JPH0760569B2 - 記録データ復調回路 - Google Patents
記録データ復調回路Info
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- JPH0760569B2 JPH0760569B2 JP1136596A JP13659689A JPH0760569B2 JP H0760569 B2 JPH0760569 B2 JP H0760569B2 JP 1136596 A JP1136596 A JP 1136596A JP 13659689 A JP13659689 A JP 13659689A JP H0760569 B2 JPH0760569 B2 JP H0760569B2
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- data
- clock
- bits
- terminals
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10037—A/D conversion, D/A conversion, sampling, slicing and digital quantisation or adjusting parameters thereof
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/12—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers
- G11B20/1217—Formatting, e.g. arrangement of data block or words on the record carriers on discs
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- G—PHYSICS
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- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
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- G—PHYSICS
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
- G11B7/004—Recording, reproducing or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B7/005—Reproducing
- G11B7/0052—Reproducing involving reflectivity, absorption or colour changes
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B7/00—Recording or reproducing by optical means, e.g. recording using a thermal beam of optical radiation by modifying optical properties or the physical structure, reproducing using an optical beam at lower power by sensing optical properties; Record carriers therefor
- G11B7/007—Arrangement of the information on the record carrier, e.g. form of tracks, actual track shape, e.g. wobbled, or cross-section, e.g. v-shaped; Sequential information structures, e.g. sectoring or header formats within a track
- G11B7/00745—Sectoring or header formats within a track
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、光ディスク等の記録媒体に記録されているデ
ータを復調する回路に関する。
ータを復調する回路に関する。
背景技術 近年、読出し専用型や追記型の光ディスクが実用化さ
れ、また、書換え可能型の光ディスクについても実用化
されようとしている。これらいずれの種類の光ディスク
においても、トラックピッチが１〜２μｍ程度と非常に
狭いので、予めディスク上にトラックに追従するための
凹または凸形状のピット又は溝が形成されている。これ
らピット又は溝によってディスクに照射されて反射する
光の回折によりトラックと情報読取用のビームスポット
のディスク半径方向の相対位置関係を検出することがで
き、それによってビームスポットをトラックに追従させ
るトラッキングサーボをなすことができる。また、デー
タの記録若しくは再生に必要なクロックを生成するため
の情報、セクタを区切るための情報、セクタをアクセス
するための情報、セクタ内部をブロックに区切るための
情報等にもピットが使用され、ピットによる光の回折に
よってこれら各種の情報が読み取られる。以上の如くデ
ィスク上に予め形成され光の回折によって情報を得るこ
