JPH0773167B2 - フィードフォワード回路 - Google Patents
フィードフォワード回路Info
- Publication number
- JPH0773167B2 JPH0773167B2 JP1284649A JP28464989A JPH0773167B2 JP H0773167 B2 JPH0773167 B2 JP H0773167B2 JP 1284649 A JP1284649 A JP 1284649A JP 28464989 A JP28464989 A JP 28464989A JP H0773167 B2 JPH0773167 B2 JP H0773167B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- amplitude
- circuit
- output
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
- H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction
- H03F1/3235—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction using a pilot signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3212—Using a control circuit to adjust amplitude and phase of a signal in a signal path
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
幅器のひずみを減らすフィードフォワード構成を採用し
た自動制御システムに関する。
圧レベルで、非線形特性を示すような装置を用いてい
る。複数の信号が線形増幅器に印加されると、その非線
形特性は増幅信号の好ましくない乗法的な相互作用を生
じさせ、増幅器出力は相互変調積を含むことになる。こ
の相互変調積は増幅器の周波数の動作範囲に亘り干渉と
漏話を引き起す。この干渉は既存の伝送基準を越えるこ
とがある。
器が生成するひずみを相殺するために、増幅されるべき
信号の予ひずみであるひずみ成分の負フィードバックに
より、あるいは、増幅器出力信号のひずみを相殺するた
めに、増幅器出力のひずみ成分を分離し、このひずみ成
分をフィードフォワードすることによりなされる。これ
らの技術の中で、フィードフォワードの方法は最も進ん
でいるが、最も難しい。というのは、振幅と位相の分離
されたひずみ成分を変更して、連続的に増幅器のゲイン
と位相シフトにマッチさせることが必要だからである。
ド増幅器のシステムが開示され、ここでは、メインアン
プからの増幅信号が時間遅延非増幅信号と比較され、こ
のメインアンプにより生成されたノイズとひずみ成分を
分離する。この分離されたノイズとひずみ成分は、副ア
ンプで次に増幅され、メインアンプで増幅された信号と
合成され、メインアンプのひずみにより生成されるエラ
ーを相殺する。このシステムでは、非増幅信号の遅延と
振幅を調整して、メインアンプからのノイズとひずみ成
分を完全に分離して、充分なエラー相殺ができるよう、
副アンプの位相とゲインを制御する必要がある。この調
整を自動的に行うのが難しい。
の相互変調積の自動減少の構成について開示している。
プリセット周波数でのひずみ模擬パイロット信号が、フ
ィードフォワードひずみ修正を使用する増幅器の入力点
に注入される。アンプ(増幅器)出力のパイロット信号
の振幅は、フィードフォワードひずみのゲインと位相を
調整する制御器のステップサイズを減す制御に使用され
る。かくして、アンプにより導入されるパイロット信号
とひずみは除去される。この注入されたパイロット信号
は高度の自動制御を可能にする。パイロット信号(本
来、情報担持信号を伝送するのに使用されるアンプバン
ドの一部を占有する)を有する問題点は残る。その結
果、周波数利用効率は減少する。本発明は、周波数利用
効率問題を自動的にひずみを減すためにアンプ周波数幅
既存信号または非占有部分を使用して解決する。
波を有する入力信号を受信するフィードフォワード回路
に関する。この入力信号は第1回路パス(ひずみ成分を
有する出力信号を生成するパワーアンプを含み)と、第
2回路パス(入力信号をひずみ無しで送信する遅延手段
を含む)とに入力される。第1回路パスの出力信号は、
第2回路パスの出力信号と合成され、第1回路パス出力
信号のひずみ成分を表す信号を形成する。このひずみ成
分を表す信号は、第1回路パス出力信号から減算され、
第1回路パス出力信号のひずみ成分を除去する。第1回
路パスと第2回路パスの出力信号の合成の制御は、合成
手段からの検知された搬送波信号の振幅を減じるため
に、所定の周波数範囲の既存の搬送波信号を検知し、第
1回路パスと第2回路パスの1つの振幅と位相を修正す
ることによりなされる。
スペクトルは、既存の周波数が存在する周波数を検知す
るために走査される。検知された搬送波の振幅は、メイ
ンアンプパス信号の振幅と位相の調整を制御するため
に、使用される。それで、メインアンプパスのゲインが
安定化される。
ルは、信号が存在しない周波数を検知するために走査さ
れ、検知された周波数でのパイロット信号は、第1、第
2の回路パスに結合される。第1、第2の回路パスの合
成された出力のパイロット信号成分は、振幅と位相調整
の制御に使用される。
フィードフォワード増幅器(アンプ)を示す。第1図に
おいて、所定周波数に亘る複数の信号を含む合成入力信
号を方向性カプラ101で2個の部分s1、s2に分割する。
信号s1の振幅と位相は、振幅位相調整器105で修正さ
れ、パワーアンプ110で増幅され、方向性カプラ113、遅
延回路119、方向性カプラ127、130を介して、出力132に
導かれる。ひずみと相互変調積成分はパワーアンプ110
で加算され、出力132に現れる信号からひずみが除去さ
れる。
路115の一方の入力点に印加される。方向性カプラ113は
パワーアンプ110からの信号を分離し、パワーアンプ出
力の一部を取消回路115の他方の入力点に入力する。方
向性カプラ113からの信号はひずみと相互変調積成分を
有するが、遅延回路103からの信号は無傷(clean)すな
わち、ひずみがない。この遅延回路103からのクリーン
な信号は、取消回路115のひずんで増幅された出力信号
から減算される。パワーアンプ入力の振幅と位相が旨く
調整されるなら、方向性カプラ113からの増幅された信
号は遅延回路103からのクリーンな信号によりキャンセ
ルされる。その結果、ひずみと相互変調成分Dのみが取
消回路出力に出る。
7、振幅位相調整器122、修正アンプ124を通過して方向
性カプラ127に入力し、そこで、方向性カプラ113、遅延
回路119を介して入力されたパワーアンプの出力から減
算される。遅延回路119の遅延時間は、信号分離器117、
振幅位相調整器122、補助アンプ124を含むパスを介する
信号遅延を補償するようセットされる。従って、方向性
カプラ127からの出力信号は、パワーアンプからのひず
みの全部または大部分が除去されている。
され、振幅位相調整器は制御される。第7図は第1図の
回路の周波数幅を示す。波形701、703、705として示さ
れる搬送波は−30db以上の振幅を有し、相互変調ひずみ
積信号707は−30db〜−60dbの振幅を有する。本発明に
よれば、制御器140は搬送波信号Sc(波形701)の位置を
確認するため、第1図の回路の所定周波数幅の一端(例
えば、fL)から出力132を走査する。一旦、搬送波信号
の位置が確認されると、取消回路115からの搬送波信号
の振幅は、狭帯域の受信器150を介して制御器に入り、
振幅位相調整器105の振幅と位相のパラメータは、取消
回路の出力の搬送波の信号成分を最小にするよう制御器
により反復修正される。この振幅と位相の調整は、取消
回路の出力は最大の搬送波信号減衰を有することを保証
する。パワーアンプ出力の相互変調積成分を最小にする
ことも必要である。本発明によれば、所定の周波数幅
が、波形707の相互変調積信号を検知するために、第7
図の端部fLから走査される。一旦、相互変調積信号が発
見されると、振幅位相調整器122のパラメータは方向性
カプラ130からのリード134に現れる相互変調積信号を最
小にするよう制御器により反復修正される。ひずみ減少
用のパイロット信号を挿入するため、サービスから所定
周波数幅の一部を除去する必要はない。
路は信号処理装置(インテルD87C51のような)を含み、
これは制御プログラムストア305、制御プロセッサ310、
搬送波相互変調信号ストア315、入力インタフェース30
3、出力インタフェース335、バス318を含む。A/D変換器
301は受信器150からの信号の振幅を表す信号を受信し、
アナログ信号をデジタル信号に変換する。制御プログラ
ムストア305の命令により動作する制御プロセッサ310は
これらのデジタル信号を入力インタフェース303,バス31
8を介して搬送波相互変調信号ストア315に送る。この制
御プロセッサ310はデジタル信号をD/A変換器320、325、
330、340、345にバス318、出力インターフェース335を
介して送る。D/A変換器320からのアナログ出力は、走査
動作をするよう、電圧制御オシレータ(VCO)142に供給
される。D/A変換器325、330の出力は、リード153、155
を介して振幅位相調整器105の振幅調整制御と位相調整
制御に送信され、振幅位相調整器の振幅位相特性を修正
する。D/A変換器340、345の出力は、リード157、159を
介して振幅位相調整器122に送信され、振幅位相特性を
修正する。インタフェース335はRFスイッチ137の制御リ
ードに接続され、制御動作間のその位置を決定する。
22は最適位置に手動で調整する。制御器140は変化する
条件下で、最適動作を維持するよう調整される。振幅位
相調整器は、パワーアンプ110を含む回路パスの振幅位
相特性を修正するので、アンプ出力信号は遅延回路103
からの無ひずみ入力信号によりキャンセルされる。制御
