JP4578700B2 - Brushless DC motor control device - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石を有する回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば電気自動車やハイブリッド車両等のように、車両走行用の動力源として、界磁に永久磁石を利用したブラシレスＤＣモータを搭載した車両が知られている。
このようなブラシレスＤＣモータの制御装置としては、例えばブラシレスＤＣモータの各相に供給される相電流を測定して、相電流の測定値を回転子に同期して回転する直交座標、例えば回転子の磁束の方向をｄ軸（トルク軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（界磁軸）としたｄｑ座標上でのｄ軸電流及びｑ軸電流に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う制御装置が知られている。
【０００３】
すなわち、ｄｑ座標上での電流の指令値と測定値との各偏差つまりｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差から、例えばＰＩ動作等によりｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が演算され、次に、これらのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値からブラシレスＤＣモータの各相、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相に供給される相電圧に対する各電圧指令値が演算される。そして、これらの各電圧指令値が、例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチング指令として入力され、これらのスイッチング指令に応じてインバータからブラシレスＤＣモータを駆動するための交流電力が出力される。
【０００４】
このような制御装置においては、例えば車両の運転者のアクセル操作量に応じたトルク指令に基づいてｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を算出する際に、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスをパラメータとして算出する方法が知られている。
例えば、「T. IEE Japan, Vol. 113-D, No.11, 1993, pp1330」に開示された等価回路定数の測定方法のように、定常状態におけるブラシレスＤＣモータの等価回路から得られる回路方程式に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑは下記数式（１）により算出される。
なお、ＲはブラシレスＤＣモータの各相抵抗値であり、ωはブラシレスＤＣモータの電気角速度であり、ψはブラシレスＤＣモータの界磁主磁束であり、ｉｄ及びｉｑは各ｄ軸及びｑ軸電流であり、ｖｄ及びｖｑは各ｄ軸及びｑ軸電圧である。
【０００５】
【数１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来技術の一例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置においては、上記数式（１）に示すように、ｄ軸インダクタンスＬｄはｄ軸電流ｉｄによる除算によって算出され、ｑ軸インダクタンスＬｑはｑ軸電流ｉｑによる除算によって算出される。ここで、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは、ブラシレスＤＣモータの各相に供給される相電流の検出値から算出されるため、例えばｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの値が相対的に小さい場合には、相電流の検出誤差によって、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの値が大きく変動する虞がある。特に、界磁軸電流とされるｑ軸電流は、ブラシレスＤＣモータの運転効率を向上させる際には、相対的に小さな値に設定されることから、ｑ軸インダクタンスＬｑの演算結果に大きな誤差が生じるという問題がある。
【０００７】
また、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを精度良く算出して、これらの各インダクタンスＬｄ，Ｌｑを用いてトルク指令に応じた正確なｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を算出し、制御装置の初期応答精度やフィードバック制御時の応答性を向上させるためには、例えばブラシレスＤＣモータの回転子の磁極位置や、ブラシレスＤＣモータの回転駆動中の温度変化により巻線抵抗値が変動する固定子巻線の巻線温度や、回転子の永久磁石の温度変化に伴って変動する誘起電圧等の各データを精度良く検出する必要がある。
しかしながら、例えば回転子の磁極位置や固定子巻線の巻線温度等のデータを検出する各検出装置に対しては、ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて各種の検出誤差が生じる場合がある。例えば回転子の磁極位置を検出する位置センサには位相遅れ特性があるため、回転数の上昇に伴って、所定の基準位置を示す位置センサの信号が真の基準位置に対してずれた値を示す場合がある。
このため、これらの検出誤差を補正するための補正処理が必要となる場合があり、演算処理が複雑化して制御装置の規模が増大してしまい、制御装置を構築する際に要する費用が嵩むという問題が生じる。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、制御時の初期応答精度および即応性を向上させつつ、演算処理を単純化すると共に装置を構成する際に要する費用を削減することが可能なブラシレスＤＣモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手段（例えば、後述する実施の形態での雰囲気温度センサ４３または冷却水温度センサ）と、検出された前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１２）および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数導出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２２）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するトルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例えば、後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形態でのフィードバック制御部２３）とを備え、前記インダクタンス算出手段は、前記界磁軸電流指令値あるいは前記トルク軸電流指令値が所定値以下のときに前記トルク軸インダクタンスのみを算出し、前記界磁軸電流指令値あるいは前記トルク軸電流指令値が前記所定値を超えたときに、前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスとを算出することを特徴としている。
【００１０】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク軸電流の除算により算出されるトルク軸インダクタンスおよび界磁軸電流の除算により算出される界磁軸インダクタンスを演算する際に、界磁軸電流指令値あるいはトルク軸電流指令値が所定値を超えたときにトルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタンスを算出して、界磁軸電流指令値あるいはトルク軸電流指令値が所定値以下のときにトルク軸インダクタンスのみを算出する。
これにより、ブラシレスＤＣモータの各相に供給される相電流の検出値に基づいて算出される界磁軸電流およびトルク軸電流に、適宜の検出誤差が含まれる場合であっても、トルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタンスの算出結果に対する誤差が増大することを抑制することができる。このため、各相電流を検出する相電流検出手段の検出精度を過剰に増大させること無しに、トルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタンスを精度良く算出することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
しかも、トルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタンスの算出結果に所望の計算精度が期待できない場合には演算処理を実行しないことから、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【００１１】
また、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモータの温度に基づいて相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１２）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記通電切換手段のスイッチング動作を停止して前記ブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する通電停止制御手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ３４）と、前記スイッチング動作の停止中に前記相電圧検出手段により前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前記誘起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するトルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例えば、後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形態でのフィードバック制御部２３）とを備えたことを特徴としている。
【００１２】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて、ブラシレスＤＣモータへの通電を停止しても良い場合、例えば、ブラシレスＤＣモータに対して要求されるトルク指令値がゼロのとき、あるいは界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値がゼロのとき、あるいは各相電圧指令値がゼロのとき、あるいは界磁軸電圧指令値およびトルク軸電圧指令値がゼロのとき等に、通電停止制御手段により通電切換手段のスイッチング動作を停止してブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する。
これにより、相電圧検出手段により誘起電圧の電圧波形を直接に検出する場合には、例えばブラシレスＤＣモータへの給電ラインを遮断する遮断回路等を設ける必要なしに、通電の停止が可能な適宜のタイミングのみで誘起電圧の検出を行うことができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
【００１３】
また、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモータの温度に基づいて相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１２）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記通電切換手段のスイッチング動作を停止して前記ブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する通電停止制御手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ３４）と、前記通電切換手段と前記ブラシレスＤＣモータとの間に接続して前記複数相の固定子巻線への入力電流を全波整流する整流手段（例えば、後述する実施の形態での３相ブリッジ整流回路５６ａ）と、前記整流手段による全波整流電圧を検出する整流電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態での整流電圧検出部５６ｂ）と、前記スイッチング動作の停止中に前記整流電圧検出手段により前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前記誘起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するトルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例えば、後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形態でのフィードバック制御部２３）とを備えたことを特徴としている。
【００１４】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて、通電停止制御手段により通電切換手段のスイッチング動作を停止してブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する。そして、整流手段においてブラシレスＤＣモータの相電圧を全波整流して全波整流電圧へと変換する。次に、整流電圧検出手段は、例えば全波整流電圧を平滑化した後に、誘起電圧の電圧値として検出する。
これにより、例えば相電圧検出手段によって誘起電圧の電圧波形を検出し、この電圧波形から一次成分を抽出して実効値を演算するという煩雑な演算処理を省略することができ、しかも、このような実効値の演算において必要とされる相対的に高速なサンプリング処理も省略することができるため、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【００１５】
さらに、請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、出力トルクを検出する出力トルク検出手段（例えば、後述する実施の形態でのトルクセンサ４２）を備え、前記相電流検出手段の検出周期を第１の周期Ｔ１とし、前記出力トルク検出手段の検出周期を第２の周期Ｔ２とし、前記温度の検出周期を第３の周期Ｔ３としたとき、前記第１および第２および第３の周期を、Ｔ１≦Ｔ２≦Ｔ３の関係に設定して検出制御することを特徴としている。
【００１６】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば相対的に緩慢な変動や小さな変動を行う制御パラメータや、必要とされる演算処理に積分処理が含まれる制御パラメータ等に対しては、検出の周期を長く設定することで、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【００１７】
さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記インダクタンス算出手段は、前記ブラシレスＤＣモータの回転駆動中に演算データを記憶し、前記ブラシレスＤＣモータの回転停止中に前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスの算出処理を行うことを特徴としている。
【００１８】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、相対的に演算負荷が大きな界磁軸インダクタンスおよびトルク軸インダクタンスの算出処理を、ブラシレスＤＣモータの停止時、つまりブラシレスＤＣモータに対するフィードバック制御の演算処理が不必要となる演算負荷の軽いときに実行することで、制御装置の演算負荷が増大することを抑制することができる。
【００１９】
また、請求項６に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施の形態での回転センサ４１）と、前記ブラシレスＤＣモータの温度を、前記回転数あるいは前記ブラシレスＤＣモータの冷却水温度（例えば、後述する実施の形態での冷却水温度Ｔｃ）あるいは前記ブラシレスＤＣモータの周辺温度（例えば、後述する実施の形態での雰囲気温度Ｔａｔ）に基づき予め記憶された所定のデータから算出する温度推定手段（例えば、後述する実施の形態では、ステップＳ１２が兼ねる）と、前記温度推定手段で推定した前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態では、ステップＳ１２が兼ねる）および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数導出手段（例えば、後述する実施の形態での誘起電圧定数演算部５３）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するトルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例えば、後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形態でのフィードバック制御部２３）とを備えたことを特徴としている。
【００２０】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転駆動中のブラシレスＤＣモータにおいて、固定子巻線の巻線温度の上昇に伴って増大する相抵抗値を適切に算出する際に、固定子巻線の巻線温度を直接に検出する巻線温度検出器等を省略することができる。すなわち、例えばブラシレスＤＣモータのハウジング等に設けられた雰囲気温度センサにより検出されるブラシレスＤＣモータの雰囲気温度や、例えばブラシレスＤＣモータの冷却系に設けられた冷却水温度センサにより検出される冷却水温度や、例えば鉄損失および銅損失に対して所定の相関を有するブラシレスＤＣモータの回転数等と、巻線温度との関係を示す所定のデータを予めメモリ等に記憶しておき、検出された雰囲気温度や冷却水温度や回転数に応じて、このデータを検索して巻線温度の推定値を取得する。これにより、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
【００２１】
また、請求項７に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有する回転子と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する複数相の固定子巻線を有する固定子とを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記固定子巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、後述する実施の形態でのインバータ１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電圧検出器４６）および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段（例えば、後述する実施の形態での相電流検出器４７）および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段（例えば、後述する実施の形態での磁極位置演算部５５）および回転数を検出する回転数検出手段（例えば、後述する実施の形態での回転センサ４１）および出力トルクを検出する出力トルク検出手段（例えば、後述する実施の形態でのトルクセンサ４２）と、前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手段（例えば、後述する実施の形態では、ステップＳ１２が兼ねる）と、検出された前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態では、ステップＳ１２が兼ねる）および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数導出手段（例えば、後述する実施の形態での誘起電圧定数演算部５３）と、前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１５およびステップＳ１６）と、回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１８〜ステップＳ２４）と、前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２６）と、前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２７）と、トルク指令値を入力するトルク指令入力手段（例えば、後述する実施の形態でのトルク指令演算部２１）と、前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段（例えば、後述する実施の形態での目標電流演算部２２）と、前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段（例えば、後述する実施の形態でのフィードバック制御部２３）とを備え、前記鉄損失算出手段は、前記出力トルクおよび前記回転数に基づいて、前記ブラシレスＤＣモータのモータ出力電力およびモータ入力電力を算出するモータ電力算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１８）と、前記相抵抗値および前記相電流に基づいて銅損失を算出する銅損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ１９）と、前記モータ入力電力から前記モータ出力電力を減算してモータ全損失を算出するモータ全損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２０）と、前記ブラシレスＤＣモータの機械損失を算出する機械損失算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２１）と、前記モータ全損失から前記銅損失および前記機械損失を減算して前記鉄損失を算出する減算手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２４）と、前記相電圧の全周波数成分を含む実効値および前記鉄損失に基づいて実測鉄損等価抵抗値を算出する等価抵抗値算出手段（例えば、後述する実施の形態でのステップＳ２５）とからなり、前記温度検出手段は、前記ブラシレスＤＣモータの温度を、前記モータ全損失に対する推定温度が予め記憶された所定の推定温度データから算出することを特徴としている。