とを目的としたピットはエンボスピットと称される。
れ、また、書換え可能型の光ディスクについても実用化
されようとしている。これらいずれの種類の光ディスク
においても、トラックピッチが１〜２μｍ程度と非常に
狭いので、予めディスク上にトラックに追従するための
凹または凸形状のピット又は溝が形成されている。これ
らピット又は溝によってディスクに照射されて反射する
光の回折によりトラックと情報読取用のビームスポット
のディスク半径方向の相対位置関係を検出することがで
き、それによってビームスポットをトラックに追従させ
るトラッキングサーボをなすことができる。また、デー
タの記録若しくは再生に必要なクロックを生成するため
の情報、セクタを区切るための情報、セクタをアクセス
するための情報、セクタ内部をブロックに区切るための
情報等にもピットが使用され、ピットによる光の回折に
よってこれら各種の情報が読み取られる。以上の如くデ
ィスク上に予め形成され光の回折によって情報を得るこ
とを目的としたピットはエンボスピットと称される。
エンボスピットのディスク上における配置（いわゆるフ
ォーマット）の一例を第３図乃至第５図に示す。
ォーマット）の一例を第３図乃至第５図に示す。
第３図乃至第５図に示すフォーマットにおいては、ディ
スク上に仮想的に渦巻き状に形成されたトラックが１回
転につき1376個の等角度のセグメントに分割されてい
る。また、連続する43個のセグメントで１セクタが構成
されている。従って、１周分のトラック（１トラック）
は、32セクタで構成されている。
スク上に仮想的に渦巻き状に形成されたトラックが１回
転につき1376個の等角度のセグメントに分割されてい
る。また、連続する43個のセグメントで１セクタが構成
されている。従って、１周分のトラック（１トラック）
は、32セクタで構成されている。
第３図は、１セクタ内のセグメント構成を示す図であ
る。すべてのセグメントは２バイトのサーボ領域と16バ
イトのヘッダー領域もしくはデータ領域の計18バイトか
らなっている。第１セグメントは16バイトのヘッダー領
域を有し、第２〜第43セグメントは16バイトのデータ領
域を有する。なお、サーボ領域，ヘッダー領域，データ
領域のすべてのバイトは、１バイトが15チャネルビット
に分割されている。
る。すべてのセグメントは２バイトのサーボ領域と16バ
イトのヘッダー領域もしくはデータ領域の計18バイトか
らなっている。第１セグメントは16バイトのヘッダー領
域を有し、第２〜第43セグメントは16バイトのデータ領
域を有する。なお、サーボ領域，ヘッダー領域，データ
領域のすべてのバイトは、１バイトが15チャネルビット
に分割されている。
第４図は、サーボ領域の構成を示す図である。１セグメ
ントのサーボ領域は２バイトからなっている。サーボ領
域を構成する各バイトは、それぞれ第１サーボバイト，
第２サーボバイトと称される。第１サーボバイト中には
２個のエンボスビットが形成されている。これらは仮想
的なトラック中心からディスク半径方向に関して互いに
反対方向に約1/4トラックピッチずつずらして形成され
ている。第１のウォブルドピットPW1は、第３または第
４チャネルビットの位置に、16トラックごとに切り替え
ながら形成され、第２のウォブルドピットPW2は第８チ
ャネルビットの位置に形成されている。これら２個のウ
ォブルドピットによって１セグメントに１回、サンプリ
ング的にトラッキングエラー信号を生成することができ
る。すなわち、ビームスポットが仮想的トラック中心を
通過するときは、２個のウォブルドピットの中間を通る
から、それぞれのウォブルドピットにおける回折の程度
が等しいため、反射光も等しくなる。よって、それらの
反射光量を光電変換して得られる信号同士の差をとって
得たトラッキングエラー信号はゼロ（エラーなし）とな
る。また、ビームスポットが仮想的トラック中心からず
れて通過すると、２個のウォブルドピットからの反射光
に差が生じるので、ずれの方向と量に応じたトラッキン
グエラー信号が得られる。１回転中にはセグメントが、
1,376個あるから、各サーボバイトでサンプリング的に
得られるトラッキングエラー信号は、連続的に得られる
のとほぼ等価であり、トラッキングサーボを行うことが
可能となる。
ントのサーボ領域は２バイトからなっている。サーボ領
域を構成する各バイトは、それぞれ第１サーボバイト，
第２サーボバイトと称される。第１サーボバイト中には
２個のエンボスビットが形成されている。これらは仮想
的なトラック中心からディスク半径方向に関して互いに
反対方向に約1/4トラックピッチずつずらして形成され
ている。第１のウォブルドピットPW1は、第３または第
４チャネルビットの位置に、16トラックごとに切り替え
ながら形成され、第２のウォブルドピットPW2は第８チ
ャネルビットの位置に形成されている。これら２個のウ
ォブルドピットによって１セグメントに１回、サンプリ
ング的にトラッキングエラー信号を生成することができ
る。すなわち、ビームスポットが仮想的トラック中心を
通過するときは、２個のウォブルドピットの中間を通る
から、それぞれのウォブルドピットにおける回折の程度
が等しいため、反射光も等しくなる。よって、それらの
反射光量を光電変換して得られる信号同士の差をとって
得たトラッキングエラー信号はゼロ（エラーなし）とな
る。また、ビームスポットが仮想的トラック中心からず
れて通過すると、２個のウォブルドピットからの反射光
に差が生じるので、ずれの方向と量に応じたトラッキン
グエラー信号が得られる。１回転中にはセグメントが、