器140はまずRFスイッチにより方向性カプラ130に接続さ
れ、VCO142、混合器145、受信器150を介して、そこから
の信号の周波数スペクトルの走査を方向付けし、搬送波
を検知する。そして、取消回路115の出力点で、信号分
離器117に接続され、振幅位相調整器105の振幅位相パラ
メータは調整されて、リード165の搬送波の振幅を最小
にする。搬送波成分を最小にした後、すなわち、調整回
路のプリセットがなされると、制御器は、相互変調信号
を検知するために、リード134上のfL端部から所定周波
数幅を走査し、リード134上の所定しきい値以下の相互
変調信号(リード134)を減少するために、振幅位相調
整器122の振幅位相パラメータの連続的な調整をする。
この制御器は振幅位相調整器105、122のパラメータ調整
を介して繰り返す。
トアされた命令により指示される。第4図は制御器140
の動作を示すフローチャートである。第3図および第4
図において、制御プロセッサ310はD/A変換器320、325、
330、340、345をプログラムスイッチ401によってリセッ
トする。搬送波調整制御信号と相互変調調整制御信号は
ステップ402、403で初期化される。RFスイッチ137はリ
ード134上の信号を受信するようセットされる(ステッ
プ404)。この時点で、VCO回路142はD/A変換器320によ
りアンプの所定周波数範囲内のfL端部にあるようセット
される。RFスイッチ137はリード134を混合器145の1つ
の入力に結合し、VCO142は混合器145の他の1つの入力
に結合される。ステップ405からステップ407までのルー
プで、所定の周波数バンドは、搬送波信号がリード134
で検知される(ステップ407)まで、走査される(ステ
ップ(405)。走査の間、受信器150で獲得された信号
は、A/D変換器301(第3図)に入力され、搬送波相互変
調信号ストア315の制御プロセッサによりストアされ
る。制御プロセッサが搬送波信号を検知すると、搬送波
信号の振幅と周波数は、ストアされ、VCO142の走査周波
数が維持される(ステップ410)。
ずみ信号を信号分離器117から混合器145に結合する位置
を変化させる(ステップ412)。この時点で、検知され
た搬送波に応答するリード165上の信号は、受信器150か
らA/D変換器301へ入力する。搬送波信号調整の回数をカ
ウントする信号Nは、その後、1にセットされ(ステッ
プ415)、ステップ417からステップ430への搬送波信号
調整に入る。検知搬送波調整を反復する間、振幅位相調
整器105のパラメータは修正されて、制御プロセッサが
検知する搬送波信号を最小化する。このループは、搬送
波信号が所定のしきい値以下になるか、調整回数のプリ
セットが達成できるまで、繰返される。
送波信号はA/D変換器301にRFスイッチ137、混合器145、
受信器150を入力して、入力される。搬送波振幅データ
は解析されて、調整は振幅位相調整器105の振幅と位相
パラメータに対してなされる(ステップ417)。搬送波
信号の振幅M(Sc)は、決定ステップ420で制御プロセ
ッサ310で所定のしきい値と比較される。この搬送波振
幅がしきい値TH未満ならば、このループは反復される。
各反復において、信号分離器117からの搬送波信号の振
幅はしきい値と比較される(ステップ420)。信号分離
器117の搬送波信号の振幅がしきい値(例えば、−30d
b)未満ならば、第1図の取消回路115の出力の搬送波成
分は許容可能と決定され、制御はステップ433に送ら
れ、相互変調信号リダクションを開始する。振幅がしき
い値TH以上のところでは、搬送波調整カウントは増分さ
れ(ステップ427)、所定数N*と比較される(ステッ
プ430)。N*を越えると、反復は中止され、相互変調
積信号リダクションは、ステップ433で開始する。デー
タ解析ステップの動作の詳細は第5図のフローチャート
に示されている。
の振幅パラメータと周波数パラメータが含まれる。決定
ステップはステップ415からステップ430に入り、振幅パ
ラメータまたは周波数パラメータが現在の反復に調整さ
れているか否かを決定する。これは、調整カウント信号
を10で割ることによりなされる。この結果が、偶数(整
数部分が)ならば、制御信号DR、CN、SSはステップ505
で振幅調整値DRA、CNA、SSAにセットされる。それ以外
の場合は、制御信号DR、CN、SSはステップ510の位相調
整で、振幅調整値DRP、CNP、SSPにセットされる。振幅
の調整は選択されていると仮定する。制御信号DRの変化
の方向は最初は最後の反復で得られた値(I(増加)ま
たはD(減少))にセットされる。条件制御信号は最後
の反復の調整値に応答して、B(改良)または、W(悪
化)のいずれかにセットされ、調整ステップサイズSSは
最後の反復に応じて、大幅、中間値、小値にセットされ
る。
ステップに入る。CN=BでDR=Iか、CN=WでDR=D
(これは最後の反復の間、増加中の改良、減少中の悪化
を意味する)であると、制御信号DRはIにセットされ、
D/A変換器325の制御電圧はステップサイズ信号SSのセッ
ティングに応じた量だけ増加する。(ステップ525)。
条件CN=BでDR=Iか、CN=WでDR=Dが満足されない
場合は、方向制御DRはDにセットされ、振幅制御コンバ
ータの制御電圧は最後の反復のステップサイズSSに応じ
た量だけ、減少される。最初の反復では、ステップサイ
ズはゼロにセットされる。
号振幅M(Sc)は第1図の受信器150から入力され(ス
テップ530)、先行反復の振幅M(Sc)*と比較される
(ステップ533)。M(Sc)≧M(Sc)*ならば、調整
状態は悪化しており、条件信号CNはWにセットされる
(ステップ538)。M(Sc)<M(Sc)*ならば、調整
状態は改良しており、条件信号CNはBにセットされる
(ステップ535)。M(Sc)*は次の反復の準備として
次に現在の振幅値M(Sc)にセットされる。
44、546で決定され、次の反復のステップサイズは調整
される。M(Sc)の振幅が検知搬送波のピークに比較し
て−10dbより大であれば、このステップサイズはステッ
プ550の大値(L)にセットされ、次の調整で大きな調
整ができる。−10dbと−20db間のM(Sc)の振幅では、
ステップサイズはステップ552の中間値(M)にセット
され、−20dbと−30db間のM(Sc)の振幅では、ステッ
プサイズはステップ554の小値(S)にセットされる。
M(Sc)の振幅が−30db以下ならば、ステップサイズは
ステップ548でゼロにセットされる。振幅調整で、N/10
が偶数であると、ステップ564に決定ステップ560を介し
て入り、更新されたパラメータDR、CN、SSは信号DRA、C
NA、SSAとしてストアされる。N/10が奇数(整数部分
が)であると、ステップ562で、制御パラメータDR、C
N、SSは信号DRP、CNP、SSPとしてストアされる。次にプ
ロセッサ制御は第4図のステップ420に伝達される。
関する説明と同一で、ただし、条件制御信号CNP、方向
制御信号DRP、ステップサイズ信号SSPはステップ510で
指示されたように獲得され、制御信号CN、DR、SSとして
使用される。最大調整カウント信号N*は大値(例え
ば、10)にセットされ、制御プロセッサは振幅位相調整
器105の振幅と位相パラメータの1つに10回調整し、つ
ぎに、振幅と位相パラメータの他の1つに10回調整する
か、または、搬送波信号M(Sc)の振幅がしきい値TH以
下になるまで調整される。
30を介して、開始されると、プロセッサ310はRFスイッ
チ137を再配置して、方向性カプラ130からのリード134
が混合器145の1つの入力に接続され、受信器150の出力
はリード134の出力信号に応答する(ステップ433)。次
に制御器は増幅器の周波数範囲を搬送波信号のスタート
周波数で使用されたのと同一端部から走査するよう設定
され、相互変調積信号(例えば、−30dbと−60dbとの間
の信号)を捜す。この相互変調積信号がステップ440で
検知されると、相互変調カウント信号Mは1にセットさ
れ(ステップ443)、ステップ445からステップ455まで
の相互変調調整ループに入る。あるいは、このプロセッ
サはステップ404から戻り、ステップ405、407の搬送波
走査プロセスを再スタートする。
は相互変調信号振幅IMを解析し、振幅位相調整器122の
振幅と位相をそれに応じて調整する(ステップ445)。
振幅位相調整器122への調整がなされると、相互変調信
号IMは決定ステップ448でテストされる。振幅IMが−30d
bと−60dbの間に存在しない場合、制御器の制御はステ
ップ404へパスし、搬送波信号サーチループに再び入
る。振幅IMが−30dbと−60dbの間に存在する場合、相互
変調リダクションループの別の反復が要求され、相互変
調カウント信号Mは増分される(ステップ452)。この
増分値は最大カウント信号M*と比較され(ステップ45
5)、ループはステップ445に再び入る。振幅IMが−30db
以上の場合、検知された信号は相互変調信号ではなく、
制御はステップ404に戻る。IMが−60db以下では、この
値は受入可能で、ステップ404に再び入る。この相互変
調リダクションループは決定ステップ448または455のい
ずれかから開始される。
示されている。この図において、この解析は振幅位相調
整器122の振幅と周波数パラメータの個別の調整を含
む。決定ステップ601は第4図のステップ443または455
から入り、振幅パラメータまたは周波数パラメータが現
在の反復に調整されているか否かを決定する。これは、
調整カウント信号Mを10で割ることによりなされる。
テップ605で振幅調整値DRIA、CNIA、SSIAにセットされ
る。それ以外の場合は、調整制御信号DR、CN、SSはステ
ップ610で、前相互変調値DRIP、CNIP、SSIPにセットさ
れる。振幅の調整は選択されていると仮定する。制御信
号DRの変化の方向はまず最後の反復で得られた値(I
(増加)またはD(減少))にセットされる。条件制御
信号は最後の反復の調整値に応答して、B(改良)また
は、W(悪化)のいずれかにセットされ、調整ステップ