【００２２】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転駆動中のブラシレスＤＣモータにおいて、固定子巻線の巻線温度の上昇に伴って増大する相抵抗値を適切に算出する際に、固定子巻線の巻線温度を検出する巻線温度検出器等を省略することができる。すなわち、例えば回転センサにより検出される回転数と、トルクセンサにより検出される出力トルクとに基づいて算出可能なモータ全損失と、巻線温度との関係を示す所定のデータを予めメモリ等に記憶しておき、算出されたモータ全損失に応じて、このデータを検索して巻線温度の値を取得する。これにより、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
【００２３】
さらに、請求項８に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記位置検出手段は、前記ブラシレスＤＣモータに高周波電圧を印加したときのインダクタンスの変化量から前記回転子の磁極位置を算出することを特徴としている。
【００２４】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、いわゆる位置センサレス制御により、回転子の磁極位置を検出することから、ブラシレスＤＣモータに具備される位置センサを省略することができ、さらに、位置センサの位相遅れ特性、すなわち回転数の上昇に伴って、所定の基準位置を示す位置センサの信号が真の基準位置に対してずれた値を示すことに起因する検出誤差を補正するための補正処理を省略することができる。これにより、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができると共に、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すフィードバック制御部２３と演算部２８の具体的構成を示す構成図であり、図３は図１に示す定数検出装置１５の具体的構成を示す構成図である。
本実施の形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０（以下、「モータ制御装置１０」と呼ぶ）は、例えば電気自動車やハイブリッド車両等に搭載されるブラシレスＤＣモータ１１（以下、「モータ１１」と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
図１に示すように、このモータ制御装置１０は、例えば、ＥＣＵ（Electric Control Unit）１２と、インバータ１３と、電源１４と、定数検出装置１５とを備えて構成されている。
【００２６】
通電切換手段であるインバータ１３は、例えばパルス幅変調によるＰＷＭインバータをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続したスイッチング回路から構成されている。そして、インバータ１３は、例えばバッテリや燃料電池等からなる電源１４から供給される直流電力を、３相交流電力に変換してモータ１１に供給する。すなわち、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１１の固定子巻線への通電を順次転流させるようになっている。
ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動作を制御しており、スイッチング指令としてＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に入力して、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを、インバータ１３からモータ１１の各相へと出力させる。
【００２７】
このためＥＣＵ１２は、トルク指令演算部２１と、目標電流演算部２２と、フィードバック制御部２３とを備えて構成されている。
トルク指令演算部２１は、例えば運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル操作量Ａｃ及び後述する検出部２６にて検出されるモータ１１の回転数Ｎに基づいて必要とされるトルク値を演算して、このトルク値をモータ１１に発生させるためのトルク指令値＊Ｔを生成して目標電流演算部２２へ出力する。
【００２８】
目標電流演算部２２は、トルク指令値＊Ｔに基づいて、インバータ１３からモータ１１に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑとして、フィードバック制御部２３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の磁束方向をｄ軸（トルク軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（界磁軸）としており、モータ１１の回転子（図示略）とともに同期して電気角速度ωｒｅで回転している。これにより、インバータ１３からモータ１１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑを与えるようになっている。
【００２９】
ここで、目標電流演算部２２は、ｄ軸電流演算部２４と、ｑ軸電流演算部２５とを備えて構成されている。
ｄ軸電流演算部２４は、下記数式（２）に示すように、トルク指令値＊Ｔと、後述する誘起電圧定数Ｋｅとに基づいて、ｄ軸目標電流＊Ｉｄを算出する。
ｑ軸電流演算部２５は、下記数式（３）に示すように、トルク指令値＊Ｔと、後述する誘起電圧定数Ｋｅおよびｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに基づいて、ｑ軸目標電流＊Ｉｑを算出する。
【００３０】
【数２】
【数３】
フィードバック制御部２３は、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑに基づいて、各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、インバータ１３へパルス幅変調信号を入力すると共に、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
このため、フィードバック制御部２３には、定数検出装置１５から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ、さらにｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑ等の信号が入力されている。
【００３３】
定数検出装置１５は、検出部２６と、高周波電圧印加部２７と、演算部２８とを備えて構成されており、検出部２６からは、モータ１１の回転数Ｎの検出信号と、モータトルクＴｏｒの検出信号と、モータ１１の雰囲気温度Ｔａｔの検出信号と、モータ温度Ｔｍａｇつまりモータ１１の回転子（図示略）の温度の検出信号と、モータ１１の各相に供給される相電圧（例えば、インバータ１３の各相出力点のうちのＵ相出力点Ｕと中性点Ｎとの間のＵ相電圧Ｖｕｎ）の検出信号と、モータ１１の各相に供給される相電流（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗ）の検出信号と、電源１４から出力される電源電圧Ｖｄｃの検出信号とが出力され、これらの検出信号が演算部２８に入力されている。
そして、後述するように、検出部２６から出力される各種の検出信号に基づいて所定の演算処理を行って、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、誘起電圧定数Ｋｅと、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑとを算出する。
【００３４】
以下に、フィードバック制御部２３について図２を参照しながら説明する。
定数検出装置１５にて検出され出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、それぞれ減算器３１，３２に入力されている。
そして、減算器３１はｄ軸目標電流＊Ｉｄとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、減算器３２はｑ軸目標電流＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。
この場合、ｄ軸目標電流＊Ｉｄ及びｑ軸目標電流＊Ｉｑと、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとは直流的な信号であるため、例えば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。
【００３５】
各減算器３１，３２から出力された偏差ΔＩｄ及び偏差ΔＩｑは、それぞれ電流制御部３３，３４に入力されている。
そして、電流制御部３３は、例えばＰＩ（比例積分）動作により偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、電流制御部３４は、例えばＰＩ動作により偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
【００３６】
電流制御部３３から出力されたｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及び電流制御部３４から出力されたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑはｄｑ・３相交流座標変換器３８に入力されている。
ｄｑ・３相交流座標変換器３８は、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での例えばＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗに変換する。
【００３７】
そして、ｄｑ・３相交流座標変換器３８から出力されたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗは、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令（例えば、パルス幅変調信号）としてインバータ１３に供給されている。
【００３８】
以下に、定数検出装置１５について、図１から図３を参照しながら説明する。
図３に示すように、検出部２６は、例えば、後述する所定の各タイミングで検出動作を行う、回転センサ４１と、トルクセンサ４２と、雰囲気温度センサ４３と、回転子温度センサ４４と、相電圧検出器４６と、例えば２つの相電流検出器４７，４７とを備えて構成されている。
【００３９】
回転センサ４１は、モータ１１の回転子（図示略）の回転数Ｎを検出する。
トルクセンサ４２は、モータ１１から出力されるモータトルクＴｏｒを検出する。
雰囲気温度センサ４３は、例えばモータ１１を固定収容するハウジング（図示略）等に設けられ、モータ１１の雰囲気温度Ｔａｔを検出する。
回転子温度センサ４４は、モータ温度Ｔｍａｇつまりモータ１１の回転子（図示略）に備えられた永久磁石の温度を検出する。
【００４０】
相電圧検出器４６は、モータ１１の各相に供給される相電圧（例えば、インバータ１３の各相出力点のうちのＵ相出力点Ｕと中性点Ｎとの間のＵ相電圧Ｖｕｎ）を検出するものであり、検出信号に基づき相電圧の一次成分の位相と実効値、さらには、全周波数成分を含む実効値が演算部２８にて演算される。
相電流検出器４７，４７は、モータ１１の各相に供給される相電流Ｉｍ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ）を検出するものであり、検出信号に基づき相電流の一次成分の位相と実効値、さらには、全周波数成分を含む実効値が演算部２８にて演算される。
【００４１】
高周波電圧印加部２７は、トルク指令値＊Ｔに基づいて算出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが得られるようにインバータ１３からモータ１１の各相に供給される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの周波数に対して、これらと弁別可能な程度に高い周波数の高周波電圧Ｖｈを重畳して出力させる。
すなわち、高周波電圧印加部２７は、いわゆる位置センサレス制御により回転子の磁極位置θｒｅを算出する際における検出用の高周波電圧Ｖｈを、モータ１１の駆動用の電圧（つまり相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に重畳するものであって、後述するように演算部２８にて、回転子の回転に伴って変化する固定子巻線のインダクタンスを、相電流検出器４７，４７にて検出した各相電流（例えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）の挙動に基づいて算出し、さらに、このインダクタンスの値から回転子の磁極位置θｒｅを算出する。
【００４２】
図２に示すように、定数検出装置１５の演算部２８は、例えば交流・ｄｑ座標変換器５１と、ｄ軸・ｑ軸電流演算部（Ｉｄ・Ｉｑ演算部）５２と、誘起電圧定数演算部（Ｋｅ演算部）５３と、ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部（Ｌｄ・Ｌｑ推定演算部）５４と、磁極位置演算部５５とを備えている。
交流・ｄｑ座標変換器５１は、静止座標上における適宜の一相の電流、例えばＵ相電流Ｉｕを、モータ１１の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
【００４３】
ｄ軸・ｑ軸電流演算部５２は、後述するように、交流・ｄｑ座標変換器５１にて算出された鉄損成分を含むｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに所定の補正処理を行って鉄損成分を除去した補正後のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを、新たなｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとしてフィードバック制御部２３へ出力する。
誘起電圧定数演算部５３は、後述するように、例えばトルク指令値＊Ｔや、各目標電流＊Ｉｄ，＊Ｉｑや、各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗや、各電圧指令値＊Ｖｄ，＊Ｖｑ等に対する所定の条件下において、インバータ１３におけるスイッチング動作を停止して、モータ１１の誘起電圧波形を相電圧検出器４６により直接に測定する。そして、誘起電圧の実効値Ｅを算出して、回転数Ｎで除算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出し、目標電流演算部２２へ出力する。
ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部５４は、後述するように、モータ１１の実運転状態でのｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑを算出してＥＣＵ１２へ出力する。
【００４４】
磁極位置演算部５５は、モータ１１の回転子の回転に伴って変化する固定子巻線のインダクタンスを、相電流検出器４７，４７にて検出した各相電流（例えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）の変化に基づいて算出する。
例えば、高周波電圧印加部２７にて、モータ１１の駆動用の電圧（つまり相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に対して、これらと弁別可能な程度に高い周波数の高周波電圧Ｖｈを重畳する。そして、この高周波電圧Ｖｈを印加した後に各相電流の過渡応答として検出される測定データ、例えば電流値が所定の値に到達するまでの時間や、所定時間経過後の電流値等のように、回転子の磁極位置θｒｅに応じて変化する固定子巻線のインダクタンスと相関する測定データを、相電流検出器４７による相電流の検出値に基づいて測定する。
【００４５】
ここで、メモリ２９には予め、これらの測定データに応じた固定子巻線のインダクタンスの値、あるいは、これらの測定データに基づいて固定子巻線のインダクタンスを算出する所定の計算式等が記憶されており、磁極位置演算部５５は、相電流検出器４７による相電流の検出に基づいて測定した、例えば電流値が所定の値に到達するまでの時間や、所定時間経過後の電流値等の測定データに対応する固定子巻線のインダクタンスの値を検索し読み込む。
さらに、メモリ２９には予め、固定子巻線のインダクタンスと、誘起電圧の位相角に相当する回転子の磁極位置θｒｅとの関係を示すデータが記憶されており、磁極位置演算部５５は、先に取得した固定子巻線のインダクタンスの値に対応する回転子の磁極位置θｒｅの値を検索し読み込む。
【００４６】
本実施の形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、定数検出装置１５の動作について添付図面を参照しながら説明する。
図４は定数検出装置１５の概略動作について示すフローチャートであり、図５は定数検出装置１５の具体的な演算動作について示すフローチャートであり、図６はモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔに応じて変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図であり、図７は回転数Ｎの変化に伴って変化する機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａを示すグラフ図である。
【００４７】
先ず、図４に示すステップＳ０１においては、検出部２６から各検出信号（計測値）を取得する。
次に、ステップＳ０２においては、後述するように、雰囲気温度センサ４３にて検出したモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔに基づいて、モータ１１の固定子巻線の巻線温度Ｔｓを推定し、この巻線温度Ｔｓに応じて変化する巻線抵抗Ｒｏを補正することで、温度補正後の銅損失Ｐｌｏｓｓ＿ｒを算出する。
次に、ステップＳ０３においては、例えば、モータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌと、銅損失Ｐｌｏｓｓ＿ｒと、機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａとに基づいて、鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎを算出する。
【００４８】
次に、ステップＳ０４においては、後述するように、実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌを算出する。
次に、ステップＳ０５においては、鉄損失分離後の実効的な相電流（以下、「実相電流」という）を算出する。
次に、ステップＳ０６においては、鉄損失分離後の実相電流や上記計測値を用いて導出される相抵抗値や誘起電圧や実電流位相差に基づいて、後述する所定のタイミングでｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。
次に、ステップＳ０７においては各インダクタンスＬｄ，Ｌｑに基づいて、電圧ベクトル図を描画する。
【００４９】
以下に、定数検出装置１５の演算部２８における具体的な演算動作について添付図面を参照しながら説明する。
先ず、図５に示すステップＳ１１においては、初期設定値として、所定の常温時（例えば、温度＃Ｔ＝２０℃）での巻線抵抗Ｒｏおよび配線抵抗ｒを、予めメモリ２９に記憶されたデータから読み込む。