1,376個あるから、各サーボバイトでサンプリング的に
得られるトラッキングエラー信号は、連続的に得られる
のとほぼ等価であり、トラッキングサーボを行うことが
可能となる。
また、第２サーボバイト中には１個のエンボスピット
が、第12チャネルビットの位置の、丁度仮想的トラック
中心上に形成されている。これは、クロックピットPCと
称される。クロックピットPCは、各サーボバイト中の定
位置に、１セグメントに１個ずつあるので、このピット
から一定間隔で再生される信号にPLLを同期させること
によって、チャネルビットレートの周波数のクロックを
生成することができる。データの記録時は、このクロッ
クによって変調が行なわれ、データの再生時にもこのク
ロックによって復調が行なわれる。
が、第12チャネルビットの位置の、丁度仮想的トラック
中心上に形成されている。これは、クロックピットPCと
称される。クロックピットPCは、各サーボバイト中の定
位置に、１セグメントに１個ずつあるので、このピット
から一定間隔で再生される信号にPLLを同期させること
によって、チャネルビットレートの周波数のクロックを
生成することができる。データの記録時は、このクロッ
クによって変調が行なわれ、データの再生時にもこのク
ロックによって復調が行なわれる。
なお、PW2とPCの間は鏡面になっているので、ピットの
有無に影響されない安定なフォーカスエラーをサンプリ
ング的に生成することが可能である。
有無に影響されない安定なフォーカスエラーをサンプリ
ング的に生成することが可能である。
また、PW2とPCとの間隔は、後述する4/15変調方式にお
いては出現し得ない間隔（19チャネルビット）となって
いるので、この間隔を検出することによってセグメント
同期を行うことが可能である。
いては出現し得ない間隔（19チャネルビット）となって
いるので、この間隔を検出することによってセグメント
同期を行うことが可能である。
第５図は、ヘッダー領域内の構成を示す図である。第１
バイトは、シンクマークがエンボスピットによって形成
されている。シンクマークは、第2,7,8,9チャネルビッ
トにピットが形成されており、後述する4/15変調方式の
変換テーブルにおいて、どのNRZデータにも対応してい
ない特殊パターンとなっている。よって、これを検出す
ることによりセクター同期を行うことができる。第２バ
イトには１トラック内のセクターアドレスが、また第３
〜第７バイトにはディスク内のトラックアドレスがエン
ボスピットによって形成されている。これらは、１バイ
トごとに後述する4/15変調方式に従った変調がなされて
いる。第８〜第13バイトは用途が決定していないリザー
ブエリアであり、エンボスピットのない鏡面となってい
る。第14〜第16バイトはレーザパワーコントロールエリ
アとなっており、初期的にはエンボスピットのない鏡面
となっている。ディスクに記録もしくは消去を行うとき
は適正な光パワーで行うことが望ましいが、このエリア
においては、光ピックアップから試験的に記録もしくは
消去パワーを出射し、それに基づいて出射パワーを補正
することが許されている。
バイトは、シンクマークがエンボスピットによって形成
されている。シンクマークは、第2,7,8,9チャネルビッ
トにピットが形成されており、後述する4/15変調方式の
変換テーブルにおいて、どのNRZデータにも対応してい
ない特殊パターンとなっている。よって、これを検出す
ることによりセクター同期を行うことができる。第２バ
イトには１トラック内のセクターアドレスが、また第３
〜第７バイトにはディスク内のトラックアドレスがエン
ボスピットによって形成されている。これらは、１バイ
トごとに後述する4/15変調方式に従った変調がなされて
いる。第８〜第13バイトは用途が決定していないリザー
ブエリアであり、エンボスピットのない鏡面となってい
る。第14〜第16バイトはレーザパワーコントロールエリ
アとなっており、初期的にはエンボスピットのない鏡面
となっている。ディスクに記録もしくは消去を行うとき
は適正な光パワーで行うことが望ましいが、このエリア
においては、光ピックアップから試験的に記録もしくは
消去パワーを出射し、それに基づいて出射パワーを補正
することが許されている。
また、データ領域は16バイトの長さであり、未記録状態
では、エンボスピットのない鏡面となっている。NRZデ
ータが１バイトずつ、後述する4/15変調方式によって変
調され、この領域に記録される。追記型（ライト・ワン
ス型）の場合は記録を行うことによって、記録膜に穴が
あく等の物理的変化を伴う。光磁気効果を利用した書換
可能型ディスク（以下、光磁気ディスクと称する）の場
合は、そのような物理的な変化は伴わないが、記録膜の
磁場の向きが反転するような変化を伴う。
では、エンボスピットのない鏡面となっている。NRZデ
ータが１バイトずつ、後述する4/15変調方式によって変
調され、この領域に記録される。追記型（ライト・ワン
ス型）の場合は記録を行うことによって、記録膜に穴が
あく等の物理的変化を伴う。光磁気効果を利用した書換
可能型ディスク（以下、光磁気ディスクと称する）の場
合は、そのような物理的な変化は伴わないが、記録膜の
磁場の向きが反転するような変化を伴う。
なお、１セクター中のデータ領域は16×42＝672バイト
あり、それらはユーザデータ、誤り訂正符号等から構成
されているが、その詳細についてはここでは述べない。
あり、それらはユーザデータ、誤り訂正符号等から構成
されているが、その詳細についてはここでは述べない。