サイズSSは最後の反復に応じて、大値、中間値、小値に
セットされる。
ステップに入る。CN=BでDR=Iか、CN=WでDR=D
(これは最後の反復の間、増加中の改良、減少中の悪化
を意味する)であると、制御信号DRはIにセットされ、
D/A変換器340の制御電圧はステップサイズ信号SSのセッ
ティングに応じた量だけ増加する(ステップ625)。条
件CN=BでDR=Iか、CN=WでDR=Dが満足されない場
合は、方向制御DRはDにセットされ、振幅制御コンバー
タの制御電圧は最後の反復のステップサイズSSに応じた
量だけ、減少される。最初の反復では、ステップサイズ
はゼロにセットされる。
号振幅IMは第1図の受信器150から入力され(ステップ6
30)、先行反復の振幅IM*と比較される(ステップ53
3)。IM≧IM*ならば、調整状態は悪化しており、条件
信号CNはWにセットされる(ステップ638)。IM<IM*
ならば、調整状態は改良して、おり、条件信号CNはBに
セットされる(ステップ635)。IM*は次の反復の準備
として次に現在の振幅値IMにセットされる。
6で決定され、次の反復のステップサイズは調整され
る。IMの振幅が検知搬送波のピークに比較して−40dbよ
り大であれば、このステップサイズはステップ650の大
値にセットされ、次の調整で大きな調整ができる。−40
dbと−50db間の振幅では、ステップサイズはステップ65
2の中間値にセットされ、−50dbと−60db間のステップ
サイズはステップ654で小ステップサイズを生成する。I
Mの振幅が−60db以下ならば、ステップサイズはステッ
プ648でゼロに設定される。振幅調整で、M/10が偶数で
あると、ステップ664は決定ステップ660を介して入り、
更新パラメータDR、CN、SSは信号DRIA、CNIA、SSIAとし
てストアされる。N/10が奇数であると、ステップ662
で、制御パラメータDR、CN、SSは信号DRIP、CNIP、SSIP
としてストアされる。次にプロセッサ制御は第4図のス
テップ420に伝達される。
関する説明と同一で、ただし、条件制御信号CNIP、方向
制御信号DRIP、ステップサイズ信号SSIPはステップ610
で指示されたように獲得され、制御信号CN、DR、SSとし
て使用される。最大調整カウント信号M*は大値(例え
ば、10)にセットされ、制御プロセッサは振幅位相調整
器105の振幅と位相パラメータの1つに10回調整し、つ
ぎに、振幅と位相パラメータの他の1つに10回調整する
か、または、ステップ448の条件が満足されるまで調整
される。
互変調カウントMは増分され(ステップ452)このカウ
ントは最大許容カウントM(Sc)*と比較される(ステ
ップ455)。M≦M*であると、ステップ404は再開さ
れ、搬送波信号サーチ動作を開始する。この反復が終了
するのは相互変調積信号が−30dbと−60dbの間にないか
(ステップ448)、ステップ455の反復タイムアウトがカ
ウント信号M>M*になる時である。相互変調リダクシ
ョンループ動作の結果、相互変調ひずみは、振幅位相調
整器122の振幅と周波数を相互変調ひずみの許容可能レ
ベルが得られるまで再調整することにより、減少でき
る。
示し、増幅器回路の所定周波数範囲を端部fLから走査
し、ノイズ以外の搬送波や他の信号が存在しない周波数
をつきとめる。ノイズのみが検知される周波数範囲の位
置を検知すると、検知された周波数を有するパイロツト
信号はパワーアンプの入力に印加される。このパイロッ
ト信号は第1図の搬送波信号と同様な動作をする。メイ
ンアンプと振幅と周波数調整器のパラメータは修正され
て、相互変調積信号を最小化するために、取消回路が調
整された後、パイロット信号とそれらのメインアンプと
振幅と周波数調整器のパラメータを最小化する。
プラ201、振幅位相調整器205、パワーアンプ210、方向
性カプラ213が含まれる。更に、方向性カプラ276は、方
向性カプラ201の前に挿入されて、パイロット信号が導
入される。この入力信号遅延パスは遅延素子(回路)20
3を含む。取消回路215は、パワーアンプパスからの信号
成分を、遅延パスからの遅延入力信号でキャンセルする
ので、ひずみ成分が信号分離器217の入力に出現する。
振幅位相調整器222は取消回路からのひずみ成分を修正
し、この修正されたひずみ成分を方向性カプラ227に補
助アンプ224を介して入力する。このアンプ出力は方向
性カプラ230を介して、リード232から得られる。第2図
において、パイロット信号はパワーアンプと遅延パスの
両方に入力され、取消回路の出力点におけるパイロット
信号の振幅は、取消回路の出力におけるパイロット信号
振幅を最小値にキープするために、振幅位相調整器の振
幅と位相パラメータを調整するよう用いられる。
し、制御プログラムストア305内の命令は修正されて、
端部fLから所定周波数バンドを走査し、信号はなく、そ
の周波数におけるパイロット信号を方向性カプラ276内
に挿入するような周波数を捜す。パイロット信号を生成
するために、VCO242は周波数シフト272を駆動し、検知
周波数で信号を生成する。つぎに挿入されたパイロット
信号は、第4図および第5図のフローチャートの搬送波
信号のように動作する。相互変調積信号リダクションに
関する第4図および第6図の動作は、変らない。かくし
て、ステップ405、407の搬送波信号の走査ではなく、第
8図の走査ステップが実行される。
ップ801で最初にリセットされ、パイロット調整と相互
変調調整制御信号ステップ802、803で初期化される。RF
スイッチ237はその後、リード234上の信号を混合器245
に結合し(ステップ804)、制御器240は所定周波数バン
ドの一端から走査して、信号の存在しない周波数を捜す
(ステップ805)。ステップ807で信号の存在しないこと
が検知されると、検知された信号は第3図の搬送波相互
変調信号ストア315にストアされる(ステップ810)。RF
スイッチ237は、信号分離器217を混合器245に結合する
ようにセットされ(ステップ812)、制御プロセッサ内
のパイロット調整カウント信号Nは、ゼロにリセットさ
れる(ステップ814)。パイロット信号はVCO242内で生
成され、周波数シフタ272内で、検知された周波数に変
換される。検知された周波数パイロット信号は、その
後、方向性カプラ276に入力される(ステップ815)。第
8図の残りの動作は、第4図に示された第1図の動作に
対応する。ただし、パイロット信号の振幅は、第8およ
び第5図のステップ817で解析され、パイロット信号は
切られる(第8図ステップ823)点が異なる。ステップ8
33〜855の相互変調リダクションは、第4図および第6
図の対応するステップと同一である。ここで、相互変調
信号はステップ835、840の走査動作で検知された最初の
信号である。このパイロット信号はアンプ周波数バンド
未使用部分に挿入され、この未使用のパイロット信号を
除いて周波数全部が伝送用に使用される。
相調整器122を制御するのに用いられる相互変調信号の
安定性に依存する。というのは、パワーアンプにより生
成される相互変調信号は、大きく変化するからである。
本発明の歪み除去は、歪みを減少させるために、検知さ
れた相互変調の代わりに良く定義されたパイロット信号
を使用することによりさらに改良される。この良く定義
されたパイロット信号を利用する装置が第9図の回路に
示されている。しかし、相互変調の走査は、信号の存在
しない周波数の走査で置換される。信号の不存在が検知
されると、パイロット信号はパワーアンプパスの周波数
に挿入される(好ましくは、パワーアンプ910の前
に)。このパイロット信号は遅延パス内に挿入されない
ので、取消回路915ではキャンセルされず、そこからの
ひずみ成分の一部として利用可能である。方向性カプラ
930からのリード934上のパイロット信号の振幅は、制御
器940に入力され、そこから、調整信号を振幅位相調整
器922に搬送する。このパイロット信号が許容レベルま
で縮小すれば、実用のため、出力から除去され、アンプ
の所定周波数の前範囲の使用と干渉しない。
プラ901、振幅位相調整器905、パワーアンプ910、方向
性カプラ913があり、第1図と同様な動作をする。更
に、方向性カプラ976は、方向性カプラ901、振幅位相調
整器905との間に挿入され、パイロット信号が、パワー
アンプパスに導入される。入力信号遅延パスには、遅延
素子903が含まれる。取消回路915は、パワーアンプパス
から信号成分を遅延パスからの遅延入力信号でキャンセ
ルし、ひずみ分離器の入力に現れる。振幅位相調整器92
2は取消回路からのひずみ成分を修正し、この修正ひず
み成分を補助アンプ924を介して、方向性カプラ927に入
力する。アンプ出力は方向性カプラ930を介してリード9
32で得られる。パイロット信号は、方向性カプラ976に
導入された時、取消回路915に、振幅位相調整器905の調
整により影響されないひずみ成分の一部として、現われ
る。
し、制御プログラムストア305内の命令は、搬送波検知
と調整で、第7図の端部fLから所定周波数バンドを走査
し、信号の存在しない周波数の位置をつきとめ、パイロ
ット信号をその周波数で方向性カプラ976に挿入する。
制御器940の動作は第10図および第11図のフローチャー
トに示されている。パイロット信号を生成するために、
VCO942は周波数シフタ972を駆動し、この周波数シフタ9
72は、従来技術で検知された周波数で、信号を生成す
る。この挿入されたパイロット信号は次に第4図および
第6図のフローチャートに記載された相互変調信号の代
わりに動作する。振幅位相調整器905のパラメータの修
正を介して、搬送波信号リダクションに関する第10図の
動作は、第4図および第5図のそれと同一である。しか
し、未使用周波数を走査し、振幅位相調整器905のパラ
メータを調整する点に関し第10図および第11図の動作
は、第4図および第6図の相互変調信号の走査とひずみ
信号の調整とは異なる。
0、340、345は、ステップ1001で最初にリセットされ、
搬送波調整信号DRA、CNA、SSA、DRP、CNP、SSPと、パイ
ロット調整制御信号DRPA、CNPA、SSPA、DRPA、CNPP、SS