次に、ステップＳ１２において、下記数式（４）に示すように、モータ１１の駆動時における、雰囲気温度センサ４３にて検出したモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔに基づいて推定したモータ１１の固定子巻線の巻線温度Ｔｓと、巻線の素材に応じて異なる所定の温度勾配係数Ｃとに基づいて巻線抵抗Ｒｏを補正して得た値に、配線抵抗ｒを加算して、温度補正後の相抵抗値Ｒを算出する。
ここで、モータ１１の固定子巻線に対する推定巻線温度Ｔは、図６に示すように雰囲気温度センサ４３にて検出したモータ１１の雰囲気温度Ｔａｔの増大に伴って増加傾向に変化しており、メモリ２９には、雰囲気温度Ｔａｔに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータマップが記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に検出された雰囲気温度Ｔａｔに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込む。
【００５０】
【数４】
次に、ステップＳ１３においては、相電圧検出器４６にて検出された相電圧（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕｎ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴ（図示略）により相電圧の一次成分を算出して、さらに、この一次成分に対する実効値電圧、つまり相電圧一次成分実効値電圧Ｖを算出する。
次に、ステップＳ１４においては、磁極位置演算部５５において、相電流検出器４７，４７にて検出した各相電流（例えば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）に基づいて、誘起電圧の位相角に相当する回転子の磁極位置θｒｅを算出する。
【００５２】
次に、ステップＳ１５においては、磁極位置演算部５５にて算出した誘起電圧の位相角に相当する回転子の磁極位置θｒｅと、相電圧検出器４６にて検出された相電圧（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕｎ）から例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより得られた相電圧の一次成分とに基づいて、誘起電圧の位相と相電圧の一次成分の位相との位相差を表す電圧位相差γを算出する。
この電圧位相差γは、後述する界磁軸インダクタンス（ｑ軸インダクタンスＬｑ）とトルク軸インダクタンス（ｄ軸インダクタンスＬｄ）の演算に用いられる。
【００５３】
次に、ステップＳ１６においては、相電流検出器４７にて検出された相電流Ｉｍ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより得られた相電流の一次成分の位相と、磁極位置演算部５５にて演算した誘起電圧の位相とに基づいて、相電流の一次成分と誘起電圧との位相差を表す電流位相差α１を算出する。
なお、この位相差α１は、まだ鉄損成分を含んでおり、後述する界磁軸インダクタンス（ｑ軸インダクタンスＬｑ）とトルク軸インダクタンス（ｄ軸インダクタンスＬｄ）の演算に用いられる。
【００５４】
次に、ステップＳ１７においては、回転センサ４１によってモータ１１の回転子（図示略）の回転数Ｎを取得する。
次に、ステップＳ１８においては、下記数式（５）に示すように、回転センサ４１にて検出されたモータ１１の回転数Ｎと、トルクセンサ４２にて検出されたモータトルクＴｏｒとに基づいて、モータ１１の出力電力Ｐｏｕｔを算出する。
【００５５】
【数５】
次に、ステップＳ１９においては、下記数式（６）に示すように、ステップＳ１２にて算出した相抵抗値Ｒと、相電流検出器４７にて検出した相電流の全周波数成分を含んだ実効的な電流値である相電流Ｉｍ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ）とに基づいて、銅損失Ｐｌｏｓｓ＿ｒを算出する。
【００５７】
【数６】
次に、ステップＳ２０においては、下記数式（７）に示すように、ステップＳ１８にて算出したモータ１１の出力電力Ｐｏｕｔを、インバータ１３からモータ１１へ供給されるモータ投入電力Ｐｉｎの検出値から減算することにより、モータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌを算出する。
【００５９】
【数７】
次に、ステップＳ２１においては、モータ１１の回転数Ｎに応じて変化する機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａを、予めメモリ２９に記憶されたデータマップから検索する。ここで、機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａは、図７に示すように回転数Ｎの増大に伴って増加傾向に変化する特性があり、メモリ２９には回転数Ｎ毎の機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａの値が記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に検出された回転数Ｎに対応する機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａの値を検索し読み込む。
次に、ステップＳ２２においては、後述する誘起電圧検出処理において相電圧検出器４６により直接に検出したモータ１１の誘起電圧波形から誘起電圧の実効値Ｅを算出して、下記数式（８）に示すように、回転数Ｎで除算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出する。
【００６１】
【数８】
次に、ステップＳ２３においては、相電流検出器４７にて検出された相電流Ｉｍ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより得られた相電流の一次成分の実効値電流、つまり相電流一次成分実効値電流Ｉｅを算出する。
次に、ステップＳ２４においては、下記数式（９）に示すように、ステップＳ２０にて算出したモータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌからステップＳ１９にて算出した銅損失Ｐｌｏｓｓ＿ｒと、ステップＳ２１にて検索した機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａとを減算して、鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎを算出する。
【００６３】
【数９】
次に、ステップＳ２５においては、下記数式（１０）に示すように、相電圧検出器４６にて検出された相電圧（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕｎ）から、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより得られた相電圧の全周波数成分を含む実効値Ｖａｌｌと、ステップＳ２４にて算出した鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎとに基づいて、実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌを算出する。
なお、下記数式（１０）を導出する際には、例えば、後述する図１０に示すように、並列回路パラメータによる鉄損電流の分離方法を三相巻線に適用しており、鉄損等価抵抗ｒｉの３倍の値を算出する。
【００６５】
【数１０】
次に、ステップＳ２６においては、下記数式（１１）に示すように、ステップＳ２３にて算出した相電流一次成分実効値電流Ｉｅと、ステップＳ１６にて算出した相電流の一次成分と磁極位置演算部５５にて演算した誘起電圧の位相との電流位相差α１と、ステップＳ１３にて算出した相電圧一次成分実効値電圧Ｖと、ステップＳ１５にて算出した相電圧の一次成分と誘起電圧との電圧位相差γと、ステップＳ２５にて算出した実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌとに基づいて鉄損失分離後の界磁軸電流値Ｉｑとトルク軸電流値Ｉｄとを算出し、算出した各電流値Ｉｄ，Ｉｑから鉄損失分離後の実電流位相差αを算出し、さらに、算出された実電流位相差αに基づいて鉄損失分離後の相電流一次成分Ｉを算出する。
【００６７】
【数１１】
次に、ステップＳ２７においては、下記数式（１２）に示すように、モータ１１の極対数Ｐと、角速度ωと、電圧位相差γと、ステップＳ２６にて算出した鉄損失分離後の実電流位相差α及び鉄損失分離後の相電流一次成分Ｉと、ステップＳ１２にて算出した相抵抗値Ｒと、ステップＳ２６にて後述する誘起電圧検出処理により算出した誘起電圧の実効値Ｅと、ステップＳ１３にて算出した相電圧一次成分実効値電圧Ｖとに基づいて、後述する所定のタイミングで、ｄ軸（トルク軸）インダクタンスＬｄと、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑとを算出して、一連の処理を終了する。
【００６９】
【数１２】
以下に、上述したステップＳ２２における、誘起電圧定数演算部５３での具体的な誘起電圧検出処理について、図８および図９を参照しながら説明する。
図８は誘起電圧定数演算部５３における具体的な誘起電圧検出処理について示すフローチャートであり、図９はインバータ１３のスイッチング動作のＯＮ／ＯＦＦを指示するＯＮ／ＯＦＦフラグの回転数Ｎに応じた変化を示すグラフ図である。
先ず、図８に示すステップＳ３１においては、トルク指令値＊Ｔがゼロか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３２に進む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。
ステップＳ３２においては、インバータ１３のスイッチング動作を制御するための通電ゲート信号がＯＮであるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３３に進む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ３７に進む。
【００７１】
ステップＳ３３においては、モータ１１の回転数Ｎが、所定の第１回転数Ｎ１よりも小さいか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３４に進む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ３８に進む。
ステップＳ３４においては、ゲートＯＦＦ処理として、インバータ１３のスイッチング動作を制御するための通電ゲート信号の出力を停止して、スイッチング動作を停止する。
【００７２】
ステップＳ３５においては、相電圧検出器４６により直接にモータ１１の誘起電圧波形を検出する。
そして、ステップＳ３６においては、検出した誘起電圧波形から、誘起電圧の実効値Ｅを算出する。そして、上記数式（８）に示すように、誘起電圧の実効値Ｅを回転数Ｎで除算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出して、一連の処理を終了する。
【００７３】
一方、ステップＳ３７においては、モータ１１の回転数Ｎが、第１回転数Ｎ１よりも大きな所定の第２回転数Ｎ２よりも小さいか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３５に進む。一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ３８に進む。
ステップＳ３８においては、ゲートＯＮ処理として、インバータ１３のスイッチング動作を制御するための通電ゲート信号をＯＮとして、スイッチング動作を開始し、一連の処理を終了する。
【００７４】
ここで、図９に示すように、第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２は、例えばモータ１１の温度とは無関係に、モータ１１の誘起電圧がインバータ１３により単相に整流されてなる整流電圧値が、電源１４の電源電圧Ｖｄｃを超えない状態となるための閾回転数であって、この閾回転数に対して設定されたヒステリシスに応じて、第１回転数Ｎ１は通電ゲート信号をＯＦＦとするゲートオフ開始回転数とされ、第２回転数Ｎ２は通電ゲート信号をＯＦＦからＯＮへと切り替えるゲートオフ終了回転数とされている。
そして、第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２は、インバータ１３の一次側電源電圧つまり電源１４の電源電圧Ｖｄｃに応じて可変となるように設定されており、例えば、メモリ２９には、インバータ１３の一次側電源電圧に応じた第１回転数Ｎ１の値を示すマップデータと、インバータ１３の一次側電源電圧に応じた第２回転数Ｎ２の値を示すマップデータとが記憶されており、誘起電圧定数演算部５３は、これらのマップデータからインバータ１３の一次側電源電圧に対応する第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２を検索し、読み込む。
【００７５】
すなわち、例えばトルク指令値＊Ｔがゼロに設定された状態であっても、モータ１１の誘起電圧のインバータ１３での整流電圧値が電源電圧Ｖｄｃを超えないときにのみ、相電圧検出器４６により直接にモータ１１の誘起電圧波形を検出する。
これにより、モータ１１の誘起電圧のインバータ１３での整流電圧値が電源電圧Ｖｄｃを超えるような状態であって、例えば回転数Ｎに比例して増大するモータ１１の逆起電圧に応じてｑ軸（界磁軸）目標電流＊Ｉｑを増大させて等価的に界磁の磁束を弱める、いわゆる弱め界磁制御時等には、インバータ１３のスイッチング動作を停止して誘起電圧波形を検出することを禁止する。
【００７６】
以下に、上述したステップＳ２５における実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌの算出方法について図１０を参照しながら説明する。図１０は並列回路パラメータによる鉄損電流の分離方法のモデルを示す図である。
図１０及び下記数式（１３）に示すように、鉄損を含んだ相電流Ｉｅのｄ軸相電流Ｉｅｄ及びｑ軸相電流Ｉｅｑは、鉄損を含まない相電流Ｉのｄ軸相電流Ｉｄ及びｑ軸相電流Ｉｑと、鉄損電流Ｉ’のｄ軸相電流Ｉｄ’及びｑ軸相電流Ｉｑ’との和として表される。
【００７７】
【数１３】
ここで、下記数式（１４）に示すように、鉄損失Ｐｉｒｏｎ＿ｌｏｓｓは、鉄損等価抵抗ｒｉと、鉄損等価抵抗ｒｉの両端における電圧Ｖｏｖｅｒａｌｌとにより表される。
【００７９】
【数１４】
下記数式（１５）に示すように、鉄損相電流を含まないｄ軸相電流Ｉｄ及びｑ軸相電流Ｉｑは、上記数式（１３）及び数式（１４）と、ｄ軸相電圧Ｖｄ及びｑ軸相電圧Ｖｑとにより表され、上記数式（１１）のｄ軸相電流Ｉｄとｑ軸相電流Ｉｑは、下記数式（１５）に基づく鉄損分離の計算方法により算出される。
【００８１】
【数１５】
図１１は、図１０の並列回路パラメータによる電圧ベクトル図を示している。
ベクトル図の描画にあたっては、上述した算出方法により導き出された鉄損成分を除去した各相電流Ｉｄ（Ｉ・ｃｏｓα），Ｉｑ（Ｉ・ｓｉｎα）により、ｄｑ座標上におけるＦ点（Ｉ・ｃｏｓα，Ｉ・ｓｉｎα）を求める。
次に、誘起電圧定数演算部５３にて算出した誘起電圧の実効値Ｅ、つまり誘起電圧定数Ｋｅと回転数Ｎとの積を示すｄ軸上のＡ点（Ｋｅ・Ｎ，０）を求める。
次に、銅損失の変動を考慮した相抵抗値Ｒを用いて、相抵抗値Ｒによるｄ軸成分の電圧降下をＡ点からＢ点の大きさで示されるｄ軸上のＢ点（Ｋｅ・Ｎ＋Ｉ・ｃｏｓα・Ｒ，０）を求める。
【００８３】
次に、相電圧一次成分実効値電圧Ｖと実電流位相差αと電圧位相差γからＥ点（Ｖ・ｃｏｓ（α＋β），Ｖ・ｓｉｎ（α＋β））を求める。
次に、Ｂ点からの界磁軸（ｑ軸）の電圧降下を示すＤ点（Ｋｅ・Ｎ＋Ｉ・ｃｏｓα・Ｒ，Ｖ・ｓｉｎ（α＋β））を求める。ただし、β＝γ−αである。
次に、Ｂ点からの界磁軸（ｑ軸）インダクタンスＬｑの電圧降下を示すＣ点（Ｋｅ・Ｎ＋Ｉ・ｃｏｓα・Ｒ，Ｖ・ｓｉｎ（α＋β）−Ｉ・ｓｉｎα・Ｒ）を求める。
【００８４】
以上のように、Ｆ点、Ａ点、Ｂ点、Ｅ点、Ｄ点、Ｃ点の順にベクトル座標を求めることにより電圧ベクトル図を描画できる。
なお、鉄損成分を含んだ相電流を用いた場合にはＦ’点 （Ｉｅ・ｃｏｓ１α，Ｉｅ・ｓｉｎ１α）のように、誤差を含んだ相電流のずれが生じるため、正確な電圧ベクトル図を描画することは困難である。
【００８５】
この実施の形態では、銅損失の変動を考慮した相抵抗値Ｒ、相電圧検出器４６にて直接に検出した誘起電圧波形から算出した誘起電圧定数Ｋｅ、相電圧検出器４６にて直接に検出した誘起電圧波形に基づいて算出した電流位相差α１、鉄損成分である実測鉄損等価抵抗ｒｉ＿ｒｅａｌを用いて、上記数式（１１）に示すように、銅損失の変動を考慮すると共に鉄損成分を除去した精度の高い相電流Ｉｄ，Ｉｑを求めることが可能である。
また、上記数式（１１）に示すように精度の高い相電流Ｉｄ，Ｉｑから鉄損成分を除去した実電流位相差αを算出することができ、上記数式（１２）に示すようにｄ軸（トルク軸）インダクタンスＬｄとｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑも精度良く算出することができるので、電圧ベクトル図を精度良く容易に描画することができる。
【００８６】
従って、定数検出装置１５に備えた表示部３０に鉄損成分を除去した電圧ベクトル図を表示することが可能である。表示部３０には、鉄損を含んだ電流位相差α１、電圧位相差γ、鉄損相電流を含まないｄ軸相電流（トルク軸電流値）Ｉｄ、鉄損相電流を含まないｑ軸相電流（界磁軸電流値）Ｉｑ、ｄ軸相電圧Ｖｄ、ｑ軸相電圧Ｖｑ等の定数算出に使用された検出値および算出値を表示させるようにしても良い。
【００８７】
以下に、上述したステップＳ２７における、ｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑの算出処理、特に、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出するタイミングについて図１２および図１３を参照しながら説明する。
図１２はｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部５４におけるｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑの算出処理、特に、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出する処理について示すフローチャートであり、図１３は、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑの算出を指示するＬｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸（界磁軸）目標電流＊Ｉｑの値に応じて示すグラフ図である。
【００８８】
先ず、図１２に示すステップＳ４１においては、ｑ軸目標電流＊Ｉｑが、所定のｑ軸目標電流定数＊Ｉｑ１よりも大きいか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ４２に進む。
ステップＳ４２においては、上記数式（１２）により、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出して、一連の処理を終了する。
【００８９】
ここで、所定のｑ軸目標電流定数＊Ｉｑ１は、このｑ軸目標電流定数＊Ｉｑ１に応じて、フィードバック制御により算出されるｑ軸相電流Ｉｑ（Ｉｑ＝Ｉ・ｓｉｎα）の除算によって算出されるｑ軸インダクタンスＬｑが、所望の計算精度を有するような値に設定される。
例えば回転数Ｎに比例して増大するモータ１１の逆起電圧に応じてｑ軸目標電流＊Ｉｑを増大させて等価的に界磁の磁束を弱める、いわゆる弱め界磁制御時等にｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。
【００９０】
以下に、検出部２６における検出動作の実行タイミング、および、検出部２６にて得られる各検出値に基づく演算処理の実行タイミングについて図１４を参照しながら説明する。図１４は、検出部２６における各検出動作の実行タイミング、および、検出部２６にて得られる各検出値に基づく演算処理の実行タイミングを示すグラフ図である。
【００９１】
このモータ１１のフィードバック制御において、例えば相対的に緩慢な変動や小さな変動を行う制御パラメータや、演算処理に積分処理が含まれる制御パラメータ等に対しては、検出および演算の周期を長く設定する。
例えば、相電圧検出器４６と、相電流検出器４７とに対しては、相対的に短い周期とされる第１サンプリング周期Ｔ１（例えば、５０〜１００μｓ）によって検出を行う。これに伴い、上述したステップＳ１５，ステップＳ１６，ステップＳ２３のように、例えば高速フーリエ変換器ＦＦＴにより相電圧や相電流の一次成分を抽出して、これらの実効値を算出するＦＦＴ演算等も第１サンプリング周期Ｔ１にて実行する。すなわち、第１サンプリング周期Ｔ１は、相電圧や相電流の位相角に要求される所定の分解能以上の検出分解能を得ることができる周期に設定されている。
【００９２】
さらに、例えばトルクセンサ４２と、電源電圧Ｖｄｃの検出とに対しては、第１サンプリング周期Ｔ１以上の周期とされる第２サンプリング周期Ｔ２（例えば、１０ｍｓ）によって検出を行う。これに伴い、上述したステップＳ２６のように、例えば界磁軸電流値Ｉｑとトルク軸電流値Ｉｄとを算出する２軸電流サーボ算等も第２サンプリング周期Ｔ２にて実行する。この場合、モータ１１のモータトルクＴｏｒの変動は、例えばパルス幅変調によるＰＷＭインバータにおける搬送波の周期以上となることはないので、この搬送波の周波数でモータトルクＴｏｒを検出する。
