JPH0763236B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
交流電動機の制御装置Info
- Publication number
- JPH0763236B2 JPH0763236B2 JP59229579A JP22957984A JPH0763236B2 JP H0763236 B2 JPH0763236 B2 JP H0763236B2 JP 59229579 A JP59229579 A JP 59229579A JP 22957984 A JP22957984 A JP 22957984A JP H0763236 B2 JPH0763236 B2 JP H0763236B2
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- Japan
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- signal
- inverter
- modulated signal
- voltage
- phase
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータを介して交流電動機を可変周波
数の電流により駆動する交流電動機の制御装置に関する
ものである。
数の電流により駆動する交流電動機の制御装置に関する
ものである。
第３図は、例えば特開昭59−8152号公報により示された
従来の制御装置のブロツク図であり、図において１は周
波数指令ｆを位相指令θに変換する周波数位相変換器、
２は周波数指令ｆを電圧指令Ｖに変換する周波数電圧変
換器、３は電圧指令Ｖ及び位相指令θによりPWM被変調
信号V1（θ）を発生する信号発生器、４は上記被変調信
号V1（θ）と補償信号ΔV1（θ）とを加算し、補償され
た上記被変調信号Ｖ（θ）を発生する加算器、５は上記
被変調信号Ｖ（θ）及びキヤリア信号Vcからパルス幅変
調された制御信号U,〜W,を発生するパルス幅変調器
（PWM変調器）、６はPWM変調器５の制御信号Ｕ〜によ
りスイツチングされるトランジスタT1及びT2を有するイ
ンバータ（説明を簡単にするため、３相のうちの１相の
みを示す。）、７はインバータ６の電流ｉにより駆動さ
れる交流電動機、８は電流ｉを検出する検出器、９は検
出器８の信号8aにより電流ｉの極性を判別する極性判別
器、10は電圧指令Ｖの絶対値をとり、信号10aを出力す
る絶対値回路、11は信号10aと極性判別器９の信号9aと
を乗算して補償信号ΔV1（θ）を出力する乗算器であ
る。補償信号ΔV1（θ）は電流ｉに同期した位相と、イ
ンバータ６の直流短絡休止期間Tdに関連した電圧を有す
る。
従来の制御装置のブロツク図であり、図において１は周
波数指令ｆを位相指令θに変換する周波数位相変換器、
２は周波数指令ｆを電圧指令Ｖに変換する周波数電圧変
換器、３は電圧指令Ｖ及び位相指令θによりPWM被変調
信号V1（θ）を発生する信号発生器、４は上記被変調信
号V1（θ）と補償信号ΔV1（θ）とを加算し、補償され
た上記被変調信号Ｖ（θ）を発生する加算器、５は上記
被変調信号Ｖ（θ）及びキヤリア信号Vcからパルス幅変
調された制御信号U,〜W,を発生するパルス幅変調器
（PWM変調器）、６はPWM変調器５の制御信号Ｕ〜によ
りスイツチングされるトランジスタT1及びT2を有するイ
ンバータ（説明を簡単にするため、３相のうちの１相の
みを示す。）、７はインバータ６の電流ｉにより駆動さ
れる交流電動機、８は電流ｉを検出する検出器、９は検
出器８の信号8aにより電流ｉの極性を判別する極性判別
器、10は電圧指令Ｖの絶対値をとり、信号10aを出力す
る絶対値回路、11は信号10aと極性判別器９の信号9aと
を乗算して補償信号ΔV1（θ）を出力する乗算器であ
る。補償信号ΔV1（θ）は電流ｉに同期した位相と、イ
ンバータ６の直流短絡休止期間Tdに関連した電圧を有す
る。
次に動作について説明する。周波数指令ｆは周波数位相
変換器１及び周波数電圧変換器２によりそれぞれ位相指
令θ及び電圧指令Ｖに変換された後、信号発生器３に入
力される。信号発生器３はこのような位相指令θ及び電
圧指令Ｖにより、第２図（ｃ）に示すような上記被変調
信号V1（θ）を発生し、加算器４に入力する。また、電
圧指令Ｖは絶対値回路10に入力され、その絶対値を示す
信号10aとなつて絶対値回路10から出力され、乗算器11
に入力される。
変換器１及び周波数電圧変換器２によりそれぞれ位相指
令θ及び電圧指令Ｖに変換された後、信号発生器３に入
力される。信号発生器３はこのような位相指令θ及び電
圧指令Ｖにより、第２図（ｃ）に示すような上記被変調