PPはステップ1002、1003で初期化される。RFスイッチ93
7はつぎにセットされ、リード934上の信号を混合器942
に結合する(ステップ1004)。ステップ1005からステッ
プ1007までのループにおいて、所定の周波数バンドは、
搬送波信号がリード934で検知される(ステップ1007)
まで、走査される(ステップ1005)。走査の間、狭バン
ドの受信器950で得られた信号は、A/D変換器301(第3
図)に入力され、制御プロセッサにより、搬送波相互変
調信号ストア315にストアされる。制御プロセッサが搬
送波信号を検知すると、搬送波信号の振幅と周波数は、
制御器にストアされて、VCO942の走査周波数が維持され
る(ステップ1010)。
位置を変更し、信号分離器917からのキャンセルされな
い信号を混合器945へ送る(ステップ1012)。この時点
で、検知された搬送波に対応する信号は受信器950からA
/D変換器301へ入力される。搬送波信号調整の数をカウ
ントする信号Nは、次に、ゼロにセットされ(ステップ
1015)、ステップ1017からステップ1030への搬送波信号
調整ループへ入る。この反復検知搬送波信号調整の間、
振幅位相調整器のパラメータは修正されて、制御プロセ
ッサにより検知される搬送波信号を最小にする。このル
ープは、搬送波信号が所定のしきい値以下になるまで、
または、調整のプリセット数になるまで、繰返される。
号は、RFスイッチ937、混合器945、狭バンドの受信器95
0を介してA/D変換器301へ入力される。搬送波振幅デー
タは解析され、調整が振幅調整器905の振幅と位相のパ
ラメータに合わされる(ステップ1017)。搬送波信号M
(Sc)の振幅はプセッサ310による決定(ステップ102
0)で所定のしきい値と比較される。搬送波信号がしき
い値TH以下ならば、このループは繰返される。各繰返し
において、信号分離器917からの搬送波の振幅はしきい
値と比較される(ステップ1020)。信号分離器917の搬
送波信号の振幅がしきい値以下ならば、第9図の取消回
路915の出力成分の搬送波成分は許容可能と決定され、
制御はステップ1033に転送され、相互変調ひずみリダク
ションが開始される。この振幅がしきい値THより大であ
るならば、搬送波調整カウントは増分され(ステップ10
77)、所定数N*と比較され(ステップ1030)、N*以
上であるなら、繰返しは終了する。ステップ1017の詳細
は第1図に関する第5図に述べたのと同一である。
ド934を混合器945に結合するようセットされ(ステップ
1033)、パイロット信号動作がステップ1035、1040を含
むループ内でスタートする。ステップ1035において、ア
ンプの周波数バンドが一時、狭い部分で走査される。信
号の不存在が期待信号以下でリード934上の出力をモニ
タすることにより検知される(ステップ1040)と、ノイ
ズのみが存在する周波数がストアされる(ステップ104
1)。その後、パイロット信号は、検知された周波数で
発生され、方向性カプラに入力される(ステップ104
3)。制御器940のパイロット調整カウンタはゼロにセッ
トされ(ステップ1044)、ステップ1045からステップ10
55までのパイロット調整ループに入る。ステップ1045に
おいて、リード934上のパイロット信号の振幅が制御器9
40に、RFスイッチ937、混合器945、狭バンドの受信器95
0を介して、入力され、振幅位相調整器922の振幅と位相
は修正され、リード934上の信号を減ずる。各調整後、
パイロット信号の振幅は、−60dbレベルと比較される
(ステップ1048)。パイロット信号が−60db以下なら、
パイロット信号は切られ(ステップ1060)、制御器940
は、再度ステップ1004に入り、搬送波サーチ動作を再開
する。それ以外の場合は、パイロット信号カウントは、
増分され(ステップ1052)、カウントMは最小カウント
M*と比較され(ステップ1055)、M*カウントに達す
るか、パイロット信号の振幅が−60db以下になるまで、
パイロット調整ループに、ステップ1045に再度入る。
に示されている。第11図において、この解析には振幅位
相調整器922の個別の振幅パラメータと周波数パラメー
タが含まれる。決定ステップ1101は第10図のステップ10
43または1055に入り、振幅パラメータまたは周波数パラ
メータが現在の反復に調整されているか否かを決定す
る。これは、調整カウント信号を10で割ることによりな
される。この結果が、偶数ならば、調整DR、CN、SSの制
御信号はステップ1105で振幅調整値DRPA、CNPA、SSPAに
セットされる。それ以外の場合は、調整制御信号DR、C
N、SSはステップ1110で、振幅調整値DRPP、CNPP、SSPP
にセットされる。振幅の調整は選択されていると仮定す
る。制御信号DRの変化の方向はまずは最初の反復で得ら
れた値(I(増加)またはD(減少))にセットされ
る。条件制御信号は最後の反復の調整値に応答して、B
(改良)または、W(悪化)のいずれかにセットされ、
調整ステップサイズSSは最後の反復に応じて、大値、中
間値、小値にセットされる。
ステップに入る。
の間、増加中の改良、減少中の悪化を意味する)である
と、制御信号DRはIにセットされ、アンプ調整DA変換器
340の制御電圧はステップサイズ信号SSのセッティング
に応じた量だけ増加する(ステップ1125)。条件CN=B
でDR=Iか、CN=WでDR=Dが満足されない場合は、方
向制御DRはDにセットされ、振幅制御コンバータの制御
電圧は最後の反復のステップサイズSSに応じた量だけ減
少される(ステップ1120)。最初の反復では、ステップ
サイズはゼロにセットされる。
信号振幅PMは第9図の受信機950から入力され(ステッ
プ1130)、先行反復の振幅PM*と比較される(ステップ
1133)。PM≧PM*ならば、調整状態は悪化しており、条
件信号CNはWにセットされる(ステップ1138)。PM<PM
*ならば、調整状態は改良しており、条件信号CNはBに
セットされる(ステップ1135)。PM*は次の反復の準備
としてステップ1140で、次に現在の振幅値PMにセットさ
れる。
1146で決定され、次の反復のステップサイズは調整され
る。PMの振幅が検知搬送波のピークに比較して−40dbよ
り大であれば、このステップサイズはステップ1150の大
値にセットされ、次の調整ステップで大きな調整ができ
る。−40dbと−50db間のPMの振幅では、ステップサイズ
はステップ1152の中間値にセットされ、−50dbと−60db
間のPMの振幅では、ステップサイズはステップ1154の小
値にセットされる。PMの振幅が−60db以下ならば、ステ
ップサイズはステップ1148でゼロにセットされる。振幅
調整で、M/10が偶数であると、ステップ1164に決定ステ
ップ1160を介して入り、更新されたパラメータDR、CN、
SSは信号DRPA、CNPA、SSPAとしてストアされる。M/10が
奇数であると、ステップ1162で、制御パラメータDR、C
N、SSは信号DRPP、CNPP、SSPPとしてストアされる。次
にプロセッサ制御は第10図のステップ1048に伝達され
る。M/10が奇数であると、制御プロセッサの動作は第11
図に関する説明と同一で、ただし、条件制御信号CNPP、
方向制御信号DRPP、ステップサイズ信号SSPPはステップ
1110で指示されたように獲得され、制御信号CN、DR、SS
として使用される。最大調整カウント信号M*は10にセ
ットされ、制御プロセッサは振幅位相調整器105の振幅
と位相パラメータの1つを10回調整し、つぎに、振幅と
位相パラメータの他の1つを10回調整するか、または、
ステップ1048の条件に合うまでまで調整される。
パイロットカウントMは増分され(ステップ1052)、こ
のカウントは最大許容カウントM*と比較される(ステ
ップ1055)。M≧M*であると、パイロット信号は消さ
れ(ステップ1060)、ステップ1004は再開され、搬送波
信号サーチ動作を開始する。ステップ1055でM≦M*で
あると、つぎの反復はステップ1045でスタートする。こ
の反復が終了するのは、パイロット信号が、決定ステッ
プ1048で、−60dbレベル以下か、ステップ1055でカウン
ト信号M>M*になる故に、反復がタイムアウトする時
である。パイロットリダクションループ動作の結果、相
互変調ひずみは振幅位相変調器922のパラメータを、相
互変調ひずみの許容可能レベルが得られるまで、再調整
することにより、減少できる。
送波信号を用いた増幅器のブロック図、 第2図は、本発明のフィードフォワードひずみ修正用パ
イロット信号を用いた増幅器のブロック図、 第3図は、第1図の回路に使用される制御器の詳細図、 第4図、第5図および第6図は、第1図の増幅器の制御
器の動作を示すフローチャート、 第7図は、増幅器周波数スペクトルにおける第1図の回
路の動作の波形を示す図、 第8図は、第2図の増幅器の制御器の動作を示すフロー
チャート、 第9図は、本発明の相互変調ひずみ修正用パイロット信
号を用いた他の増幅器のブロック図、 第10図および第11図は、第9図の増幅器の制御器の動作
を示すフローチャートである。
Claims (10)
- 【請求項1】規定された周波数範囲の入力信号を受信す
る受信手段と、 前記受信手段に接続される入力と、出力と、前記入力信
号に応答してひずみ成分を有する出力信号を生成する増
幅手段とを有する第1回路パスと、 前記受信手段に接続される入力と、出力と、ひずみ成分
を導入せずに前記入力信号を転送する遅延手段とを有す
る第2回路パスと、 前記第1回路パスの出力信号と、前記第2回路パスの出
力信号とを合成して、前記第1回路パスの出力のひずみ
成分を表す信号を生成する合成手段と、 前記合成手段からの信号を前記第1回路パスの出力信号
から減算して、前記第1回路パスの出力信号のひずみ成
分を減らす減算手段と、 前記周波数範囲内の第1信号を検知する検知手段(117,
150,140)と、 前記合成手段からの、前記第1信号の振幅に応答して、
前記第1回路パスの信号の振幅と位相を調整して、この
第1信号の振幅を最小にする第1調整手段とからなるこ