【００９３】
さらに、例えば雰囲気温度センサ４３と、回転子温度センサ４４とに対しては、第２サンプリング周期Ｔ２以上の周期とされる第３サンプリング周期Ｔ３（例えば、１００ｍｓ）によって検出を行う。これに伴い、上述したステップＳ１９，ステップＳ２０，ステップＳ２１，ステップＳ２４のように、銅損失Ｐｌｏｓｓ＿ｒや全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌや機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａや鉄損失Ｐｌｏｓｓ＿ｉｒｏｎを演算する処理や、上述したステップＳ２７のようにｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを演算する処理も第３サンプリング周期Ｔ３にて実行する。すなわち、温度変化には急激な変化は少ないので、相対的に長い周期にて検出および演算処理を行う。
【００９４】
上述したように、本実施の形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０によれば、ブラシレスＤＣモータの回転駆動中の温度変化に伴って変動する巻線抵抗値を算出する際に、予めメモリ２９に記憶した雰囲気温度Ｔａｔに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータマップを利用して巻線温度Ｔｓを取得することから、例えば固定子巻線の巻線温度を検出するための巻線温度検出器等を省略することができる。これによりモータ制御装置１０の構成を単純化することで、モータ制御装置１０を構成する際に要する費用を削減することができる。
さらに、誘起電圧の位相角に相当する回転子の磁極位置θｒｅを検出する際には、モータ１１の駆動用の電圧に重畳した高周波電圧Ｖｈに応じて検出される各相電流の変化に基づいて固定子巻線のインダクタンスを算出し、予めメモリ２９に記憶した固定子巻線のインダクタンスと、回転子の磁極位置θｒｅとの関係を示すデータを検索して、算出したインダクタンスに応じた磁極位置θｒｅの値を取得することから、回転子の磁極位置θｒｅを検出するための位置センサを省略することができる。これに伴い、位置センサの位相遅れ特性を補正するための補正処理を省略することができ、モータ制御装置１０の演算負荷を低減することができる。
【００９５】
さらに、相電圧検出手段により誘起電圧の電圧波形を直接に検出する場合には、ブラシレスＤＣモータへの通電を停止しても良い場合として、トルク指令値＊Ｔがゼロのときに、インバータ１３のスイッチング動作を停止して、相電圧検出器４６により直接にモータ１１の誘起電圧波形を検出することから、例えばモータ１１への給電ラインを遮断する遮断回路等を設ける必要なしに、誘起電圧の検出を行うことができ、モータ制御装置１０を構成する際に要する費用を削減することができる。
【００９６】
さらに、ｑ軸相電流Ｉｑ（Ｉｑ＝Ｉ・ｓｉｎα）の除算によって算出されるｑ軸インダクタンスＬｑを、ｑ軸目標電流＊Ｉｑが所定のｑ軸目標電流定数＊Ｉｑ１よりも大きいときにのみ演算するようにしたことで、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいて算出されるｑ軸相電流Ｉｑに適宜の検出誤差が含まれる場合であっても、ｑ軸インダクタンスＬｑの算出結果に対する誤差が増大することを抑制することができる。このため、相電流検出器４７の検出精度を過剰に増大させること無しに、ｑ軸インダクタンスＬｑを精度良く算出することができ、モータ制御装置１０を構築する際に要する費用を削減することができる。しかも、ｑ軸インダクタンスＬｑの算出結果に所望の計算精度が期待できない場合には演算処理を実行しないことから、制御装置の演算負荷を低減することができる。
さらに、例えば温度に関するデータのように、相対的に緩慢な変動や小さな変動を行う制御パラメータや、必要とされる演算処理に積分処理が含まれる制御パラメータ等に対しては、検出の周期を相対的に長く設定することで、より一層、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【００９７】
なお、上述した本実施形態においては、ステップＳ１２において、メモリ２９から、回転駆動中に検出された雰囲気温度Ｔａｔに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込むとしたが、例えば水冷モータ等においては、回転駆動中に検出された冷却水温度Ｔｃに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込んでも良い。この場合には、雰囲気温度センサ４３は必要とされず、この代わりに、例えばモータ１１の冷却系（図示略）に冷却水温度センサ（図示略）を備える。
ここで、モータ１１の固定子巻線に対する推定巻線温度Ｔは、図１５に示すように冷却水温度センサにて検出したモータ１１の冷却水温度Ｔｃの増大に伴って増大傾向に変化しており、メモリ２９には、冷却水温度Ｔｃに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータが記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に検出された冷却水温度Ｔｃに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込む。
【００９８】
また、例えばモータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込んでも良い。この場合には、上述した雰囲気温度センサ４３や冷却水温度センサは必要とされず、上記数式（５）に示すように、回転センサ４１にて検出されたモータ１１の回転数Ｎと、トルクセンサ４２にて検出されたモータトルクＴｏｒとに基づいて、モータ１１の出力電力Ｐｏｕｔを算出して、このモータ１１の出力電力Ｐｏｕｔを、インバータ１３からモータ１１へ供給されるモータ投入電力Ｐｉｎの検出値から減算することにより、モータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌを算出する。
ここで、モータ１１の固定子巻線に対する推定巻線温度Ｔは、図１６に示すようにモータ１１の全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌの増大に伴って増大傾向に変化しており、メモリ２９には、全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータが記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に検出された全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込む。
この場合には、雰囲気温度センサ４３や冷却水温度センサを省略することができ、モータ制御装置１０の構成を単純化することで、モータ制御装置１０を構成する際に要する費用を削減することができる。
【００９９】
また、例えば回転センサ４１にて検出されたモータ１１の回転数Ｎに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込んでも良い。
この場合、例えば図１７に示すように、回転数Ｎに比例して増大するモータ１１の逆起電圧に応じてｑ軸目標電流＊Ｉｑを増大させて等価的に界磁の磁束を弱める、いわゆる弱め界磁制御時には、鉄損失が増大傾向に変化すると共に、界磁弱め電流による銅損失が増大傾向に変化する。これにより、モータ１１の固定子巻線に対する推定巻線温度Ｔは、図１８に示すようにモータ１１の回転数Ｎの増大に伴って増大傾向に変化しており、メモリ２９には、回転数Ｎに応じて変化する推定巻線温度Ｔのデータが記憶されており、演算部２８は、回転駆動中に検出された回転数Ｎに対応する推定巻線温度Ｔを検索して、巻線温度Ｔｓとして読み込む。
【０１００】
なお、上述した本実施形態においては、誘起電圧定数演算部５３は誘起電圧検出処理のステップＳ３１において、トルク指令値＊Ｔがゼロか否かを判定したが、これに限定されず、例えばｄ軸目標電流＊Ｉｄおよびｑ軸目標電流＊Ｉｑが共にゼロであるか否かを判定しても良いし、あるいは、Ｕ相交流電圧指令値＊ＶｕおよびＶ相交流電圧指令値＊ＶｖおよびＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗの何れもがゼロであるか否かを判定しても良いし、あるいは、ｄ軸電圧指令値＊Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値＊Ｖｑが共にゼロであるか否かを判定しても良い。
【０１０１】
さらに、上述した本実施形態において、誘起電圧定数演算部５３は誘起電圧検出処理において、インバータ１３の一次側電源電圧に対応する第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２を、予めメモリ２９に記憶した所定の各マップデータから検索するとしたが、例えば下記数式（１６）に示すように、所定の定数Ａ，Ｂ（Ａ＞Ｂ）と、インバータ１３の一次側電源電圧つまり電源１４の電源電圧Ｖｄｃとに基づいて、第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２を算出しても良いし、あるいは、例えば下記数式（１７）に示すように、所定の定数Ａ，Ｃと、インバータ１３の一次側電源電圧つまり電源１４の電源電圧Ｖｄｃとに基づいて、定数Ｃをヒステリシスの幅とする第１および第２回転数Ｎ１，Ｎ２を算出しても良い。
【０１０２】
【数１６】
【数１７】
さらに、上述した本実施形態において、インバータ１３のスイッチング動作の停止時に相電圧検出器４６で検出される誘起電圧のゼロクロス点の時間間隔からモータ１１の回転数Ｎを算出するようにして、回転センサ４１を省略しても良い。
また、相電圧検出器４６は、モータ１１から中性点の接続線が無い場合には、Ｕ−Ｖ相間やＶ−Ｗ相間やＷ−Ｕ相間の線間電圧を検出すれば良く、これらの線間電圧を用いても同様の作用効果が得られる。
【０１０５】
さらに、上述した本実施形態において、誘起電圧定数演算部５３は誘起電圧検出処理のステップＳ３５において、インバータ１３のスイッチング動作の停止時にモータ１１の誘起電圧波形を相電圧検出器４６により直接に測定するとしたが、図１９に示す本実施形態の変形例に係る定数検出装置５５のように、インバータ１３とモータ１１との間にモータ１１へ供給される各相電圧を平滑化する３相整流センサ５６を設けて、インバータ１３のスイッチング動作の停止時に、３相整流センサ５６にて検出される平均電圧Ｖａにより各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの算出を行っても良い。
【０１０６】
すなわち、３相整流センサ５６は、例えば、６個のダイオードをブリッジ接続してなる３相ブリッジ整流回路５６ａと、この３相ブリッジ整流回路５６ａにて得られる全波整流電圧を平滑化して検出する整流電圧検出部５６ｂとを備えて構成されている。
３相ブリッジ整流回路５６ａは、モータ１１の固定子巻線に入力される各相電流を全波整流する。これにより、例えば図２０に示すように、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは３相ブリッジ整流回路５６ａにおいて全波整流電圧Ｖｒに変換される。さらに、この全波整流電圧Ｖｒは整流電圧検出部５６ｂにおいて抵抗とコンデンサを接続したＣＲフィルタにより平滑化されて、平均電圧Ｖａとして検出される。
【０１０７】
この場合は、例えば各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対する一回のサンプリングであっても平均電圧Ｖａを算出することができるため、平均電圧Ｖａの読み取りを行うサンプリング周期を相対的に長く設定することができる。これにより、モータ１１の誘起電圧波形を相電圧検出器４６により直接に測定する場合のように、例えば相対的に高速なサンプリングで検出した誘起電圧の瞬時読込値から一次成分を抽出して実効値に変換したり、平均値に変換するという煩雑な処理を省略することができ、モータ制御装置１０の演算負荷を低減することができる。
【０１０８】
なお、上述した本実施形態においては、ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部５４にてｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出するタイミングを、ｑ軸目標電流＊Ｉｑに基づいて判定したが、例えば図２１に示すように、ｑ軸相電流Ｉｑ（＝Ｉ・ｓｉｎα）に基づいて判定しても良い。ここで、図２１はｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部５４におけるｑ軸インダクタンスＬｑを算出する処理について示すフローチャートであり、図２２は、ｑ軸インダクタンスＬｑの算出を指示するＬｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸相電流Ｉｑ（＝Ｉ・ｓｉｎα）の値に応じて示すグラフ図である。
【０１０９】
この場合には、先ず、図２１に示すステップＳ５１において、ｑ軸相電流Ｉｑが、所定のｑ軸相電流定数Ｉｑ１よりも大きいか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、一連の処理を終了する。一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ５２に進む。
ステップＳ５２においては、上記数式（１２）により、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出して、一連の処理を終了する。
【０１１０】
なお、上述した本実施形態においては、ステップＳ２７にてｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを演算する処理を第３サンプリング周期Ｔ３にて実行するとしたが、例えば図２３に示す検出部２６における各種の検出信号（各センサ値）の検出タイミングと、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算タイミングとを示すグラフ図のように、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算に必要とされる各種のデータはモータ１１の駆動時に検出してリアルタイムに更新し、これらのデータに基づく各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算は、モータ１１の運転停止時に実行しても良い。
この場合は、モータ１１のフィードバック制御に要する処理負荷が無い運転停止時にのみ各インダクタンスＬｄ，Ｌｑを演算して、次回の運転停止時まで制御パラメータとして利用する。そして、再び、モータ１１の運転停止時に各インダクタンスＬｄ，Ｌｑを演算して更新する。これにより、モータ制御装置１０の演算負荷を低減することができる。
【０１１１】
なお、上述した本実施形態においては、ステップＳ２２にて、インバータ１３のスイッチング動作の停止時に相電圧検出器４６により直接に検出したモータ１１の誘起電圧波形から誘起電圧の実効値Ｅを算出して、上記数式（８）に示すように、回転数Ｎで除算することで誘起電圧定数Ｋｅを算出するとしたが、例えば、メモリ２９からマップ検索により得た温度補正後の誘起電圧定数Ｋｅに基づいて誘起電圧の実効値Ｅを算出しても良い。
すなわち、誘起電圧定数Ｋｅは、図２４に示すように回転子温度センサ４４にて検出したモータ駆動時における回転子温度Ｔｍａｇの増大に伴って減少傾向に変化しており、メモリ２９には、回転子温度Ｔｍａｇに応じて変化する誘起電圧定数Ｋｅのデータマップが記憶されており、ステップＳ２２において演算部２８は、回転駆動中に検出された回転子温度Ｔｍａｇに対応する誘起電圧定数Ｋｅを検索して読み込み、回転数Ｎを乗算することで温度補正後の誘起電圧の実効値Ｅを算出する。
【０１１２】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、各相電流を検出する相電流検出手段の検出精度を過剰に増大させること無しに、トルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタンスを精度良く算出することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。しかも、トルク軸インダクタンスおよび界磁軸インダクタンスの算出結果に所望の計算精度が期待できない場合には演算処理を実行しないことから、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【０１１３】
また、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、相電圧検出手段により誘起電圧の電圧波形を直接に検出する場合には、例えばブラシレスＤＣモータへの給電ラインを遮断する遮断回路等を設ける必要なしに、ブラシレスＤＣモータに対する通電の停止が可能な適宜のタイミングのみで誘起電圧の検出を行うことができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
また、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、整流手段および整流電圧検出手段において、ブラシレスＤＣモータの相電圧を全波整流電圧に変換し、平滑化した後に誘起電圧の電圧値として検出するため、例えば相電圧検出手段によって誘起電圧の電圧波形を検出し、この電圧波形から一次成分を抽出して実効値を演算するという煩雑な演算処理を省略することができ、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【０１１４】
さらに、請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば相対的に緩慢な変動や小さな変動を行う制御パラメータや、必要とされる演算処理に積分処理が含まれる制御パラメータ等に対しては、検出の周期を長く設定することで、制御装置の演算負荷を低減することができる。
さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、相対的に演算負荷が大きな界磁軸インダクタンスおよびトルク軸インダクタンスの算出処理を、ブラシレスＤＣモータの停止時、つまりブラシレスＤＣモータに対するフィードバック制御の演算処理が不必要となる演算負荷の軽いときに実行することで、制御装置の演算負荷が増大することを抑制することができる。
【０１１５】
また、請求項６に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転駆動中のブラシレスＤＣモータにおいて、固定子巻線の巻線温度の上昇に伴って増大する相抵抗値を適切に算出する際に、固定子巻線の巻線温度を検出する巻線温度検出器等を省略することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
【０１１６】
また、請求項７に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転駆動中のブラシレスＤＣモータにおいて、固定子巻線の巻線温度の上昇に伴って増大する相抵抗値を適切に算出する際に、固定子巻線の巻線温度を検出する巻線温度検出器等を省略することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができる。
さらに、請求項８に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、例えば回転子の磁極位置を検出する位置センサ、および、位置センサの位相遅れ特性を補正するための補正処理を省略することができ、ブラシレスＤＣモータの制御装置を構築する際に要する費用を削減することができると共に、制御装置の演算負荷を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。
【図２】図１に示すフィードバック制御部と演算部の具体的構成を示す構成図である。
【図３】図１に示す定数検出装置の具体的構成を示す構成図である。
【図４】図１に示すブラシレスＤＣモータの制御装置の動作、特に、定数検出装置の概略動作について示すフローチャートである。
【図５】図１に示す定数検出装置の具体的な演算動作について示すフローチャートである。
【図６】モータの雰囲気温度Ｔａｔに応じて変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図である。
【図７】回転数Ｎの変化に伴って変化する機械損失Ｐｌｏｓｓ＿ｍｅｃｈａを示すグラフ図である。
【図８】誘起電圧定数演算部における具体的な誘起電圧検出処理について示すフローチャートである。
【図９】インバータのスイッチング動作のＯＮ／ＯＦＦを指示するＯＮ／ＯＦＦフラグの回転数Ｎに応じた変化を示すグラフ図である。
【図１０】並列回路パラメータによる鉄損電流の分離方法のモデルを示す図である。
【図１１】図１０の並列回路パラメータによる電圧ベクトル図を示す図である。