次に、4/15変調方式について第６図を参照して説明す
る。4/15変調方式では１バイトを15チャネルビットに変
換し、この15箇所のうちから、もとの256通りのNRZデー
タに対して、変換テーブルによって一対一に対応する４
箇所（奇数番目、偶数番目それぞれ２箇所ずつ。ただし
第15チャネルビットを除く。）にマークを記録する。す
なわち追記型の場合は記録膜に穴をあける等の操作を行
い、光磁気ディスクの場合は、記録膜の磁化の方向を反
転させる。なお、第６図に示した例のように、マーク同
士がとなり合う（第12,13,14チャネルビット）ことはあ
るが、となり合わないマーク（第9,12チャネルビット）
の間は、必ず２チャネルビット分（第10,11チャネルビ
ット）以上空くことになっている。ただし、例外とし
て、あるバイトの第14チャネルビットと次のバイトの第
１チャネルビットがマークとなって、間に１チャネルビ
ット分（第15チャネルビット）しか空かない場合がある
が、もともと第15チャネルビットがマークになることは
ないので、復調時に弊害となることはない。
る。4/15変調方式では１バイトを15チャネルビットに変
換し、この15箇所のうちから、もとの256通りのNRZデー
タに対して、変換テーブルによって一対一に対応する４
箇所（奇数番目、偶数番目それぞれ２箇所ずつ。ただし
第15チャネルビットを除く。）にマークを記録する。す
なわち追記型の場合は記録膜に穴をあける等の操作を行
い、光磁気ディスクの場合は、記録膜の磁化の方向を反
転させる。なお、第６図に示した例のように、マーク同
士がとなり合う（第12,13,14チャネルビット）ことはあ
るが、となり合わないマーク（第9,12チャネルビット）
の間は、必ず２チャネルビット分（第10,11チャネルビ
ット）以上空くことになっている。ただし、例外とし
て、あるバイトの第14チャネルビットと次のバイトの第
１チャネルビットがマークとなって、間に１チャネルビ
ット分（第15チャネルビット）しか空かない場合がある
が、もともと第15チャネルビットがマークになることは
ないので、復調時に弊害となることはない。
次に、4/15変調方式によるデータの復調について説明す
る。第６図に、マークに対応した再生波形を示す。な
お、穴あけ記録の場合は、マーク位置での反射光がマー
クのない位置（鏡面）での反射光よりも暗くなるし、ま
た、穴あけではない媒体の中には、その逆の変化をする
ものがある。しかし、4/15変調方式は、マーク位置のレ
ベルと鏡面でのレベルとに差があれば復調可能であり、
よって、第６図の再生波形も、図中上方が明るいという
ことではなく、単に復調回路中のあるポイントの電圧レ
ベルを示しているものとする。なお、光磁気ディスクの
場合は、鏡面レベルではなく、消去レベルということに
なる。復調は、あるバイトの第１〜第14チャネルビット
のうちの奇数番目中２箇所と偶数番目中２箇所のマーク
の位置が特定できればよい。よって、たとえば第１〜第
14チャネルビットのビット中心においてA/D変換を行
い、得られたデジタルデータの大小比較を行えば、マー
クの位置が特定できる。たとえば第６図の例では、第1,
3,5,7,9,11,13チャネルビットの中で第13チャネルビッ
トが最もレベルが高く、第９チャネルビットが２番目に
レベルが高い。（この例では、第14チャネルビットと次
のバイトの第１チャネルビットにマークがあるので、第
15チャネルビットのレベルが第９チャネルビットのレベ
ルよりも高くなる場合があるが、第15チャネルビットは
マークになることがないので大小比較の対象とされず、
よって復調の弊害とはならない。）すなわち、奇数番目
の中では第９及び第13チャネルビットにマークがあるこ
とがわかる。同様にして、第2,4,6,8,10,12,14の偶数番
目のチャネルビットの中では、第12,第14チャネルビッ
トにマークがあることがわかる。これら４箇所のマーク
から変換テーブルによって、もとのNRZデータが復調で
きる。
る。第６図に、マークに対応した再生波形を示す。な
お、穴あけ記録の場合は、マーク位置での反射光がマー
クのない位置（鏡面）での反射光よりも暗くなるし、ま
た、穴あけではない媒体の中には、その逆の変化をする
ものがある。しかし、4/15変調方式は、マーク位置のレ
ベルと鏡面でのレベルとに差があれば復調可能であり、
よって、第６図の再生波形も、図中上方が明るいという
ことではなく、単に復調回路中のあるポイントの電圧レ
ベルを示しているものとする。なお、光磁気ディスクの
場合は、鏡面レベルではなく、消去レベルということに
なる。復調は、あるバイトの第１〜第14チャネルビット
のうちの奇数番目中２箇所と偶数番目中２箇所のマーク
の位置が特定できればよい。よって、たとえば第１〜第
14チャネルビットのビット中心においてA/D変換を行
い、得られたデジタルデータの大小比較を行えば、マー
クの位置が特定できる。たとえば第６図の例では、第1,
3,5,7,9,11,13チャネルビットの中で第13チャネルビッ
トが最もレベルが高く、第９チャネルビットが２番目に
レベルが高い。（この例では、第14チャネルビットと次
のバイトの第１チャネルビットにマークがあるので、第
15チャネルビットのレベルが第９チャネルビットのレベ
ルよりも高くなる場合があるが、第15チャネルビットは
マークになることがないので大小比較の対象とされず、
よって復調の弊害とはならない。）すなわち、奇数番目
の中では第９及び第13チャネルビットにマークがあるこ
とがわかる。同様にして、第2,4,6,8,10,12,14の偶数番