とを特徴とするフィードフォワード回路。 - 【請求項2】前記第1調整手段は、 前記合成手段からの前記第1信号の振幅を決定する手段
と、 この決定された振幅に応答して、前記第1回路パスの信
号の振幅を連続的に変化させ、かつ前記第1回路パスの
信号の位相を変化させて、前記決定された振幅を減らす
手段とからなることを特徴とする請求項1の回路。 - 【請求項3】前記検知手段は、前記周波数範囲にわたり
前記減算手段の出力を走査して、規定された第1のしき
い値を越えた信号を検知する手段であることを特徴とす
る請求項2の回路。 - 【請求項4】前記第1信号は搬送波信号であることを特
徴とする請求項3の回路。 - 【請求項5】前記減算手段は、 前記合成手段からの信号の位相と振幅を変更する手段
(122)と、 前記減算手段の出力に接続され、前記周波数範囲内の前
記第1信号に関連する第2信号を検知する第2検知手段
(130,137,145,150,140)と、 検知された第2信号の振幅に応答して、前記合成手段か
らの信号の振幅と位相を調整して、前記減算手段の出力
点での前記検知された第2信号の振幅を減らす第2調整
手段(122)とからなることを特徴とする請求項1、
2、3または4の回路。 - 【請求項6】前記第2調整手段は、 前記減算手段からの前記検知された第2信号の振幅を決
定する手段(310,448)と、 前記検知された第2信号の決定された振幅に応答して、
前記合成手段の信号の振幅を連続的に変化させかつ前記
合成手段の信号の位相を変化させて、この決定された振
幅を減らす手段(310、第6図)とからなることを特徴
とする請求項5の回路。 - 【請求項7】前記第2検知手段は、前記周波数範囲にわ
たり前記減算手段からの出力を走査して、規定された第
2と第3のしきい値の間の振幅を有する信号を検知する
手段(134,137,140,142,145,150)であることを特徴と
する請求項6の回路。 - 【請求項8】前記第2信号は相互変調積信号であること
を特徴とする請求項7の回路。 - 【請求項9】前記第1検知手段は、 規定された第1しきい値以上の信号を有しない前記周波
数範囲内の周波数を検知する手段(310,805,807,810)
と、 前記周波数の検知に応答して、前記受信手段の入力点で
検知された周波数のパイロット信号を挿入する手段(31
0,815)とを有し、 前記調整手段は、前記合成手段の出力点での挿入された
パイロット信号の振幅に応答して、前記第1回路パスの
位相と振幅を変更して、前記パイロット信号の振幅を減
らす手段(310,817,820,827,830)を含むことを特徴と
する請求項1の回路。 - 【請求項10】前記減算手段は、 前記合成手段からの信号の位相と振幅を変更する手段
(922)と、 前記減算手段の出力に接続され、第2のしきい値以上の
信号を有しない前記周波数範囲内の周波数を検知する手
段(930,937,945,950,940)と、 前記周波数の検知に応答して、検知された周波数でのパ
イロット信号を前記第1回路パスに挿入する手段(940,
942,972)と、 前記減算手段の出力点での挿入されたパイロット信号の
振幅に応答して、前記合成手段からの出力信号の振幅と
位相を変更して、前記減算手段の出力点での挿入された
パイロット信号の振幅を減らす手段(940,922)とから
なることを特徴とする請求項1の回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/265,084 US4885551A (en) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | Feed forward linear amplifier |
US265084 | 1988-10-31 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03136406A JPH03136406A (ja) | 1991-06-11 |
JPH0773167B2 true JPH0773167B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=23008901
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1284649A Expired - Lifetime JPH0773167B2 (ja) | 1988-10-31 | 1989-10-31 | フィードフォワード回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4885551A (ja) |
EP (1) | EP0367457B1 (ja) |
JP (1) | JPH0773167B2 (ja) |
CA (1) | CA1295379C (ja) |
DE (1) | DE68926095T2 (ja) |
Families Citing this family (87)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2238195A (en) * | 1989-11-16 | 1991-05-22 | Motorola Inc | Feed forward amplifier with pilot tone cancellation |
US5023565A (en) * | 1990-01-26 | 1991-06-11 | At&T Bell Laboratories | Linear amplifier with automatic adjustment of feed forward loop gain and phase |
GB2254505B (en) * | 1990-04-25 | 1993-05-05 | British Tech Group | Apparatus and method for reducing distortion in amplification |
GB9009295D0 (en) * | 1990-04-25 | 1990-06-20 | Kenington Peter B | Apparatus and method for reducing distortion in amplification |
US5334946A (en) * | 1990-04-25 | 1994-08-02 | British Technology Group Limited | Apparatus and method for reducing distortion in amplification |
US5065110A (en) * | 1990-05-02 | 1991-11-12 | Teledyne Mec | Feed-forward amplifier including phase correction |
CA2046413C (en) * | 1990-07-11 | 1994-01-04 | Shoichi Narahashi | Feed-forward amplifier |
US5077532A (en) * | 1990-12-17 | 1991-12-31 | Motorola, Inc. | Feed forward distortion minimization circuit |
US5119040A (en) * | 1991-01-04 | 1992-06-02 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for optimizing the performance of a power amplifier circuit |
US5130663A (en) * | 1991-04-15 | 1992-07-14 | Motorola, Inc. | Feed forward amplifier network with frequency swept pilot tone |
US5307022A (en) * | 1991-04-15 | 1994-04-26 | Motorola, Inc. | High dynamic range modulation independent feed forward amplifier network |
US5148117A (en) * | 1991-11-25 | 1992-09-15 | American Nucleonics Corporation | Adaptive feed-forward method and apparatus for amplifier noise reduction |
JP2804195B2 (ja) * | 1992-02-27 | 1998-09-24 | 日本無線株式会社 | 自動制御フィードフォワード非線形歪補償増幅器 |
US5386198A (en) * | 1993-01-28 | 1995-01-31 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Linear amplifier control |
US5394120A (en) * | 1993-04-13 | 1995-02-28 | Japan Radio Co., Ltd. | Device for testing an amplifier |
US5489875A (en) * | 1994-09-21 | 1996-02-06 | Simon Fraser University | Adaptive feedforward linearizer for RF power amplifiers |
US5694395A (en) * | 1994-09-30 | 1997-12-02 | Lucent Technologies, Inc. | Method and apparatus for processing multicarrier signals |
US5491454A (en) * | 1994-10-31 | 1996-02-13 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reducing distortion in an output signal of an amplifier |