信号V1（θ）を発生し、加算器４に入力する。また、電
圧指令Ｖは絶対値回路10に入力され、その絶対値を示す
信号10aとなつて絶対値回路10から出力され、乗算器11
に入力される。
乗算器11は極性判別器９からの信号9aと絶対値回路10の
信号10aとを乗算して第２図（ｂ）に示すような電圧と
位相をもつ補償信号ΔV1（θ）を発生して加算器４に入
力し、被変調信号V1（θ）と加算させる。このため、加
算器４は補償がなかつた場合は、第２図（ａ）に示すよ
う波形となるべきインバータ６の出力電圧での歪を丁度
相殺できるように第２図（ｃ）に示す電圧と位相を有す
る被変調信号Ｖ（θ）を得、これをPWM変調器５に入力
する。PWM変調器５は、第４図に示すように、三角波の
キヤリア信号Vcと被変調信号Ｖ（θ）とからパルス幅変
調された制御信号Ｕ〜を発生する。
信号10aとを乗算して第２図（ｂ）に示すような電圧と
位相をもつ補償信号ΔV1（θ）を発生して加算器４に入
力し、被変調信号V1（θ）と加算させる。このため、加
算器４は補償がなかつた場合は、第２図（ａ）に示すよ
う波形となるべきインバータ６の出力電圧での歪を丁度
相殺できるように第２図（ｃ）に示す電圧と位相を有す
る被変調信号Ｖ（θ）を得、これをPWM変調器５に入力
する。PWM変調器５は、第４図に示すように、三角波の
キヤリア信号Vcと被変調信号Ｖ（θ）とからパルス幅変
調された制御信号Ｕ〜を発生する。
制御信号U,間には第４図に示すように直流短絡休止期
間Tdが設けられており、トランジスタT1及びT2がスイツ
チングの遅により同時に導通しないように制御してい
る。即ち、直流短絡休止期間Tdは、トランジスタT1及び
T2を介して電源が短絡するのを防止するために設けられ
たものである。しかし、このために、例えば補償信号Δ
V1（θ）を零にすると、インバータ６の出力端ａにおけ
る出力電圧ｖの基本波成分の波形は、第２図（ａ）に示
すように歪をもつたものとなる。
間Tdが設けられており、トランジスタT1及びT2がスイツ
チングの遅により同時に導通しないように制御してい
る。即ち、直流短絡休止期間Tdは、トランジスタT1及び
T2を介して電源が短絡するのを防止するために設けられ
たものである。しかし、このために、例えば補償信号Δ
V1（θ）を零にすると、インバータ６の出力端ａにおけ
る出力電圧ｖの基本波成分の波形は、第２図（ａ）に示
すように歪をもつたものとなる。
従来の交流電動機の制御装置は、以上のように構成され
ているので、インバータの出力における歪を補正するた
めに、絶対値回路、乗算器、極性判別器、インバータの
電流を検出する検出器等を必要とし、構成を複雑かつ高
価なものにするということ、及び高調波が重畳し、且つ
出力基本波周波数の変化するインバータの電流波形から
基本波成分の零点を精度よく検出することは困難である
という問題点があつた。
ているので、インバータの出力における歪を補正するた
めに、絶対値回路、乗算器、極性判別器、インバータの
電流を検出する検出器等を必要とし、構成を複雑かつ高
価なものにするということ、及び高調波が重畳し、且つ
出力基本波周波数の変化するインバータの電流波形から
基本波成分の零点を精度よく検出することは困難である
という問題点があつた。
この発明は、上記のような従来のものの問題点を解決す
るためになされたもので、インバータの出力電圧の歪を
簡単な構成により補償できる交流電動機の制御装置を提
供することを目的とする。
るためになされたもので、インバータの出力電圧の歪を
簡単な構成により補償できる交流電動機の制御装置を提
供することを目的とする。
周波数指令により正弦波の被変調信号を信号発生器で発
生させ、交流電動機を駆動するインバータの直流短絡休
止期間に基づく上記インバータの出力電圧の歪を補償す
る補償信号を波形補償器で発生させ、上記被変調信号に
上記補償信号を加算器に加算して得られたキヤリア信号
をパルス幅変調して上記インバータを駆動する制御信号
をパルス幅変調器で発生させたものである。
生させ、交流電動機を駆動するインバータの直流短絡休
止期間に基づく上記インバータの出力電圧の歪を補償す
る補償信号を波形補償器で発生させ、上記被変調信号に
上記補償信号を加算器に加算して得られたキヤリア信号
をパルス幅変調して上記インバータを駆動する制御信号
をパルス幅変調器で発生させたものである。
インバータの直流短絡休止期間に基づくインバータの出
力電圧に発生する歪をなくすように予め設定された電圧
及び位相を有する補償信号を被変調信号に加え、この補
償信号とインバータの出力電圧に発生する歪とを相殺さ
せることにより、歪の少ない出力電圧を得る。
力電圧に発生する歪をなくすように予め設定された電圧
及び位相を有する補償信号を被変調信号に加え、この補