【図１２】ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部におけるｄ軸およびｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑの算出処理、特に、ｑ軸（界磁軸）インダクタンスＬｑを算出する処理について示すフローチャートである。
【図１３】ｑ軸インダクタンスＬｑの算出を指示するＬｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸目標電流＊Ｉｑの値に応じて示すグラフ図である。
【図１４】検出部における各検出動作の実行タイミングおよび検出部にて得られる各検出値に基づく演算処理の実行タイミングを示すグラフ図である。
【図１５】冷却水温度Ｔｃに応じて変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図である。
【図１６】モータの全損失Ｐｌｏｓｓ＿ａｌｌに応じて変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図である。
【図１７】回転数Ｎに応じて変化する鉄損失および界磁弱め電流による銅損失を示すグラフ図である。
【図１８】回転数Ｎに応じて変化する推定巻線温度Ｔを示すグラフ図である。
【図１９】本実施形態の変形例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の定数検出装置の構成図である。
【図２０】図１９に示す３相整流センサに入力される各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、全波整流電圧Ｖｒと、検出される平均電圧Ｖａとを示すグラフ図である。
【図２１】ｄ軸・ｑ軸インダクタンス推定演算部におけるｑ軸インダクタンスＬｑを算出する処理について示すフローチャートである。
【図２２】ｑ軸インダクタンスＬｑの算出を指示するＬｑ計算許可フラグのフラグ値の変化をｑ軸相電流Ｉｑ（＝Ｉ・ｓｉｎα）の値に応じて示すグラフ図である。
【図２３】検出部における各種の検出信号（各センサ値）の検出タイミングと、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑの演算タイミングとを示すグラフ図である。
【図２４】回転子温度Ｔｍａｇの変化に伴って変化する誘起電圧定数Ｋｅを示すグラフ図である。
【符号の説明】
１０ ブラシレスＤＣモータの制御装置
１３ インバータ
１５，５５ 定数検出装置
２１ トルク指令演算部
２２ 目標電流演算部
２３ フィードバック制御部
２８ 演算部
２９ メモリ
３０ 表示部
４１ 回転センサ
４２ トルクセンサ
４３ 雰囲気温度センサ
４４ 回転子温度センサ
４５ 巻線温度センサ
４６ 相電圧検出器
４７ 相電流検出器
５３ 誘起電圧定数演算部
５５ 磁極位置演算部
５６ａ ３相ブリッジ整流回路
５６ｂ 整流電圧検出部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a brushless DC motor including a rotor having a permanent magnet and a stator that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a vehicle equipped with a brushless DC motor using a permanent magnet as a field magnet is known as a power source for running a vehicle, such as an electric vehicle or a hybrid vehicle.
As a control device for such a brushless DC motor, for example, the phase current supplied to each phase of the brushless DC motor is measured, and the orthogonal coordinates that rotate the measured value of the phase current in synchronization with the rotor, for example, the rotor The dq coordinate is converted into a d-axis current and a q-axis current on the dq coordinate where the direction of the magnetic flux is d-axis (torque axis) and the direction orthogonal to the d-axis is q-axis (field axis). There is known a control device that performs feedback control so that the deviation between the current command value and the measured value becomes zero.
[0003]
That is, from each deviation between the current command value and the measured value on the dq coordinate, that is, the d-axis current deviation and the q-axis current deviation, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command on the dq coordinate by, for example, PI operation or the like. The value is calculated, and then each voltage with respect to the phase voltage supplied to each phase of the brushless DC motor, for example, the three phases of the U-phase, V-phase, and W-phase from these d-axis voltage command value and q-axis voltage command value The command value is calculated. Each of these voltage command values is input as a switching command to an inverter made of a switching element such as an IGBT, and AC power for driving the brushless DC motor is output from the inverter according to these switching commands.
[0004]
In such a control device, for example, when calculating the d-axis current command value and the q-axis current command value based on the torque command corresponding to the accelerator operation amount of the driver of the vehicle, the d-axis inductance and the q-axis inductance are calculated. A method of calculating as a parameter is known.
For example, a circuit equation obtained from an equivalent circuit of a brushless DC motor in a steady state as in the method of measuring an equivalent circuit constant disclosed in “T. IEE Japan, Vol. 113-D, No. 11, 1993, pp1330” Based on the above, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are calculated by the following formula (1).
R is the resistance value of each phase of the brushless DC motor, ω is the electrical angular velocity of the brushless DC motor, ψ is the field main magnetic flux of the brushless DC motor, id and iq are the d-axis and q-axis currents Vd and vq are the d-axis and q-axis voltages, respectively.
[0005]
[Expression 1]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the brushless DC motor control device according to an example of the prior art, as shown in the above formula (1), the d-axis inductance Ld is calculated by division by the d-axis current id, and the q-axis inductance Lq is calculated by the q-axis. Calculated by division by current iq. Here, since the d-axis current id and the q-axis current iq are calculated from the detected values of the phase currents supplied to the respective phases of the brushless DC motor, for example, the values of the d-axis current id and the q-axis current iq are relative to each other. If the value is too small, the values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq may fluctuate greatly due to the detection error of the phase current. In particular, the q-axis current, which is the field axis current, is set to a relatively small value when improving the operation efficiency of the brushless DC motor, so that there is a large error in the calculation result of the q-axis inductance Lq. There is a problem that arises.
[0007]
Further, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are accurately calculated, and the accurate d-axis current command value and the q-axis current command value corresponding to the torque command are calculated using these inductances Ld and Lq. In order to improve the initial response accuracy of the control device and the responsiveness during feedback control, for example, the winding resistance value varies depending on the magnetic pole position of the rotor of the brushless DC motor and the temperature change during the rotational driving of the brushless DC motor. It is necessary to accurately detect each data such as the winding temperature of the stator winding and the induced voltage that varies with the temperature change of the permanent magnet of the rotor.
However, for each detection device that detects data such as the magnetic pole position of the rotor and the winding temperature of the stator winding, various detection errors may occur depending on the operating state of the brushless DC motor. For example, since a position sensor that detects the magnetic pole position of the rotor has a phase delay characteristic, the value of the position sensor signal indicating a predetermined reference position deviates from the true reference position as the rotational speed increases. May show.
For this reason, a correction process for correcting these detection errors may be required, the calculation process becomes complicated and the scale of the control apparatus increases, and the cost required for constructing the control apparatus increases. Problems arise.
[0008]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and can improve the initial response accuracy and quick response at the time of control, simplify the arithmetic processing, and reduce the cost required for configuring the apparatus. An object of the present invention is to provide a control device for a DC motor.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems and achieve the object, the brushless DC motor control device according to the first aspect of the present invention generates a rotor having a permanent magnet and a rotating magnetic field for rotating the rotor. An energization switching means (for example, an embodiment to be described later) which comprises a plurality of switching elements and sequentially commutates energization of the stator winding with a brushless DC motor having a stator having a multi-phase stator winding. And a phase voltage detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase voltage of the brushless DC motor (for example, a phase in an embodiment described later). A voltage detector 46), phase current detection means for detecting the phase angle and effective value of the phase current (for example, a phase
[0010]
According to the brushless DC motor control apparatus having the above-described configuration, when calculating the torque axis inductance calculated by dividing the torque axis current and the field axis inductance calculated by dividing the field axis current, the field axis current is calculated. The torque axis inductance and the field axis inductance are calculated when the command value or the torque axis current command value exceeds the predetermined value, and the torque axis when the field axis current command value or the torque axis current command value is less than the predetermined value. Only the inductance is calculated.
Thus, even if the field axis current and the torque axis current calculated based on the detected values of the phase current supplied to each phase of the brushless DC motor include an appropriate detection error, the torque axis inductance And it can suppress that the error with respect to the calculation result of field axis inductance increases. Therefore, it is possible to calculate the torque axis inductance and the field axis inductance with high accuracy without excessively increasing the detection accuracy of the phase current detection means for detecting each phase current, and to construct a control device for the brushless DC motor. This can reduce the cost required.
In addition, when a desired calculation accuracy cannot be expected in the calculation results of the torque axis inductance and the field axis inductance, the calculation process is not executed, so that the calculation load of the control device can be reduced.