目のチャネルビットの中では、第12,第14チャネルビッ
トにマークがあることがわかる。これら４箇所のマーク
から変換テーブルによって、もとのNRZデータが復調で
きる。
要するに、4/15変調方式の復調においては、各チャネル
ビットの中心における再生レベルの大小比較をすること
が基本となっている。
ビットの中心における再生レベルの大小比較をすること
が基本となっている。
以上の如き光ディスクに記録されたデータを復調する従
来の記録データ復調回路を第７図に示す。
来の記録データ復調回路を第７図に示す。
第７図において、ピックアップ（図示せず）から出力さ
れた読取信号であるいわゆるRF（高周波）信号ａは、復
調クロック生成回路１及びトランスバーサルフィルタ２
に供給される。復調クロック生成回路１は、例えばRF信
号ａのピークレベル点に同期した立ち上がりエッジを有
する所定周波数のクロックを復調クロックckとして生成
する構成となっている。
れた読取信号であるいわゆるRF（高周波）信号ａは、復
調クロック生成回路１及びトランスバーサルフィルタ２
に供給される。復調クロック生成回路１は、例えばRF信
号ａのピークレベル点に同期した立ち上がりエッジを有
する所定周波数のクロックを復調クロックckとして生成
する構成となっている。
トランスバーサルフィルタ２においては、RF信号ａはデ
ィレイライン等のアナログ遅延素子３及び４によって所
定時間ずつ順次遅延されたのちアンプ５を介して加減算
回路６に供給される。加減算回路６には更にアンプ７及
び８を介してRF信号及びアナログ遅延素子３の出力が供
給されている。加減算回路６においては、アンプ８の出
力からアンプ５及び７の出力を差し引いて得られる信号
が形成される。この加減算回路６の出力は、トランスバ
ーサルフィルタ２の出力としてアナログ・ディジタル
（以下、A/Dと称す）変換回路９に供給される。
ィレイライン等のアナログ遅延素子３及び４によって所
定時間ずつ順次遅延されたのちアンプ５を介して加減算
回路６に供給される。加減算回路６には更にアンプ７及
び８を介してRF信号及びアナログ遅延素子３の出力が供
給されている。加減算回路６においては、アンプ８の出
力からアンプ５及び７の出力を差し引いて得られる信号
が形成される。この加減算回路６の出力は、トランスバ
ーサルフィルタ２の出力としてアナログ・ディジタル
（以下、A/Dと称す）変換回路９に供給される。
A/D変換回路９においては、復調クロックckの例えば立
ち上がりエッジによってRF信号ａの瞬時レベルのサンプ
リングがなされ、得られたサンプル値に応じたｎ（ｎは
自然数）ビットのディジタルデータが生成される。この
A/D変換回路９の出力データは、復調回路10に供給され
て例えば4/15変調方式による復調処理がなされる。
ち上がりエッジによってRF信号ａの瞬時レベルのサンプ
リングがなされ、得られたサンプル値に応じたｎ（ｎは
自然数）ビットのディジタルデータが生成される。この
A/D変換回路９の出力データは、復調回路10に供給され
て例えば4/15変調方式による復調処理がなされる。
以上の構成におけるトランスバーサルフィルタ２におけ
るアンプ５及び７のゲインをK1、アンプ８のゲインを
K0、アナログ遅延素子3,4の遅延時間をＴとすると、ト
ランスバーサルフィルタ２の周波数特性Ｇ（ｊω）は、
次式で表わされる。
るアンプ５及び７のゲインをK1、アンプ８のゲインを
K0、アナログ遅延素子3,4の遅延時間をＴとすると、ト
ランスバーサルフィルタ２の周波数特性Ｇ（ｊω）は、
次式で表わされる。
Ｇ（ｊω） ＝K0e−ｊωＴ−K1（１＋ｅ−2jωＴ） ＝ｅ−ｊωＴ｛K0−K1（ｅｊωＴ＋ｅ−ｊωＴ）｝ ＝ｅ−ｊωＴ（K0−2K1cosωＴ） ……（１） （１）式におけるｅ−ｊωＴは、一定の遅延があること
を示し、（K0−2K1cosωＴ）は、ゲインを表わしてい
る。
を示し、（K0−2K1cosωＴ）は、ゲインを表わしてい
る。
従って、トランスバーサルフィルタ２のゲインは、第８
図に示す如くなる。このトランスバーサルフィルタ２に
よって、周波数1/2Tを中心とする周波数帯域に存在する
成分のレベル低下が補償され、波形等化すなわちRF信号
の波形を元の記録信号の波形に近い波形とする波形処理
がなされる。この結果、復調回路10における誤復調が防
止され、エラーレートの向上を図ることができることと
なる。
図に示す如くなる。このトランスバーサルフィルタ２に
よって、周波数1/2Tを中心とする周波数帯域に存在する
成分のレベル低下が補償され、波形等化すなわちRF信号
の波形を元の記録信号の波形に近い波形とする波形処理
がなされる。この結果、復調回路10における誤復調が防
止され、エラーレートの向上を図ることができることと
なる。
以上の如き従来の記録データ復調回路においては、アナ
ログ遅延素子のバラツキやアンプゲインのバラツキによ
って等化特性が変動し、調整作業が必要な場合が生じる
という欠点があった。また、等化特性を変更したい場合
にはアンプのゲインを変更しなければならないので、等
化特性の変更によってエラーレートの向上を図ることは
困難であった。また、アナログ遅延素子は、高価である
と共にIC化が困難な部品であるので、従来の記録データ
復調回路においては製造コストが高いと共にIC化が困難
であるという欠点もあった。
ログ遅延素子のバラツキやアンプゲインのバラツキによ
って等化特性が変動し、調整作業が必要な場合が生じる
という欠点があった。また、等化特性を変更したい場合
にはアンプのゲインを変更しなければならないので、等