償信号とインバータの出力電圧に発生する歪とを相殺さ
せることにより、歪の少ない出力電圧を得る。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、第３図と同一符号は既に説明したものと同
一部分であり、10は交流電動機７を駆動するインバータ
６（第３図と同一構成のもので構成され、第１図には図
示していない。）の直流短絡休止期間Tdに基づくインバ
ータ６の出力電圧の歪を補償すべく予め交流電動機７の
特性に応じて設定された電圧及び位相を有する補償信号
ΔV1（θ）を被変調信号V1（θ）に同期して発生する波
形補償器である。補償信号ΔV1（θ）の電圧は、直流短
絡休止期間Tdとキヤリア信号Vcの周期Tcとの比Td/Tc、
及びキヤリア信号Vcの最大振幅に比例した値を有し、ま
た、その位相は周波数指令ｆ又は電圧指令Ｖを変数とし
た既知負荷即ち交流電動機の負荷（第３図と同一のもの
であり、図示していない。）特性により予め求めた力率
角の分だけ変調信号V1（θ）より遅れている。
図において、第３図と同一符号は既に説明したものと同
一部分であり、10は交流電動機７を駆動するインバータ
６（第３図と同一構成のもので構成され、第１図には図
示していない。）の直流短絡休止期間Tdに基づくインバ
ータ６の出力電圧の歪を補償すべく予め交流電動機７の
特性に応じて設定された電圧及び位相を有する補償信号
ΔV1（θ）を被変調信号V1（θ）に同期して発生する波
形補償器である。補償信号ΔV1（θ）の電圧は、直流短
絡休止期間Tdとキヤリア信号Vcの周期Tcとの比Td/Tc、
及びキヤリア信号Vcの最大振幅に比例した値を有し、ま
た、その位相は周波数指令ｆ又は電圧指令Ｖを変数とし
た既知負荷即ち交流電動機の負荷（第３図と同一のもの
であり、図示していない。）特性により予め求めた力率
角の分だけ変調信号V1（θ）より遅れている。
次に動作を第２図に示す波形図を参照して説明する。波
形補償器10は周波数電圧変換器２の電圧指令Ｖ及び周波
数位相変換器１の位相指令θに基づき、第２図（ｂ）に
示すような電圧及び位相を有する補償信号ΔV1（θ）を
出力する。この補償信号ΔV1（θ）は第２図（ｃ）に示
す信号発生器３の被変調信号V1（θ）と加算器４におい
てインバータの歪電圧を補償する極性で加算され、被変
調信号Ｖ（θ）（第２図（ｃ）となる。被変調信号Ｖ
（θ）はPWM変調器５に入力され、キヤリア信号Vcをパ
ルス幅変調してパルス列の制御信号Ｕ〜となる。従つ
てインバータ６の出力電圧ｖに直流短絡休止期間Tdによ
る歪を発生しても、この歪は予め加えた補償信号ΔV
1（θ）分を相殺するだけのものとなるので、インバー
タ６の出力電圧ｖの包絡線は第２図に示す被変調信号V1
（θ）によく対応し、正弦波として歪の少ないものとな
る。
形補償器10は周波数電圧変換器２の電圧指令Ｖ及び周波
数位相変換器１の位相指令θに基づき、第２図（ｂ）に
示すような電圧及び位相を有する補償信号ΔV1（θ）を
出力する。この補償信号ΔV1（θ）は第２図（ｃ）に示
す信号発生器３の被変調信号V1（θ）と加算器４におい
てインバータの歪電圧を補償する極性で加算され、被変
調信号Ｖ（θ）（第２図（ｃ）となる。被変調信号Ｖ
（θ）はPWM変調器５に入力され、キヤリア信号Vcをパ
ルス幅変調してパルス列の制御信号Ｕ〜となる。従つ
てインバータ６の出力電圧ｖに直流短絡休止期間Tdによ
る歪を発生しても、この歪は予め加えた補償信号ΔV
1（θ）分を相殺するだけのものとなるので、インバー
タ６の出力電圧ｖの包絡線は第２図に示す被変調信号V1
（θ）によく対応し、正弦波として歪の少ないものとな
る。
なお、上記実施例は信号発生器３及び波形補償器10を別
個のものとしたが、リードオンリーメモリ（ROM）にイ
ンバータから出力すべき出力電圧の波形データをテーブ
ルにして記憶し、動作においてこのテーブルを読み出す
ようにしてもよい。
個のものとしたが、リードオンリーメモリ（ROM）にイ
ンバータから出力すべき出力電圧の波形データをテーブ
ルにして記憶し、動作においてこのテーブルを読み出す
ようにしてもよい。
また、上記実施例は個別的な機能部分から構成したが、
マイクロプロセツサ（CPU）、ROM、ランダムアクセスメ
モリ（RAM）、クロツクジエネレータ、及びCPUの周辺機
器を含むマイクロコンピユータにより構成してもよい。
マイクロプロセツサ（CPU）、ROM、ランダムアクセスメ
モリ（RAM）、クロツクジエネレータ、及びCPUの周辺機
器を含むマイクロコンピユータにより構成してもよい。
また、上記実施例は直流短絡休止期間Td及びPWMキャリ
ア周期Tcの値をある値に固定したが、外部から任意に設
定できるように波形補償器を構成してもよい。