[0011]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a brushless DC motor control device comprising: a rotor having a permanent magnet; and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor. A brushless DC motor comprising a plurality of switching elements and rotatingly driven by energization switching means (for example, an
[0012]
According to the brushless DC motor control apparatus having the above-described configuration, when the energization to the brushless DC motor may be stopped according to the operating state of the brushless DC motor, for example, a torque command required for the brushless DC motor When the value is zero, or when the field axis current command value and torque axis current command value are zero, or when each phase voltage command value is zero, or the field axis voltage command value and torque axis voltage command value are zero In such a case, the switching operation of the energization switching unit is stopped by the energization stop control unit, and the power supply to the brushless DC motor is temporarily stopped.
As a result, when the voltage waveform of the induced voltage is directly detected by the phase voltage detection means, for example, it is possible to appropriately stop the energization without the need to provide a cutoff circuit or the like that cuts off the power supply line to the brushless DC motor. The induced voltage can be detected only with the timing, and the cost required for constructing the control device for the brushless DC motor can be reduced.
[0013]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a brushless DC motor control device comprising: a rotor having a permanent magnet; and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field that rotates the rotor. A brushless DC motor comprising a plurality of switching elements and rotatingly driven by energization switching means (for example, an
[0014]
According to the control device of the brushless DC motor having the above-described configuration, the energization stop control unit stops the switching operation of the energization switching unit according to the operation state of the brushless DC motor, and temporarily stops the power supply to the brushless DC motor. To do. Then, the phase voltage of the brushless DC motor is full-wave rectified and converted into a full-wave rectified voltage in the rectifying means. Next, the rectified voltage detection means detects the voltage value of the induced voltage after smoothing the full-wave rectified voltage, for example.
Thereby, for example, the complicated voltage processing of detecting the voltage waveform of the induced voltage by the phase voltage detecting means, extracting the primary component from the voltage waveform, and calculating the effective value can be omitted, and Since the relatively high-speed sampling process required in the calculation of the effective value can also be omitted, the calculation load on the control device can be reduced.
[0015]
Furthermore, the brushless DC motor control device according to the fourth aspect of the present invention includes output torque detection means (for example, a
[0016]
According to the brushless DC motor control device having the above-described configuration, for example, control parameters that perform relatively slow fluctuations or small fluctuations, or control parameters that include integration processing in the required arithmetic processing are detected. The calculation load of the control device can be reduced by setting a longer period.
[0017]
Furthermore, in the brushless DC motor control device according to the fifth aspect of the present invention, the inductance calculating means stores calculation data during the rotational driving of the brushless DC motor, and the rotation of the brushless DC motor is stopped. The field axis inductance and the torque axis inductance are calculated.
[0018]
According to the brushless DC motor control apparatus having the above-described configuration, the calculation process of the field axis inductance and the torque axis inductance with relatively large calculation loads is performed when the brushless DC motor is stopped, that is, the feedback control calculation process for the brushless DC motor. When the calculation load is unnecessary, it is possible to suppress an increase in the calculation load of the control device.
[0019]
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a brushless DC motor control apparatus according to the present invention, comprising: a rotor having a permanent magnet; and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor. A brushless DC motor comprising a plurality of switching elements and rotatingly driven by energization switching means (for example, an
[0020]
According to the brushless DC motor control apparatus having the above-described configuration, for example, in a brushless DC motor that is being rotationally driven, when the phase resistance value that increases as the winding temperature of the stator winding increases is appropriately calculated, A winding temperature detector or the like that directly detects the winding temperature of the child winding can be omitted. That is, for example, the ambient temperature of the brushless DC motor detected by an ambient temperature sensor provided in the housing of the brushless DC motor or the cooling water temperature detected by a cooling water temperature sensor provided in the cooling system of the brushless DC motor, for example. Or, for example, predetermined data indicating the relationship between the rotation speed of a brushless DC motor having a predetermined correlation with iron loss and copper loss and the winding temperature is stored in a memory or the like in advance, and the detected atmosphere This data is searched according to the temperature, the coolant temperature, and the rotational speed to obtain an estimated value of the winding temperature. Thereby, the cost required for constructing the control device for the brushless DC motor can be reduced.
[0021]
According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a brushless DC motor control device according to the present invention, comprising: a rotor having a permanent magnet; and a stator having a multi-phase stator winding for generating a rotating magnetic field for rotating the rotor. A brushless DC motor comprising a plurality of switching elements and driven to rotate by energization switching means (for example, an
[0022]
According to the brushless DC motor control apparatus having the above-described configuration, for example, in a brushless DC motor that is being rotationally driven, when the phase resistance value that increases as the winding temperature of the stator winding increases is appropriately calculated, A winding temperature detector or the like for detecting the winding temperature of the child winding can be omitted. That is, for example, predetermined data indicating the relationship between the total motor loss that can be calculated based on the rotation speed detected by the rotation sensor and the output torque detected by the torque sensor and the winding temperature is stored in a memory or the like in advance. In addition, according to the calculated total motor loss, this data is searched to obtain the winding temperature value. Thereby, the cost required for constructing the control device for the brushless DC motor can be reduced.
[0023]
Furthermore, in the brushless DC motor control device according to the eighth aspect of the present invention, the position detecting means calculates the magnetic pole position of the rotor from the amount of change in inductance when a high frequency voltage is applied to the brushless DC motor. It is characterized by doing.
[0024]
According to the brushless DC motor control apparatus having the above configuration, the magnetic pole position of the rotor is detected by so-called position sensorless control. Therefore, the position sensor provided in the brushless DC motor can be omitted. Phase lag characteristics, that is, correction processing for correcting a detection error caused by a position sensor signal indicating a predetermined reference position deviating from a true reference position as the rotational speed increases. Can be omitted. Thereby, the cost required for constructing the control device for the brushless DC motor can be reduced, and the calculation load of the control device can be reduced.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of a brushless DC motor control device of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of a
A brushless DC motor control device 10 (hereinafter referred to as “
As shown in FIG. 1, the
[0026]
The
The
[0027]
Therefore, the
The torque
[0028]
The target
The dq coordinates forming the rotation orthogonal coordinates are, for example, the direction of the magnetic flux of the rotor as the d axis (torque axis) and the direction orthogonal to the d axis as the q axis (field axis). (Omitted) and the electric angular velocity ωre. As a result, the d-axis target current * Id and the q-axis target current * Iq, which are DC signals, are given as current commands for the AC signal supplied from the
[0029]
Here, the target
The d-axis
The q-axis
[0030]
[Expression 2]
[Equation 3]
The
For this reason, the
[0033]
The
Then, as will be described later, predetermined calculation processing is performed based on various detection signals output from the
[0034]
Hereinafter, the
The d-axis current Id and the q-axis current Iq detected and output by the
The
In this case, since the d-axis target current * Id and the q-axis target current * Iq and the d-axis current Id and the q-axis current Iq are DC signals, for example, a phase delay or an amplitude error is detected as a DC component. The
[0035]
The deviations ΔId and ΔIq output from the
Then, the
[0036]
The d-axis voltage command value * Vd output from the
The dq / three-phase AC coordinate
[0037]
Then, the U-phase AC voltage command value * Vu, the V-phase AC voltage command value * Vv and the W-phase AC voltage command value * Vw output from the dq / three-phase AC coordinate
[0038]
Hereinafter, the
As shown in FIG. 3, for example, the
[0039]
The
The
The
The
[0040]
The
The phase
[0041]
The high-frequency
That is, the high-frequency
[0042]
As shown in FIG. 2, the
The AC / dq coordinate
[0043]
As will be described later, the d-axis / q-axis
As will be described later, the induced voltage
The d-axis / q-axis inductance
[0044]
The magnetic pole
For example, the high-frequency
[0045]
Here, the
Further, the
[0046]
The
4 is a flowchart showing a schematic operation of the
[0047]
First, in step S01 shown in FIG. 4, each detection signal (measurement value) is acquired from the
Next, in step S02, as will be described later, the winding temperature Ts of the stator winding of the
Next, in step S03, for example, the iron loss Ploss_iron is calculated based on the total loss Ploss_all of the
[0048]
Next, in step S04, as will be described later, an actually measured iron loss equivalent resistance ri_real is calculated.
Next, in step S05, an effective phase current after iron loss separation (hereinafter referred to as “real phase current”) is calculated.
Next, in step S06, based on the actual phase current after iron loss separation, the phase resistance value derived using the measured value, the induced voltage, and the actual current phase difference, the d-axis inductance Ld at a predetermined timing described later. And q-axis inductance Lq.
Next, in step S07, a voltage vector diagram is drawn based on the inductances Ld and Lq.
[0049]
Hereinafter, a specific calculation operation in the
First, in step S11 shown in FIG. 5, the winding resistance Ro and the wiring resistance r at a predetermined normal temperature (for example, temperature # T = 20 ° C.) are stored in advance in the
Next, in step S12, as shown in the following formula (4), the stator winding of the
Here, the estimated winding temperature T with respect to the stator winding of the
[0050]
[Expression 4]
Next, in step S13, the primary component of the phase voltage is calculated from the phase voltage detected by the phase voltage detector 46 (for example, U-phase voltage Vun) by, for example, a fast Fourier transformer FFT (not shown). Further, an effective value voltage for the primary component, that is, a phase voltage primary component effective value voltage V is calculated.
Next, in step S14, the phase of the induced voltage is determined based on the phase currents detected by the phase
[0052]
Next, in step S15, the magnetic pole position θre of the rotor corresponding to the phase angle of the induced voltage calculated by the magnetic pole
This voltage phase difference γ is used for calculation of a field axis inductance (q-axis inductance Lq) and a torque axis inductance (d-axis inductance Ld) described later.
[0053]
Next, in step S16, the phase of the primary component of the phase current obtained by, for example, the fast Fourier transformer FFT from the phase current Im (for example, the U-phase current Iu) detected by the phase
The phase difference α1 still contains an iron loss component, and is used for calculation of a field axis inductance (q-axis inductance Lq) and a torque axis inductance (d-axis inductance Ld) described later.
[0054]
Next, in step S <b> 17, the
Next, in step S18, as shown in the following formula (5), based on the rotation speed N of the
[0055]
[Equation 5]
Next, in step S19, as shown in the following mathematical formula (6), an effective value including the phase resistance value R calculated in step S12 and all frequency components of the phase current detected by the phase
[0057]
[Formula 6]
Next, in step S20, as shown in the following formula (7), the output power Pout of the
[0059]
[Expression 7]
Next, in step S <b> 21, a mechanical loss Ploss_mecha that changes according to the rotational speed N of the
Next, in step S22, the effective value E of the induced voltage is calculated from the induced voltage waveform of the
[0061]
[Equation 8]
Next, in step S23, the RMS current of the primary component of the phase current obtained by, for example, the fast Fourier transformer FFT from the phase current Im (for example, the U-phase current Iu) detected by the phase
Next, in step S24, as shown in the following formula (9), the copper loss Ploss_r calculated in step S19 from the total loss Ploss_all of the
[0063]
[Equation 9]
Next, in step S25, as shown in the following formula (10), the phase voltage (for example, U phase voltage Vun) detected by the
When deriving the following formula (10), for example, as shown in FIG. 10 described later, the iron loss current separation method based on the parallel circuit parameters is applied to the three-phase winding, and the iron loss equivalent resistance is calculated. A value three times ri is calculated.
[0065]
[Expression 10]
Next, in step S26, as shown in the following formula (11), the phase current primary component effective value current Ie calculated in step S23, the primary component of the phase current calculated in step S16, and the magnetic pole position calculation unit The current phase difference α1 from the phase of the induced voltage calculated in 55, the phase voltage primary component effective value voltage V calculated in step S13, and the voltage between the primary component of the phase voltage calculated in step S15 and the induced voltage. A field axis current value Iq and a torque axis current value Id after iron loss separation are calculated based on the phase difference γ and the measured iron loss equivalent resistance ri_real calculated in step S25, and the calculated current values Id, The actual current phase difference α after iron loss separation is calculated from Iq, and the phase current primary component I after iron loss separation is calculated based on the calculated actual current phase difference α.
[0067]
[Expression 11]
Next, in step S27, as shown in the following formula (12), the number of pole pairs P, the angular velocity ω, the voltage phase difference γ of the
[0069]
[Expression 12]
Hereinafter, a specific induced voltage detection process in the induced voltage
FIG. 8 is a flowchart showing specific induced voltage detection processing in the induced voltage
First, in step S31 shown in FIG. 8, it is determined whether or not the torque command value * T is zero.
If this determination is “YES”, the flow proceeds to step S32. On the other hand, when the determination result is “NO”, the series of processing ends.
In step S32, it is determined whether an energization gate signal for controlling the switching operation of the
If this determination is “YES”, the flow proceeds to step S33. On the other hand, if this determination is “NO”, the flow proceeds to step
[0071]
In step S33, it is determined whether or not the rotational speed N of the
If this determination is “YES”, the flow proceeds to step S34. On the other hand, if this determination is “NO”, the flow proceeds to step
In step S34, as the gate OFF process, the output of the energization gate signal for controlling the switching operation of the
[0072]
In step S35, the induced voltage waveform of the
In step S36, an effective value E of the induced voltage is calculated from the detected induced voltage waveform. Then, as shown in the mathematical formula (8), the effective value E of the induced voltage is divided by the rotation speed N to calculate the induced voltage constant Ke, and the series of processes is completed.
[0073]
On the other hand, in step S37, it is determined whether or not the rotational speed N of the
If this determination is “YES”, the flow proceeds to step S35. On the other hand, if this determination is “NO”, the flow proceeds to step S38.
In step S38, as the gate ON process, the energization gate signal for controlling the switching operation of the
[0074]
Here, as shown in FIG. 9, the first and second rotational speeds N <b> 1 and N <b> 2 are, for example, rectified voltages obtained by rectifying the induced voltage of the
The first and second rotational speeds N1 and N2 are set to be variable according to the primary power supply voltage of the
[0075]
That is, for example, even when the torque command value * T is set to zero, only when the rectified voltage value at the
As a result, the rectified voltage value of the induced voltage of the
[0076]
Hereinafter, a method of calculating the actually measured iron loss equivalent resistance ri_real in step S25 described above will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a diagram showing a model of the iron loss current separation method based on the parallel circuit parameters.
