd ×id +vq ×iq )
を用いてインバータ出力電力Pinv を計算することを特徴とする電動機の制御方法。The motor control method according to claim 1,
The voltage command is Vref, the d-axis component is vd *, the q-axis component is vq *, the d-axis component of the voltage detection value is vd, the q-axis component is vq, the d-axis component of the current detection value is id, and the q-axis component is If iq,
Inner product (vd ** id + vq ** iq) or (vd * id + vq * iq)
An inverter output power Pinv is calculated using a motor.
前記電力指令Pref と電動機出力電力Pout の比Pout /Pref に基づいて、制御に用いている電動機の誘起電圧定数をあらかじめ設定されている初期値に対して補正を加えて使用することを特徴とする電動機の制御方法。In the motor control method according to claim 1 or 2,
Based on the ratio Pout / Pref between the power command Pref and the motor output power Pout, the induced voltage constant of the motor used for the control is corrected with respect to a preset initial value and used. Electric motor control method.
前記電力指令Pref と電動機出力電力Pout が一致するようにPI制御を行うことを特徴とする電動機の制御方法。In the motor control method according to claim 1 or 2,
A method for controlling an electric motor, wherein PI control is performed so that the electric power command Pref and the electric motor output electric power Pout coincide with each other.
磁軸方向をd軸とし、d軸と直交する方向をq軸とする回転座標系に変換された出力電圧をvd 、vq 、出力電流をid 、iq 、誘起電圧定数をΦ、電動機の電気的回転速度をωmおよびインダクタンスをLd 、Lq とした場合に、
無効電力Q1=vd ×iq −vq ×id 、
無効電力Q2=ωm×Φ×i d−ωm×(Ld ×id2+Lq ×iq2)、
で表される無効電力Q1、Q2が一致するようにQ2の誘起電圧定数Φを調整し、調整された誘起電圧定数Φ’を用いて制御を行うこと、この場合、vd 、vqはそれの指令値vd * 、vq * を用いてもよいこと、を特徴とする電動機の制御方法。In a control method of an electric motor having a control circuit configured to flow a current that generates torque according to a predetermined torque command by vector control,
The output voltage converted into a rotating coordinate system having the magnetic axis direction as the d-axis and the direction orthogonal to the d-axis as the q-axis is vd, vq, the output current is id, iq, the induced voltage constant is Φ, When the rotational speed is ωm and the inductances are Ld and Lq,
Reactive power Q1 = vd × iq−vq × id,
Reactive power Q2 = ωm × Φ × i d -ωm × (Ld × id2 + Lq × iq2),
The induced voltage constant Φ of Q2 is adjusted so that the reactive powers Q1 and Q2 expressed by the following match, and control is performed using the adjusted induced voltage constant Φ ′. In this case, vd and vq are their commands. A method for controlling an electric motor, characterized in that values vd * and vq * may be used.
あらかじめ設定された誘起電圧定数によるベクトル制御により電動機を駆動する際に、誘起電圧定数変動率K1=Φ/Φ’をトルク指令に乗じた値を新しいトルク指令として用いることを特徴とする電動機の制御方法。In the motor control method according to claim 5,
When the motor is driven by vector control based on a preset induced voltage constant, a value obtained by multiplying the torque command by the induced voltage constant fluctuation rate K1 = Φ / Φ ′ is used as a new torque command. Method.
トルク指令値T Torque command value T ref ref 、電動機の一次巻線抵抗r、鉄損W、回転速度ω(機械角換算)あるいは回転速度指令ω, Motor primary winding resistance r, iron loss W, rotational speed ω (mechanical angle conversion) or rotational speed command ω ref ref (機械角換算)、出力電圧V、出力電流Iおよび出力電圧Vと出力電流Iの位相角θとしたとき、(Mechanical angle conversion), when the output voltage V, the output current I, and the phase angle θ between the output voltage V and the output current I,
T T ref ref ×ωあるいはT× ω or T ref ref ×ω× ω ref ref から求めた出力電力指令POutput power command P obtained from ref ref と、When,
電圧検出器で検出した出力電圧V Output voltage V detected by voltage detector det det を用いたVV using det det ×I×× I × cos cos θ若しくは出力電圧指令Vθ or output voltage command V ref ref を用いたVV using ref ref ×I×× I × cos cos θから求めたインバータ出力電力PInverter output power P obtained from θ inv inv から電動機の銅損r×ITo copper loss of motor r × I 2 2 と鉄損Wを引いた電動機出力電力PAnd electric motor output power P minus iron loss W out out が一致するようにトルク指令を補正することを特徴とする電動機の制御装置。A control device for an electric motor, wherein the torque command is corrected so as to match.
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Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4526628B2 (en) * | 2000-01-06 | 2010-08-18 | 本田技研工業株式会社 | AC motor control device |
JP4578700B2 (en) * | 2001-02-23 | 2010-11-10 | 本田技研工業株式会社 | Brushless DC motor control device |
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JP5050387B2 (en) * | 2006-04-03 | 2012-10-17 | 日産自動車株式会社 | Motor control device |
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JP2010074918A (en) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Fanuc Ltd | Motor drive unit equipped with power calculation means |
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JP2010130837A (en) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Toshiba Corp | Motor drive controller for railcar |
JP2010252496A (en) * | 2009-04-14 | 2010-11-04 | Toyota Central R&D Labs Inc | Motor drive system |
JP5728968B2 (en) * | 2011-01-26 | 2015-06-03 | サンケン電気株式会社 | Control device and control method for induction motor |
JP6107179B2 (en) * | 2013-01-31 | 2017-04-05 | 株式会社明電舎 | Inverter device for wind power generation system |
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-
1998
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104270061A (en) * | 2014-10-13 | 2015-01-07 | 哈尔滨工业大学 | Submersible motor energy-saving control method based on optimal voltage-frequency ratio control |
Also Published As
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