US5565814A (en) * | 1994-12-21 | 1996-10-15 | Nec Corporation | Feedforward amplifier using frequency changeable pilot signal |
DE69422988T4 (de) * | 1994-12-21 | 2001-08-23 | Nec Corp | Vorwärtskopplungsverstärker |
AU7462896A (en) * | 1995-08-23 | 1997-03-19 | Motorola, Inc. | Wideband power amplifier control systems |
US5621354A (en) * | 1995-10-17 | 1997-04-15 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for performing error corrected amplification in a radio frequency system |
US5623227A (en) * | 1995-10-17 | 1997-04-22 | Motorola, Inc. | Amplifier circuit and method of controlling an amplifier for use in a radio frequency communication system |
RU2142670C1 (ru) * | 1995-11-16 | 1999-12-10 | Самсунг Электроникс Ко., Лтд. | Устройство линейного усиления мощности |
KR100217416B1 (ko) * | 1995-11-16 | 1999-09-01 | 윤종용 | 선형 증폭 장치 및 방법 |
US5742201A (en) * | 1996-01-30 | 1998-04-21 | Spectrian | Polar envelope correction mechanism for enhancing linearity of RF/microwave power amplifier |
US5892397A (en) * | 1996-03-29 | 1999-04-06 | Spectrian | Adaptive compensation of RF amplifier distortion by injecting predistortion signal derived from respectively different functions of input signal amplitude |
US5789976A (en) * | 1996-06-17 | 1998-08-04 | Corporation De L'ecole Polytechnique | Digital adaptive control of feedforward amplifier using frequency domain cancellation |
US5770971A (en) * | 1996-07-26 | 1998-06-23 | Northern Telecom Limited | Distortion compensation control for a power amplifier |
US5862459A (en) * | 1996-08-27 | 1999-01-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method of and apparatus for filtering intermodulation products in a radiocommunication system |
US6278743B1 (en) | 1996-11-12 | 2001-08-21 | Zenith Electronics Corporation | Non linear amplitude precorrection for HDTV transmitter |
US5929701A (en) * | 1996-12-13 | 1999-07-27 | At&T Corp. | Feed forward amplifier system and method |
CN1134886C (zh) * | 1996-12-30 | 2004-01-14 | 三星电子株式会社 | 合成的线性功率放大装置和方法 |
US5847603A (en) * | 1997-07-31 | 1998-12-08 | Lucent Technologies Inc. | Automatic control system for reducing distortion produced by electrical circuits |
SE512623C2 (sv) * | 1997-11-03 | 2000-04-10 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning i ett telekommunikationsproblem |
US6133789A (en) * | 1997-12-10 | 2000-10-17 | Nortel Networks Corporation | Method and system for robustly linearizing a radio frequency power amplifier using vector feedback |
US5994957A (en) * | 1997-12-19 | 1999-11-30 | Lucent Technologies Inc. | Feed forward amplifier improvement |
US6075411A (en) * | 1997-12-22 | 2000-06-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for wideband predistortion linearization |
US5959500A (en) * | 1998-01-26 | 1999-09-28 | Glenayre Electronics, Inc. | Model-based adaptive feedforward amplifier linearizer |
US6232835B1 (en) | 1998-02-13 | 2001-05-15 | Nortel Networks Limited | System and method of linearizing the gain error of a power amplifier |
US6363120B1 (en) | 1998-06-17 | 2002-03-26 | Lucent Technologies Inc. | Apparatus and method for extending the dynamic range of a mixer using feed forward distortion reduction |
US6198419B1 (en) | 1998-06-17 | 2001-03-06 | Lucent Technologies, Inc. | Method and apparatus for extending the spurious free dynamic range of a digital-to-analog converter |
US6339701B1 (en) | 1998-06-17 | 2002-01-15 | Lucent Technologies, Inc. | Method and apparatus for extending the dynamic range of a frequency mixer |
US6097324A (en) * | 1998-06-17 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for extending the spurious free dynamic range of an analog-to-digital converter |
US6091296A (en) * | 1998-08-14 | 2000-07-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Single loop feedforward amplifier for use in an RF transmitter and method of operation |
DE19837204B4 (de) * | 1998-08-17 | 2006-06-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Totzeitreduzierung bei Frequenzsprüngen in Mehrfachbandsyntheseeinheiten |
US6091298A (en) * | 1998-08-27 | 2000-07-18 | Nortel Networks Corporation | Linear amplifier arrangement |
US6069531A (en) * | 1998-08-31 | 2000-05-30 | Lucent Technologies Inc. | Feed forward amplifier improvement incorporating an automatic gain and phase controller |
US6166600A (en) * | 1998-08-31 | 2000-12-26 | Lucent Technologies Inc. | Automatic gain and phase controlled feedforward amplifier without pilot signal |