As shown in FIG. 10 and the following formula (13), the d-axis phase current Ied and the q-axis phase current Ieq of the phase current Ie including the iron loss are the d-axis phase current Id of the phase current I not including the iron loss and It is represented as the sum of the q-axis phase current Iq, the d-axis phase current Id ′ and the q-axis phase current Iq ′ of the iron loss current I ′.
[0077]
[Formula 13]
Here, as shown in the following formula (14), the iron loss Piron_loss is represented by the iron loss equivalent resistance ri and the voltage Voverall at both ends of the iron loss equivalent resistance ri.
[0079]
[Expression 14]
As shown in the following formula (15), the d-axis phase current Id and the q-axis phase current Iq that do not include the iron loss phase current are the above formula (13) and formula (14), the d-axis phase voltage Vd, and the q-axis. The d-axis phase current Id and the q-axis phase current Iq in the above formula (11) are calculated by the iron loss separation calculation method based on the following formula (15).
[0081]
[Expression 15]
FIG. 11 shows a voltage vector diagram according to the parallel circuit parameters of FIG.
In drawing the vector diagram, an F point (I · cos α,. I · sin α).
Next, the effective value E of the induced voltage calculated by the induced voltage
Next, by using the phase resistance value R in consideration of the fluctuation of the copper loss, the voltage drop of the d-axis component due to the phase resistance value R is expressed by the point B on the d axis (Ke · N + I · cos α · R, 0).
[0083]
Next, the point E (V · cos (α + β), V · sin (α + β)) is obtained from the phase voltage primary component effective value voltage V, the actual current phase difference α, and the voltage phase difference γ.
Next, a point D (Ke · N + I · cos α · R, V · sin (α + β)) indicating a voltage drop of the field axis (q axis) from the point B is obtained. However, β = γ−α.
Next, C points (Ke · N + I · cos α · R, V · sin (α + β) −I · sin α · R) indicating the voltage drop of the field axis (q axis) inductance Lq from the B point are obtained.
[0084]
As described above, a voltage vector diagram can be drawn by obtaining vector coordinates in the order of F point, A point, B point, E point, D point, and C point.
In addition, when a phase current including an iron loss component is used, a phase current shift including an error occurs as indicated by point F ′ (Ie · cos1α, Ie · sin1α). It is difficult to draw.
[0085]
In this embodiment, the phase resistance value R in consideration of the fluctuation of the copper loss, the induced voltage constant Ke calculated from the induced voltage waveform directly detected by the
Further, the actual current phase difference α obtained by removing the iron loss component from the highly accurate phase currents Id and Iq can be calculated as shown in the above formula (11), and the d axis ( (Torque axis) Inductance Ld and q axis (Field axis) Inductance Lq can also be calculated with high accuracy, so that a voltage vector diagram can be easily drawn with high accuracy.
[0086]
Therefore, it is possible to display a voltage vector diagram from which the iron loss component is removed on the
[0087]
Hereinafter, the calculation processing of the d-axis and q-axis inductances Ld and Lq in step S27 described above, particularly the timing for calculating the q-axis (field axis) inductance Lq will be described with reference to FIGS.
FIG. 12 is a flowchart showing a calculation process of the d-axis and q-axis inductances Ld and Lq in the d-axis / q-axis inductance
[0088]
First, in step S41 shown in FIG. 12, it is determined whether or not the q-axis target current * Iq is larger than a predetermined q-axis target current constant * Iq1.
When the determination result is “NO”, the series of processes is terminated. On the other hand, if this determination is “YES”, the flow proceeds to step S42.
In step S42, the q-axis (field axis) inductance Lq is calculated by the above equation (12), and the series of processes is terminated.
[0089]
Here, the predetermined q-axis target current constant * Iq1 is calculated by dividing the q-axis phase current Iq (Iq = I · sin α) calculated by feedback control according to the q-axis target current constant * Iq1. The q-axis inductance Lq is set to a value having a desired calculation accuracy.
For example, the q-axis inductance Lq is set at the time of so-called field weakening control or the like by increasing the q-axis target current * Iq in accordance with the counter electromotive voltage of the
[0090]
Hereinafter, the execution timing of the detection operation in the
[0091]
In the feedback control of the
For example, the
[0092]
Furthermore, for example, the
[0093]
Further, for example, the
[0094]
As described above, according to the brushless DC
Further, when detecting the rotor magnetic pole position θre corresponding to the phase angle of the induced voltage, based on the change of each phase current detected according to the high frequency voltage Vh superimposed on the driving voltage of the
[0095]
Furthermore, when the voltage waveform of the induced voltage is directly detected by the phase voltage detection means, the energization of the brushless DC motor may be stopped. When the torque command value * T is zero, the
[0096]
Further, the q-axis inductance Lq calculated by dividing the q-axis phase current Iq (Iq = I · sin α) is calculated only when the q-axis target current * Iq is larger than the predetermined q-axis target current constant * Iq1. By doing so, even if the q-axis phase current Iq calculated based on the detected values of the phase currents Iu, Iv, Iw includes an appropriate detection error, the calculation result of the q-axis inductance Lq An increase in error can be suppressed. Therefore, the q-axis inductance Lq can be accurately calculated without excessively increasing the detection accuracy of the phase
In addition, the detection cycle is relative to control parameters that perform relatively slow or small fluctuations, such as temperature data, and control parameters that include integration processing in the required calculation processing. By setting the length longer, the calculation load of the control device can be further reduced.
[0097]
In the present embodiment described above, in step S12, the estimated winding temperature T corresponding to the atmospheric temperature Tat detected during the rotational drive is retrieved from the
Here, the estimated winding temperature T with respect to the stator winding of the
[0098]
Further, for example, the estimated winding temperature T corresponding to the total loss Ploss_all of the
Here, the estimated winding temperature T with respect to the stator winding of the
In this case, the
[0099]
Further, for example, the estimated winding temperature T corresponding to the rotation speed N of the
In this case, for example, as shown in FIG. 17, the q-axis target current * Iq is increased in accordance with the counter electromotive voltage of the
[0100]
In the present embodiment described above, the induced voltage
[0101]
Further, in the above-described embodiment, the induced voltage
[0102]
[Expression 16]
[Expression 17]
Furthermore, in this embodiment described above, the rotation speed N of the
The
[0105]
Further, in the above-described embodiment, the induced voltage
[0106]
That is, the three-
The three-phase
[0107]
In this case, for example, since the average voltage Va can be calculated even with one sampling for each phase voltage Vu, Vv, Vw, the sampling period for reading the average voltage Va is set to be relatively long. Can do. Thus, as in the case where the induced voltage waveform of the
[0108]
In the above-described embodiment, the timing for calculating the q-axis (field axis) inductance Lq by the d-axis / q-axis inductance
[0109]
In this case, first, in step S51 shown in FIG. 21, it is determined whether or not the q-axis phase current Iq is larger than a predetermined q-axis phase current constant Iq1.
When the determination result is “NO”, the series of processes is terminated. On the other hand, if this determination is “YES”, the flow proceeds to step S52.
In step S52, the q-axis inductance Lq is calculated by the above formula (12), and the series of processes is terminated.
[0110]
In the above-described embodiment, the process of calculating the d-axis and q-axis inductances Ld and Lq is performed in the third sampling period T3 in step S27. However, for example, various processes in the
In this case, the inductances Ld and Lq are calculated only when the operation is stopped without the processing load required for the feedback control of the
[0111]
In the present embodiment described above, in step S22, the effective value E of the induced voltage is calculated from the induced voltage waveform of the
That is, as shown in FIG. 24, the induced voltage constant Ke changes in a decreasing trend with an increase in the rotor temperature Tmag at the time of driving the motor detected by the
[0112]
【The invention's effect】
As described above, according to the brushless DC motor control device of the first aspect of the present invention, the torque shaft inductance can be achieved without excessively increasing the detection accuracy of the phase current detection means for detecting each phase current. In addition, the field axis inductance can be calculated with high accuracy, and the cost required for constructing the brushless DC motor control device can be reduced. In addition, when a desired calculation accuracy cannot be expected in the calculation results of the torque axis inductance and the field axis inductance, the calculation process is not executed, so that the calculation load of the control device can be reduced.
[0113]
According to the brushless DC motor control apparatus of the second aspect of the present invention, when the voltage waveform of the induced voltage is directly detected by the phase voltage detecting means, for example, the power supply line to the brushless DC motor is cut off. Inductive voltage can be detected only at an appropriate timing at which energization of the brushless DC motor can be stopped without the need to provide an interrupting circuit, etc., thereby reducing the cost required for constructing a control device for the brushless DC motor. can do.
According to the brushless DC motor control apparatus of the present invention as set forth in claim 3, the rectifying means and the rectified voltage detecting means are induced after the phase voltage of the brushless DC motor is converted into a full-wave rectified voltage and smoothed. In order to detect the voltage value of the voltage, for example, it is possible to omit the complicated calculation process of detecting the voltage waveform of the induced voltage by the phase voltage detection means, extracting the primary component from this voltage waveform, and calculating the effective value. The calculation load of the control device can be reduced.
[0114]
Furthermore, according to the control apparatus for a brushless DC motor of the present invention as set forth in claim 4, for example, control parameters for performing relatively slow fluctuations and small fluctuations, and control in which integration processing is included in required arithmetic processing. For parameters and the like, the calculation load of the control device can be reduced by setting a longer detection cycle.
Furthermore, according to the brushless DC motor control device of the present invention described in claim 5, the calculation processing of the field axis inductance and the torque axis inductance with relatively large calculation load is performed when the brushless DC motor is stopped, that is, the brushless DC motor. By executing it when the calculation load of the feedback control for the DC motor becomes unnecessary, it is possible to suppress an increase in the calculation load of the control device.
[0115]
According to the control device for a brushless DC motor of the present invention described in claim 6, for example, in a brushless DC motor being driven to rotate, the phase resistance value that increases as the winding temperature of the stator winding increases is increased. When calculating appropriately, a winding temperature detector for detecting the winding temperature of the stator winding can be omitted, and the cost required for constructing a control device for a brushless DC motor can be reduced. .
[0116]
According to the control device for a brushless DC motor of the present invention described in claim 7, for example, in a brushless DC motor being driven to rotate, the phase resistance value that increases as the winding temperature of the stator winding increases is increased. When calculating appropriately, a winding temperature detector for detecting the winding temperature of the stator winding can be omitted, and the cost required for constructing a control device for a brushless DC motor can be reduced. .
Further, according to the control apparatus for a brushless DC motor of the present invention described in
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a brushless DC motor control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific configuration of a feedback control unit and a calculation unit shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a configuration diagram showing a specific configuration of the constant detection device shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a flowchart showing an operation of the control device for the brushless DC motor shown in FIG. 1, in particular, a schematic operation of a constant detection device.
FIG. 5 is a flowchart showing a specific calculation operation of the constant detection device shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a graph showing an estimated winding temperature T that varies according to the ambient temperature Tat of the motor.
FIG. 7 is a graph showing a mechanical loss Ploss_mecha that changes with a change in the rotational speed N;
FIG. 8 is a flowchart showing specific induced voltage detection processing in an induced voltage constant calculation unit.
FIG. 9 is a graph showing the change of an ON / OFF flag instructing ON / OFF of the switching operation of the inverter according to the rotation speed N;
FIG. 10 is a diagram showing a model of a method for separating iron loss currents based on parallel circuit parameters.
11 is a diagram showing a voltage vector diagram according to the parallel circuit parameters of FIG.
FIG. 12 is a flowchart showing processing for calculating d-axis and q-axis inductances Ld and Lq, particularly processing for calculating q-axis (field axis) inductance Lq in the d-axis / q-axis inductance estimation calculation unit;
FIG. 13 is a graph showing a change in the flag value of an Lq calculation permission flag instructing calculation of the q-axis inductance Lq according to the value of the q-axis target current * Iq.
FIG. 14 is a graph showing the execution timing of each detection operation in the detection unit and the execution timing of the arithmetic processing based on each detection value obtained in the detection unit.
FIG. 15 is a graph showing an estimated winding temperature T that changes according to a cooling water temperature Tc.
FIG. 16 is a graph showing an estimated winding temperature T that changes according to the total loss Ploss_all of the motor.
FIG. 17 is a graph showing the iron loss that varies with the rotational speed N and the copper loss due to the field weakening current.
FIG. 18 is a graph showing an estimated winding temperature T that varies according to the rotation speed N;
FIG. 19 is a configuration diagram of a constant detection device of a control device for a brushless DC motor according to a modification of the present embodiment.
20 is a graph showing each phase voltage Vu, Vv, Vw, full-wave rectified voltage Vr, and detected average voltage Va input to the three-phase rectification sensor shown in FIG. 19;
FIG. 21 is a flowchart showing processing for calculating a q-axis inductance Lq in a d-axis / q-axis inductance estimation calculation unit;
FIG. 22 is a graph showing a change in the flag value of an Lq calculation permission flag instructing the calculation of the q-axis inductance Lq according to the value of the q-axis phase current Iq (= I · sin α).
FIG. 23 is a graph showing detection timings of various detection signals (each sensor value) and calculation timings of inductances Ld and Lq in the detection unit.
FIG. 24 is a graph showing an induced voltage constant Ke that changes with a change in rotor temperature Tmag.