化特性の変更によってエラーレートの向上を図ることは
困難であった。また、アナログ遅延素子は、高価である
と共にIC化が困難な部品であるので、従来の記録データ
復調回路においては製造コストが高いと共にIC化が困難
であるという欠点もあった。
発明の概要 本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであって、
調整作業が不要であると共にエラーレートの向上及びIC
化が容易に行なえ、かつ製造コストが安価な記録データ
復調回路を提供することを目的とする。
調整作業が不要であると共にエラーレートの向上及びIC
化が容易に行なえ、かつ製造コストが安価な記録データ
復調回路を提供することを目的とする。
本発明による記録データ復調回路においては、記録媒体
から読み取られた読取信号中のクロック情報によって所
定周波数のクロックを生成するクロック生成手段と、前
記クロックによって前記読取信号のサンプリングを行な
って得られたサンプル値を順次ディジタルデータに変換
するアナログ・ディジタル変換手段と、前記アナログ・
ディジタル変換手段の出力データを前記クロックによっ
て前記クロックの周期に対応する時間だけ保持して出力
する第１データ保持手段と、前記第１データ保持手段の
出力データを前記クロックによって前記クロックの周期
に対応する時間だけ保持して出力する第２データ保持手
段と、前記アナログ・ディジタル変換手段の出力データ
と前記第２データ保持手段の出力データとを加算して加
算データを求める加算手段と、前記加算データの各ビッ
トをＮビット（Ｎは整数）だけビットシフトすることに
より前記加算データに2-Nが乗算された乗算データを得
る乗算手段と、前記第１データ保持手段の出力データと
前記乗算データとの差に応じたデータを生成する減算手
段と、前記減算手段の出力データを前記クロックによっ
て復調処理する復調処理手段とからなることを特徴とす
る。
から読み取られた読取信号中のクロック情報によって所
定周波数のクロックを生成するクロック生成手段と、前
記クロックによって前記読取信号のサンプリングを行な
って得られたサンプル値を順次ディジタルデータに変換
するアナログ・ディジタル変換手段と、前記アナログ・
ディジタル変換手段の出力データを前記クロックによっ
て前記クロックの周期に対応する時間だけ保持して出力
する第１データ保持手段と、前記第１データ保持手段の
出力データを前記クロックによって前記クロックの周期
に対応する時間だけ保持して出力する第２データ保持手
段と、前記アナログ・ディジタル変換手段の出力データ
と前記第２データ保持手段の出力データとを加算して加
算データを求める加算手段と、前記加算データの各ビッ
トをＮビット（Ｎは整数）だけビットシフトすることに
より前記加算データに2-Nが乗算された乗算データを得
る乗算手段と、前記第１データ保持手段の出力データと
前記乗算データとの差に応じたデータを生成する減算手
段と、前記減算手段の出力データを前記クロックによっ
て復調処理する復調処理手段とからなることを特徴とす
る。
実 施 例 以下、本発明の実施例につき第１図及び第２図を参照し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第１図において、復調クロック生成回路1,A/D変換回路
９及び復調回路10は、第７図の回路と同様に接続されて
いる。しかしながら、本例においては、A/D変換回路９
から出力されたｎビットのデータは、ディジタル波形等
化回路20を介して復調回路10に供給されている。
９及び復調回路10は、第７図の回路と同様に接続されて
いる。しかしながら、本例においては、A/D変換回路９
から出力されたｎビットのデータは、ディジタル波形等
化回路20を介して復調回路10に供給されている。
ディジタル波形等化回路20において、A/D変換回路９の
出力データＷはｎビットの並列レジスタ21及びｎビット
の全加算器22に供給される。並列レジスタ21のクロック
入力端子には復調クロックckが供給されており、この復
調クロックckの例えば立ち上がりエッジによってA/D変
換回路９の出力データＷが並列レジスタ21に保持され
る。この並列レジスタ21の出力データＸは、ｎビットの
並列レジスタ23及び減算器24に供給される。並列レジス
タ23のクロック入力端子には復調クロックckが供給され
ており、この復調クロックckの例えば立ち上がりエッジ
によって並列レジスタ23の出力データが保持される。こ
の並列レジスタ23の出力データＹは、全加算器22に供給
されてA/D変換回路９の出力データＷと加算される。全
加算器22の出力データは、定数乗算回路25に供給され
る。
出力データＷはｎビットの並列レジスタ21及びｎビット
の全加算器22に供給される。並列レジスタ21のクロック
入力端子には復調クロックckが供給されており、この復
調クロックckの例えば立ち上がりエッジによってA/D変
換回路９の出力データＷが並列レジスタ21に保持され
る。この並列レジスタ21の出力データＸは、ｎビットの
並列レジスタ23及び減算器24に供給される。並列レジス
タ23のクロック入力端子には復調クロックckが供給され
ており、この復調クロックckの例えば立ち上がりエッジ
によって並列レジスタ23の出力データが保持される。こ
の並列レジスタ23の出力データＹは、全加算器22に供給
されてA/D変換回路９の出力データＷと加算される。全
加算器22の出力データは、定数乗算回路25に供給され
る。
定数乗算回路25において、全加算器22から出力されるキ