US6052023A (en) * | 1998-08-31 | 2000-04-18 | Lucent Technologies Inc. | Calibration system for feed forward distortion reduction system |
US6100757A (en) * | 1998-09-30 | 2000-08-08 | Motorola, Inc. | Variable time delay network method and apparatus therof |
US6188732B1 (en) | 1998-10-19 | 2001-02-13 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital feedforward amplifier for use in an RF transmitter and method of operation |
US6127889A (en) * | 1998-11-18 | 2000-10-03 | Lucent Technologies Inc. | Nested feed forward distortion reduction system |
US6243038B1 (en) | 1998-12-17 | 2001-06-05 | Metawave Communications Corporation | System and method providing amplification of narrow band signals with multi-channel amplifiers |
US6397051B1 (en) * | 1998-12-21 | 2002-05-28 | At&T Corporation | Dual image-reject mixer receiver for multiple channel reception and processing |
US5986499A (en) * | 1998-12-21 | 1999-11-16 | Lucent Technologies Inc. | Pilot signal detection system using band reject filter |
US6166601A (en) * | 1999-01-07 | 2000-12-26 | Wiseband Communications Ltd. | Super-linear multi-carrier power amplifier |
KR100323584B1 (ko) | 1999-05-14 | 2002-02-19 | 오길록 | 적응형 피드포워드 선형증폭기 최적 제어방법 |
US6259319B1 (en) * | 1999-08-19 | 2001-07-10 | Lucent Technologies Inc. | Adaptive gain and/or phase adjustment control system and method |
US6384681B1 (en) | 2000-01-07 | 2002-05-07 | Spectrian Corporation | Swept performance monitor for measuring and correcting RF power amplifier distortion |
KR20030009337A (ko) * | 2000-01-07 | 2003-01-29 | 스펙트리안 코퍼레이션 | 알 에프 전력 증폭기 왜곡을 측정 및 정정하는데 사용된검출기를 소인하는 반송파-블랭킹 메카니즘 |
US6275106B1 (en) | 2000-02-25 | 2001-08-14 | Spectrian Corporation | Spectral distortion monitor for controlling pre-distortion and feed-forward linearization of rf power amplifier |
US6320461B1 (en) | 2000-05-12 | 2001-11-20 | Jhong Sam Lee | Ultra-linear feedforward RF power amplifier |
US6496064B2 (en) * | 2000-08-15 | 2002-12-17 | Eugene Rzyski | Intermodulation product cancellation circuit |
US6359508B1 (en) | 2000-08-17 | 2002-03-19 | Spectrian Corporation | Distortion detection apparatus for controlling predistortion, carrier cancellation and feed-forward cancellation in linear RF power amplifiers |
US6525603B1 (en) | 2001-01-05 | 2003-02-25 | Remec, Inc. | Feedforward amplifier linearization adapting off modulation |
US6960956B2 (en) * | 2001-01-12 | 2005-11-01 | Telefonatiebolaget L.M. Ericsson Telefonplan | Apparatus and methods for monitoring and controlling power amplifier linearity using detected fundamental and harmonic components |
US20020146996A1 (en) | 2001-03-06 | 2002-10-10 | Bachman Thomas A. | Scanning receiver for use in power amplifier linearization |
US6829471B2 (en) * | 2001-03-07 | 2004-12-07 | Andrew Corporation | Digital baseband receiver in a multi-carrier power amplifier |
WO2003003569A1 (en) * | 2001-06-29 | 2003-01-09 | Remec, Inc. | Balanced distortion reduction circuit |
KR20030014514A (ko) | 2001-08-11 | 2003-02-19 | 한국전자통신연구원 | 비선형 초고주파 회로의 혼변조 신호 검출 장치 |
US6420929B1 (en) | 2001-08-23 | 2002-07-16 | Thomas Ha | N way cancellation coupler for power amplifier |
US6700442B2 (en) * | 2001-11-20 | 2004-03-02 | Thomas Quang Ha | N way phase cancellation power amplifier |
US7038540B2 (en) * | 2003-02-14 | 2006-05-02 | Powerwave Technologies, Inc. | Enhanced efficiency feed forward power amplifier utilizing reduced cancellation bandwidth and small error amplifier |
US7403573B2 (en) | 2003-01-15 | 2008-07-22 | Andrew Corporation | Uncorrelated adaptive predistorter |
US7729668B2 (en) | 2003-04-03 | 2010-06-01 | Andrew Llc | Independence between paths that predistort for memory and memory-less distortion in power amplifiers |
US7259630B2 (en) | 2003-07-23 | 2007-08-21 | Andrew Corporation | Elimination of peak clipping and improved efficiency for RF power amplifiers with a predistorter |
US7062234B2 (en) | 2003-07-28 | 2006-06-13 | Andrew Corporation | Pre-distortion cross-cancellation for linearizing power amplifiers |
US6963242B2 (en) | 2003-07-31 | 2005-11-08 | Andrew Corporation | Predistorter for phase modulated signals with low peak to average ratios |
US7023273B2 (en) | 2003-10-06 | 2006-04-04 | Andrew Corporation | Architecture and implementation methods of digital predistortion circuitry |
DE102004029932A1 (de) * | 2004-06-21 | 2006-01-05 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation von Signalfehlern in IQ-Modulatoren |