[Explanation of symbols]
10 Brushless DC motor controller
13 Inverter
15,55 Constant detector
21 Torque command calculator
22 Target current calculator
23 Feedback control unit
28 Calculation unit
29 memory
30 Display section
41 Rotation sensor
42 Torque sensor
43 Ambient temperature sensor
44 Rotor temperature sensor
45 Winding temperature sensor
46 phase voltage detector
47 phase current detector
53 Induced voltage constant calculator
55 Magnetic pole position calculator
56a Three-phase bridge rectifier circuit
56b Rectified voltage detector
Claims (8)
前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回転数を検出する回転数検出手段と、
前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手段と、検出された前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数導出手段と、
前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段と、
回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段と、
前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段と、
前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、
前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段とを備え、
前記インダクタンス算出手段は、前記界磁軸電流指令値あるいは前記トルク軸電流指令値が所定値以下のときに前記トルク軸インダクタンスのみを算出し、
前記界磁軸電流指令値あるいは前記トルク軸電流指令値が前記所定値を超えたときに、前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスとを算出することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。A brushless DC motor comprising a rotor having a permanent magnet and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor is formed of a plurality of switching elements and the stator winding. A brushless DC motor control device that is rotationally driven by an energization switching means that sequentially commutates energization to
The phase voltage detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase voltage of the brushless DC motor, the phase current detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase current, and the phase angle of the induced voltage from the magnetic pole position of the rotor. Position detecting means for detecting and rotation speed detecting means for detecting the rotation speed;
Temperature detecting means for detecting the temperature of the brushless DC motor, phase resistance value calculating means for calculating a phase resistance value based on the detected temperature, and induced voltage constant deriving means for deriving an induced voltage constant;
A phase difference calculating means for calculating a voltage phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase voltage, and a current phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase current;
Iron loss calculating means for calculating iron loss of the brushless DC motor during rotational driving;
Real phase current calculating means for calculating a real phase current by subtracting an iron loss component from the phase current based on the iron loss;
Inductance calculating means for calculating a field axis inductance and a torque axis inductance based on the phase resistance value, the rotation speed, the induced voltage constant, the voltage phase difference, the current phase difference, and the actual phase current;
Torque command input means for inputting a torque command value;
Current command value calculating means for calculating a field axis current command value and a torque axis current command value based on the induced voltage constant, the field axis inductance, the torque axis inductance, and the torque command value;
Pulse width modulation signal output means for outputting a pulse width modulation signal to the energization switching means based on the field axis current command value and the torque axis current command value;
The inductance calculating means calculates only the torque axis inductance when the field axis current command value or the torque axis current command value is a predetermined value or less,
The brushless DC motor control device, wherein the field axis inductance and the torque axis inductance are calculated when the field axis current command value or the torque axis current command value exceeds the predetermined value.
前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回転数を検出する回転数検出手段と、
前記ブラシレスＤＣモータの温度に基づいて相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段と、
前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段と、
回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段と、
前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段と、
前記通電切換手段のスイッチング動作を停止して前記ブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する通電停止制御手段と、
前記スイッチング動作の停止中に前記相電圧検出手段により前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前記誘起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、
前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段と
を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。A brushless DC motor comprising a rotor having a permanent magnet and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor is formed of a plurality of switching elements and the stator winding. A brushless DC motor control device that is rotationally driven by an energization switching means that sequentially commutates energization to
The phase voltage detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase voltage of the brushless DC motor, the phase current detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase current, and the phase angle of the induced voltage from the magnetic pole position of the rotor. Position detecting means for detecting and rotation speed detecting means for detecting the rotation speed;
Phase resistance value calculating means for calculating a phase resistance value based on the temperature of the brushless DC motor;
A phase difference calculating means for calculating a voltage phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase voltage, and a current phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase current;
Iron loss calculating means for calculating iron loss of the brushless DC motor during rotational driving;
Real phase current calculating means for calculating a real phase current by subtracting an iron loss component from the phase current based on the iron loss;
Energization stop control means for temporarily stopping the power supply to the brushless DC motor by stopping the switching operation of the energization switching means;
While the switching operation is stopped, the phase voltage detection means detects the voltage value of the induced voltage, and the phase resistance value, the voltage value of the induced voltage, the voltage phase difference, the current phase difference, and the actual phase current are detected. Inductance calculating means for calculating a field axis inductance and a torque axis inductance based on;
Torque command input means for inputting a torque command value;
Current command value calculating means for calculating a field axis current command value and a torque axis current command value based on the voltage value of the induced voltage, the field axis inductance, the torque axis inductance, and the torque command value;
Control of a brushless DC motor comprising pulse width modulation signal output means for outputting a pulse width modulation signal to the energization switching means based on the field axis current command value and the torque axis current command value apparatus.
前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回転数を検出する回転数検出手段と、
前記ブラシレスＤＣモータの温度に基づいて相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段と、
前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段と、
回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段と、
前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段と、
前記通電切換手段のスイッチング動作を停止して前記ブラシレスＤＣモータへの電力供給を一時的に停止する通電停止制御手段と、
前記通電切換手段と前記ブラシレスＤＣモータとの間に接続して前記複数相の固定子巻線への入力電流を全波整流する整流手段と、
前記整流手段による全波整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、
前記スイッチング動作の停止中に前記整流電圧検出手段により前記誘起電圧の電圧値を検出し、前記相抵抗値と前記誘起電圧の電圧値と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、
前記誘起電圧の電圧値と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段と
を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。A brushless DC motor comprising a rotor having a permanent magnet and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor is formed of a plurality of switching elements and the stator winding. A brushless DC motor control device that is rotationally driven by an energization switching means that sequentially commutates energization to
The phase voltage detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase voltage of the brushless DC motor, the phase current detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase current, and the phase angle of the induced voltage from the magnetic pole position of the rotor. Position detecting means for detecting and rotation speed detecting means for detecting the rotation speed;
Phase resistance value calculating means for calculating a phase resistance value based on the temperature of the brushless DC motor;
A phase difference calculating means for calculating a voltage phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase voltage, and a current phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase current;
Iron loss calculating means for calculating iron loss of the brushless DC motor during rotational driving;
Real phase current calculating means for calculating a real phase current by subtracting an iron loss component from the phase current based on the iron loss;
Energization stop control means for temporarily stopping the power supply to the brushless DC motor by stopping the switching operation of the energization switching means;
Rectifying means connected between the energization switching means and the brushless DC motor for full-wave rectification of input current to the stator windings of the plurality of phases;
Rectified voltage detecting means for detecting a full-wave rectified voltage by the rectifying means;
While the switching operation is stopped, the voltage value of the induced voltage is detected by the rectified voltage detecting means, and the phase resistance value, the voltage value of the induced voltage, the voltage phase difference, the current phase difference, and the actual phase current are detected. Inductance calculating means for calculating a field axis inductance and a torque axis inductance based on;
Torque command input means for inputting a torque command value;
Current command value calculating means for calculating a field axis current command value and a torque axis current command value based on the voltage value of the induced voltage, the field axis inductance, the torque axis inductance, and the torque command value;
Control of a brushless DC motor comprising pulse width modulation signal output means for outputting a pulse width modulation signal to the energization switching means based on the field axis current command value and the torque axis current command value apparatus.
前記相電流検出手段の検出周期を第１の周期Ｔ１とし、前記出力トルク検出手段の検出周期を第２の周期Ｔ２とし、前記温度の検出周期を第３の周期Ｔ３としたとき、前記第１および第２および第３の周期を、Ｔ１≦Ｔ２≦Ｔ３の関係に設定して検出制御することを特徴とする請求項１または請求項２の何れかに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。An output torque detecting means for detecting the output torque;
When the detection period of the phase current detection means is a first period T1, the detection period of the output torque detection means is a second period T2, and the temperature detection period is a third period T3, the first 3. The brushless DC motor control device according to claim 1, wherein detection control is performed by setting the second and third cycles to a relationship of T1 ≦ T2 ≦ T3. 4.
前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回転数を検出する回転数検出手段と、
前記ブラシレスＤＣモータの温度を、前記回転数あるいは前記ブラシレスＤＣモータの冷却水温度あるいは前記ブラシレスＤＣモータの周辺温度に基づき予め記憶された所定のデータから算出する温度推定手段と、
前記温度推定手段で推定した前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数導出手段と、
前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段と、
回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段と、
前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段と、
前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、
前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段と
を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。A brushless DC motor comprising a rotor having a permanent magnet and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor is formed of a plurality of switching elements and the stator winding. A brushless DC motor control device that is rotationally driven by an energization switching means that sequentially commutates energization to
The phase voltage detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase voltage of the brushless DC motor, the phase current detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase current, and the phase angle of the induced voltage from the magnetic pole position of the rotor. Position detecting means for detecting and rotation speed detecting means for detecting the rotation speed;
Temperature estimation means for calculating the temperature of the brushless DC motor from predetermined data stored in advance based on the rotational speed, the cooling water temperature of the brushless DC motor, or the ambient temperature of the brushless DC motor;
A phase resistance value calculating means for calculating a phase resistance value based on the temperature estimated by the temperature estimating means, and an induced voltage constant deriving means for deriving an induced voltage constant;
A phase difference calculating means for calculating a voltage phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase voltage, and a current phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase current;
Iron loss calculating means for calculating iron loss of the brushless DC motor during rotational driving;
Real phase current calculating means for calculating a real phase current by subtracting an iron loss component from the phase current based on the iron loss;
Inductance calculating means for calculating a field axis inductance and a torque axis inductance based on the phase resistance value, the rotation speed, the induced voltage constant, the voltage phase difference, the current phase difference, and the actual phase current;
Torque command input means for inputting a torque command value;
Current command value calculating means for calculating a field axis current command value and a torque axis current command value based on the induced voltage constant, the field axis inductance, the torque axis inductance, and the torque command value;
Control of a brushless DC motor comprising pulse width modulation signal output means for outputting a pulse width modulation signal to the energization switching means based on the field axis current command value and the torque axis current command value apparatus.
前記ブラシレスＤＣモータの相電圧の位相角と実効値を検出する相電圧検出手段および相電流の位相角と実効値を検出する相電流検出手段および前記回転子の磁極位置から誘起電圧の位相角を検出する位置検出手段および回転数を検出する回転数検出手段および出力トルクを検出する出力トルク検出手段と、
前記ブラシレスＤＣモータの温度を検出する温度検出手段と、検出された前記温度に基づいて、相抵抗値を算出する相抵抗値算出手段および誘起電圧定数を導出する誘起電圧定数導出手段と、
前記誘起電圧と相電圧の位相の差からなる電圧位相差と、前記誘起電圧と相電流の位相の差からなる電流位相差を算出する位相差算出手段と、
回転駆動中の前記ブラシレスＤＣモータの鉄損失を算出する鉄損失算出手段と、
前記鉄損失に基づいて前記相電流から鉄損成分を減算して実相電流を算出する実相電流算出手段と、
前記相抵抗値と前記回転数と前記誘起電圧定数と前記電圧位相差と前記電流位相差と前記実相電流とに基づいて界磁軸インダクタンス及びトルク軸インダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
トルク指令値を入力するトルク指令入力手段と、
前記誘起電圧定数と前記界磁軸インダクタンスと前記トルク軸インダクタンスと前記トルク指令値とに基づいて、界磁軸電流指令値およびトルク軸電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
前記界磁軸電流指令値と前記トルク軸電流指令値とに基づいて前記通電切換手段にパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力手段とを備え、
前記鉄損失算出手段は、前記出力トルクおよび前記回転数に基づいて、前記ブラシレスＤＣモータのモータ出力電力およびモータ入力電力を算出するモータ電力算出手段と、前記相抵抗値および前記相電流に基づいて銅損失を算出する銅損失算出手段と、前記モータ入力電力から前記モータ出力電力を減算してモータ全損失を算出するモータ全損失算出手段と、前記ブラシレスＤＣモータの機械損失を算出する機械損失算出手段と、前記モータ全損失から前記銅損失および前記機械損失を減算して前記鉄損失を算出する減算手段と、前記相電圧の全周波数成分を含む実効値および前記鉄損失に基づいて実測鉄損等価抵抗値を算出する等価抵抗値算出手段とからなり、
前記温度検出手段は、前記ブラシレスＤＣモータの温度を、前記モータ全損失に対する推定温度が予め記憶された所定の推定温度データから算出することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。A brushless DC motor comprising a rotor having a permanent magnet and a stator having a multi-phase stator winding that generates a rotating magnetic field for rotating the rotor is formed of a plurality of switching elements and the stator winding. A brushless DC motor control device that is rotationally driven by an energization switching means that sequentially commutates energization to
The phase voltage detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase voltage of the brushless DC motor, the phase current detecting means for detecting the phase angle and effective value of the phase current, and the phase angle of the induced voltage from the magnetic pole position of the rotor. Position detecting means for detecting, rotation speed detecting means for detecting the rotation speed, and output torque detecting means for detecting the output torque;
Temperature detecting means for detecting the temperature of the brushless DC motor, phase resistance value calculating means for calculating a phase resistance value based on the detected temperature, and induced voltage constant deriving means for deriving an induced voltage constant;
A phase difference calculating means for calculating a voltage phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase voltage, and a current phase difference consisting of a phase difference between the induced voltage and a phase current;
Iron loss calculating means for calculating iron loss of the brushless DC motor during rotational driving;
Real phase current calculating means for calculating a real phase current by subtracting an iron loss component from the phase current based on the iron loss;
Inductance calculating means for calculating a field axis inductance and a torque axis inductance based on the phase resistance value, the rotation speed, the induced voltage constant, the voltage phase difference, the current phase difference, and the actual phase current;
Torque command input means for inputting a torque command value;
Current command value calculating means for calculating a field axis current command value and a torque axis current command value based on the induced voltage constant, the field axis inductance, the torque axis inductance, and the torque command value;
Pulse width modulation signal output means for outputting a pulse width modulation signal to the energization switching means based on the field axis current command value and the torque axis current command value;
The iron loss calculating means is based on the phase resistance value and the phase current, motor power calculating means for calculating the motor output power and motor input power of the brushless DC motor based on the output torque and the rotation speed. Copper loss calculating means for calculating copper loss; motor total loss calculating means for calculating motor total loss by subtracting the motor output power from the motor input power; and mechanical loss calculation for calculating mechanical loss of the brushless DC motor. Means, subtracting means for calculating the iron loss by subtracting the copper loss and the mechanical loss from the motor total loss, an effective value including all frequency components of the phase voltage and the measured iron loss based on the iron loss An equivalent resistance value calculating means for calculating an equivalent resistance value,
The brushless DC motor control device, wherein the temperature detection means calculates the temperature of the brushless DC motor from predetermined estimated temperature data in which an estimated temperature for the total motor loss is stored in advance.
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