ャリービット及びｎビットの加算出力データを形成する
各ビットは端子A4〜An+4の各々に供給されている。これ
ら端子A4〜An+4と共に一直線上に配置された端子A1〜A3
は接地されている。また、端子A3〜An+2の各々に対向す
る如く端子B1〜Bnの各々が配置されている。これら端子
B1〜Bnの各々は、接続ケーブル等によって端子A1〜Anの
各々、端子A2〜An+1の各々、端子A3〜An+2の各々、端子
A4〜An+3の各々のうちのいずれか１と接続される。
ャリービット及びｎビットの加算出力データを形成する
各ビットは端子A4〜An+4の各々に供給されている。これ
ら端子A4〜An+4と共に一直線上に配置された端子A1〜A3
は接地されている。また、端子A3〜An+2の各々に対向す
る如く端子B1〜Bnの各々が配置されている。これら端子
B1〜Bnの各々は、接続ケーブル等によって端子A1〜Anの
各々、端子A2〜An+1の各々、端子A3〜An+2の各々、端子
A4〜An+3の各々のうちのいずれか１と接続される。
端子B1〜Bnの各々が端子A1〜Anの各々に接続された場合
は、端子B1〜Bnには全加算器22の出力データを下位ビッ
ト方向に４ビットだけシフトして得られるデータすなわ
ち全加算器22の出力データに1/16を掛け合わせて得られ
るデータが導出される。また、端子B1〜Bnの各々が端子
A2〜An+1の各々に接続された場合は、端子B1〜Bnには全
加算器22の出力データを下位ビット方向に３ビットだけ
シフトして得られるデータすなわち全加算器22の出力デ
ータに1/8を掛け合わせて得られるデータが導出され
る。また、端子１〜Bnの各々が端子A3〜An+2の各々に接
続された場合は、端子B1〜Bnには全加算器22の出力デー
タに1/4を掛け合わせて得られるデータが導出され、端
子B1〜Bnの各々が端子A4〜An+3の各々に接続された場合
は、端子B1〜Bnには全加算器22の出力データに1/2を掛
け合わせて得られるデータが導出される。
は、端子B1〜Bnには全加算器22の出力データを下位ビッ
ト方向に４ビットだけシフトして得られるデータすなわ
ち全加算器22の出力データに1/16を掛け合わせて得られ
るデータが導出される。また、端子B1〜Bnの各々が端子
A2〜An+1の各々に接続された場合は、端子B1〜Bnには全
加算器22の出力データを下位ビット方向に３ビットだけ
シフトして得られるデータすなわち全加算器22の出力デ
ータに1/8を掛け合わせて得られるデータが導出され
る。また、端子１〜Bnの各々が端子A3〜An+2の各々に接
続された場合は、端子B1〜Bnには全加算器22の出力デー
タに1/4を掛け合わせて得られるデータが導出され、端
子B1〜Bnの各々が端子A4〜An+3の各々に接続された場合
は、端子B1〜Bnには全加算器22の出力データに1/2を掛
け合わせて得られるデータが導出される。
端子B1〜Bnに導出されたデータは、定数乗算回路25の出
力データとして減算器24に供給される。
力データとして減算器24に供給される。
減算器24においては、並列レジスタ21の出力データＸか
ら定数乗算回路25の出力データが差し引かれる。この減
算器24の出力データは、ディジタル波形等化回路20の出
力データとして復調回路10に供給される。
ら定数乗算回路25の出力データが差し引かれる。この減
算器24の出力データは、ディジタル波形等化回路20の出
力データとして復調回路10に供給される。
以上の構成において、第２図（Ａ）に示す如きRF信号ａ
がA/D変換回路９に供給されると、同図（Ｂ）に示す如
き復調クロックckが復調クロック生成回路１から出力さ
れる。A/D変換回路９においては、この復調クロックck
の立ち上がりエッジによってRF信号ａのサンプリングが
なされ、RF信号ａにおける復調クロックckの立ち上がり
エッジに対応する点N,（Ｎ＋１），（Ｎ＋２）の瞬時レ
ベルがサンプル値として取り込まれる。こののち、A/D
変換回路９から第２図（Ｃ）に示す如くRF信号ａにおけ
る点N,（Ｎ＋１），（Ｎ＋２）の瞬時レベルに応じたデ
ィジタルデータが復調クロックckの立ち上がりエッジに
対してA/D変換回路９における信号遅延時間に対応する
時間遅れTd1をもって出力される。
がA/D変換回路９に供給されると、同図（Ｂ）に示す如
き復調クロックckが復調クロック生成回路１から出力さ
れる。A/D変換回路９においては、この復調クロックck
の立ち上がりエッジによってRF信号ａのサンプリングが
なされ、RF信号ａにおける復調クロックckの立ち上がり
エッジに対応する点N,（Ｎ＋１），（Ｎ＋２）の瞬時レ
ベルがサンプル値として取り込まれる。こののち、A/D
変換回路９から第２図（Ｃ）に示す如くRF信号ａにおけ
る点N,（Ｎ＋１），（Ｎ＋２）の瞬時レベルに応じたデ
ィジタルデータが復調クロックckの立ち上がりエッジに
対してA/D変換回路９における信号遅延時間に対応する
時間遅れTd1をもって出力される。
このA/D変換回路９の出力データＷは、復調クロックck
の立ち上がりエッジによって並列レジスタ21に保持され
る。上記した如く復調クロックckの立ち上がりエッジに
対して時間遅れTd1をもってRF信号ａの瞬時レベルに応
じたデータがA/D変換回路９から出力されるので、第２
図（Ｄ）に示す如く並列レジスタ21には１クロック期間
前すなわち復調クロックckの周期に対応する時間だけ前
の時点におけるRF信号ａの瞬時レベルに応じたデータが
保持される。
の立ち上がりエッジによって並列レジスタ21に保持され