US7995976B2 (en) * | 2005-04-05 | 2011-08-09 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method using the pilot frequency from a positive feedback pilot system to improve second loop convergence for a feedforward amplifier |
US7656236B2 (en) | 2007-05-15 | 2010-02-02 | Teledyne Wireless, Llc | Noise canceling technique for frequency synthesizer |
US8179045B2 (en) | 2008-04-22 | 2012-05-15 | Teledyne Wireless, Llc | Slow wave structure having offset projections comprised of a metal-dielectric composite stack |
US9202660B2 (en) | 2013-03-13 | 2015-12-01 | Teledyne Wireless, Llc | Asymmetrical slow wave structures to eliminate backward wave oscillations in wideband traveling wave tubes |
KR200467449Y1 (ko) * | 2013-04-12 | 2013-06-17 | 성종현 | 광 연출장치 |
WO2015045709A1 (ja) * | 2013-09-26 | 2015-04-02 | 日本電気株式会社 | 信号送信装置、歪補償装置、及び信号送信方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4560945A (en) | 1984-09-04 | 1985-12-24 | Westinghouse Electric Corp. | Adaptive feedforward cancellation technique that is effective in reducing amplifier harmonic distortion products as well as intermodulation distortion products |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3886470A (en) * | 1973-12-04 | 1975-05-27 | Amplifier Design And Service I | Feed-forward amplifier system |
US3922617A (en) * | 1974-11-18 | 1975-11-25 | Cutler Hammer Inc | Adaptive feed forward system |
GB2080062B (en) * | 1980-07-04 | 1984-06-27 | Marconi Co Ltd | Improvements in or relating to amplifiers |
US4389618A (en) * | 1981-04-15 | 1983-06-21 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Adaptive feed-forward system |
US4394624A (en) * | 1981-08-07 | 1983-07-19 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Channelized feed-forward system |
GB2107540B (en) * | 1981-10-14 | 1985-06-26 | Marconi Co Ltd | Feedforward amplifiers |
GB2167256A (en) * | 1984-11-17 | 1986-05-21 | Racal Communications Equip | Feedforward amplifiers |
US4580105A (en) * | 1985-01-25 | 1986-04-01 | At&T Bell Laboratories | Automatic reduction of intermodulation products in high power linear amplifiers |
-
1988
- 1988-10-31 US US07/265,084 patent/US4885551A/en not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-08-24 CA CA000609316A patent/CA1295379C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-20 DE DE68926095T patent/DE68926095T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-20 EP EP89310826A patent/EP0367457B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-31 JP JP1284649A patent/JPH0773167B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4560945A (en) | 1984-09-04 | 1985-12-24 | Westinghouse Electric Corp. | Adaptive feedforward cancellation technique that is effective in reducing amplifier harmonic distortion products as well as intermodulation distortion products |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE68926095T2 (de) | 1996-08-22 |
EP0367457B1 (en) | 1996-03-27 |
EP0367457A2 (en) | 1990-05-09 |
JPH03136406A (ja) | 1991-06-11 |
CA1295379C (en) | 1992-02-04 |
US4885551A (en) | 1989-12-05 |
EP0367457A3 (en) | 1990-12-27 |
DE68926095D1 (de) | 1996-05-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH0773167B2 (ja) | フィードフォワード回路 | |
JP2654255B2 (ja) | 増幅回路 | |
EP0367458B1 (en) | A predistortion compensated linear amplifier | |
KR960006631B1 (ko) | 피드 포워드 일그러짐 최소화 회로 | |
EP0541789B1 (en) | Feed forward amplifier network with frequency swept pilot tone | |
RU2142670C1 (ru) | Устройство линейного усиления мощности | |
JP4053588B2 (ja) | フィードフォワード電力増幅の方法および装置 | |
EP0585421B1 (en) | High dynamic range modulation independent feed forward amplifier network | |
JPH10190361A (ja) | 線形増幅装置及び方法 | |
US5994957A (en) | Feed forward amplifier improvement | |
JP2001515690A (ja) | Rfアンプの拡散スペクトルパイロットを抽出する方法および装置 | |
US5475873A (en) | Rectification feedback high frequency circuit arrangement including an adaptive filter | |
EP1137189A2 (en) | A high power selective signal attenuator and method of attenuation | |
US6333676B1 (en) | Control method and control arrangement | |
JP2004056702A (ja) | 歪補償増幅器 | |
JP2003249823A (ja) | フィードフォワード非線形歪補償増幅器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080802 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080802 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090802 Year of fee payment: 14 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100802 Year of fee payment: 15 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100802 Year of fee payment: 15 |