ア周期Tcの値をある値に固定したが、外部から任意に設
定できるように波形補償器を構成してもよい。
以上のように、この発明によれば、キャリア信号の周期
に対するインバータの直流短絡休止期間の比に比例した
電圧値を有するとともに、そのインバータに駆動される
既知負荷の力率角分だけPWM被変調信号より遅れている
位相を有する補償信号を、そのPWM被変調信号に同期し
て発生するように構成したので、検出困難な基本波成分
の零点を検出することなく、しかもインバータの出力電
圧と出力電流の位相にずれがあるか否かにかかわらずイ
ンバータの出力電圧の歪を補償でき、補償精度が向上す
る効果がある。
に対するインバータの直流短絡休止期間の比に比例した
電圧値を有するとともに、そのインバータに駆動される
既知負荷の力率角分だけPWM被変調信号より遅れている
位相を有する補償信号を、そのPWM被変調信号に同期し
て発生するように構成したので、検出困難な基本波成分
の零点を検出することなく、しかもインバータの出力電
圧と出力電流の位相にずれがあるか否かにかかわらずイ
ンバータの出力電圧の歪を補償でき、補償精度が向上す
る効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置のブロツク図、第２図は第１図に示す制御装置の動作
の波形図、第３図は従来の交流電動機の制御装置のブロ
ツク図、第４図はPWM変調器の動作の波形図である。 ３は信号発生器、４は加算器、５はパルス幅変調器（PW
M変調器）、６はインバータ、10は波形補償器である。
なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
置のブロツク図、第２図は第１図に示す制御装置の動作
の波形図、第３図は従来の交流電動機の制御装置のブロ
ツク図、第４図はPWM変調器の動作の波形図である。 ３は信号発生器、４は加算器、５はパルス幅変調器（PW
M変調器）、６はインバータ、10は波形補償器である。
なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】周波数指令に基づいてPWM被変調信号を発
生する信号発生器と、キャリア信号の周期に対するイン
バータの直流短絡休止期間の比に比例した電圧値を有す
るとともに、上記インバータに駆動される既知負荷の力
率角分だけ上記PWM被変調信号より遅れている位相を有
する補償信号を、そのPWM被変調信号に同期して発生す
る波形補償器と、上記PWM被変調信号に上記補償信号を
加算する加算器と、上記加算器により補償信号が加算さ
れたPWM被変調信号に基づいて上記キャリア信号をパル
ス幅変調し、上記インバータを駆動させるための制御信
号を発生するパルス幅変調器とを備えた交流電動機の制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59229579A JPH0763236B2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | 交流電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59229579A JPH0763236B2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61109492A JPS61109492A (ja) | 1986-05-27 |
| JPH0763236B2 true JPH0763236B2 (ja) | 1995-07-05 |
Family
ID=16894387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59229579A Expired - Lifetime JPH0763236B2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0763236B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5836177A (ja) * | 1981-08-26 | 1983-03-03 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ制御装置 |
-
1984
- 1984-10-31 JP JP59229579A patent/JPH0763236B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61109492A (ja) | 1986-05-27 |
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