る。上記した如く復調クロックckの立ち上がりエッジに
対して時間遅れTd1をもってRF信号ａの瞬時レベルに応
じたデータがA/D変換回路９から出力されるので、第２
図（Ｄ）に示す如く並列レジスタ21には１クロック期間
前すなわち復調クロックckの周期に対応する時間だけ前
の時点におけるRF信号ａの瞬時レベルに応じたデータが
保持される。
この並列レジスタ21の出力データＸは、復調クロックck
の立ち上がりエッジによって並列レジスタ23に保持され
る。並列レジスタ21においても信号遅延時間Td2が存在
するので、第２図（Ｅ）に示す如く並列レジスタ23には
２クロック前すなわち復調クロックckの周期の２倍に対
応する時間だけ前の時点におけるRF信号ａの瞬時レベル
に応じたデータが保持される。
の立ち上がりエッジによって並列レジスタ23に保持され
る。並列レジスタ21においても信号遅延時間Td2が存在
するので、第２図（Ｅ）に示す如く並列レジスタ23には
２クロック前すなわち復調クロックckの周期の２倍に対
応する時間だけ前の時点におけるRF信号ａの瞬時レベル
に応じたデータが保持される。
従って、これら並列レジスタ21,23は、入力を１クロッ
ク期間だけ遅延する遅延素子として作用することとな
る。
ク期間だけ遅延する遅延素子として作用することとな
る。
並列レジスタ23の出力データＹは、全加算器22に供給さ
れてデータＷと加算されたのち定数乗算回路25に供給さ
れて定数Ｋが掛け合わされ、得られたデータＫ（Ｗ＋
Ｙ）は第２図（Ｆ）に示す如くデータＷに対して全加算
器22における信号遅延時間に対応する時間遅れTd3をも
って出力される。
れてデータＷと加算されたのち定数乗算回路25に供給さ
れて定数Ｋが掛け合わされ、得られたデータＫ（Ｗ＋
Ｙ）は第２図（Ｆ）に示す如くデータＷに対して全加算
器22における信号遅延時間に対応する時間遅れTd3をも
って出力される。
定数乗算回路25の出力データＫ（Ｗ＋Ｙ）は、減算器24
に供給され、データＸからデータＫ（Ｗ＋Ｙ）が差し引
かれ、得られたデータ［Ｘ−Ｋ（Ｗ＋Ｙ）］は第２図
（Ｇ）に示す如くデータＫ（Ｗ＋Ｙ）に対して減算器25
における信号遅延時間に対応する時間遅れTd4をもって
出力される。
に供給され、データＸからデータＫ（Ｗ＋Ｙ）が差し引
かれ、得られたデータ［Ｘ−Ｋ（Ｗ＋Ｙ）］は第２図
（Ｇ）に示す如くデータＫ（Ｗ＋Ｙ）に対して減算器25
における信号遅延時間に対応する時間遅れTd4をもって
出力される。
この減算器24の出力データ［Ｘ−Ｋ（Ｗ＋Ｙ）］が復調
回路10に供給されるので、復調回路10においては、第２
図（Ｈ）に示す如きデータが復調クロックckによって保
持され、復調処理がなされる。
回路10に供給されるので、復調回路10においては、第２
図（Ｈ）に示す如きデータが復調クロックckによって保
持され、復調処理がなされる。
以上の動作において、並列レジスタ21,23は、入力を１
クロック期間だけ遅延する遅延素子として作用するの
で、ディジタル波形等化回路20は、第７図の回路におけ
るトランスバーサルフィルタ２の等価回路として作用す
る。このため、復調回路10における誤復調が防止され、
エラーレートの向上を図ることができることとなる。
クロック期間だけ遅延する遅延素子として作用するの
で、ディジタル波形等化回路20は、第７図の回路におけ
るトランスバーサルフィルタ２の等価回路として作用す
る。このため、復調回路10における誤復調が防止され、
エラーレートの向上を図ることができることとなる。
尚、ディジタル波形等化回路20においては、RF信号の周
波数帯域の上限に比して低い周波数の復調クロックckに
よって波形等化処理がなされているが、復調回路10にお
いては復調クロックckの立ち上りエッジの発生時のデー
タのみを保持して復調処理がなされるので、復調クロッ
クckの立ち上りエッジの発生時のデータのみの波形等化
処理がなされればよいこととなり、問題はない。
波数帯域の上限に比して低い周波数の復調クロックckに
よって波形等化処理がなされているが、復調回路10にお
いては復調クロックckの立ち上りエッジの発生時のデー
タのみを保持して復調処理がなされるので、復調クロッ
クckの立ち上りエッジの発生時のデータのみの波形等化
処理がなされればよいこととなり、問題はない。
周波数特性Ｇ（ｊω）を考えると（１）式より、 Ｇπ＝K0＋2K1 GDC＝K0−2K1 よって、ゲインの上昇率Ｐは、 Ｐ＝Ｇπ/GDC ＝（K0＋2K1）／（K0−2K1） ……（２） となる。
また、定数乗算回路25において、全加算器22の出力デー
タに掛け合わされる乗数Ｋの値が1/16である場合は、デ
ィジタル波形等化回路20のゲイン上昇率は、（２）式に
K0＝1,K1＝1/16を代入することにより求まり、9/7（≒
2.2dB）となる。同様にして乗数Ｋの値が1/8である場合
は、ディジタル波形等化回路20のゲインの上昇率は4.4d
Bとなる。また、乗数Ｋの値が1/4である場合は、ディジ
タル波形等化回路20のゲインの上昇率は9.5dBとなる。
また、乗数Ｋの値が1/2である場合は、ディジタル波形
等化回路20のゲインの上昇率は∞となる。
タに掛け合わされる乗数Ｋの値が1/16である場合は、デ
ィジタル波形等化回路20のゲイン上昇率は、（２）式に
K0＝1,K1＝1/16を代入することにより求まり、9/7（≒
2.2dB）となる。同様にして乗数Ｋの値が1/8である場合
は、ディジタル波形等化回路20のゲインの上昇率は4.4d
Bとなる。また、乗数Ｋの値が1/4である場合は、ディジ
タル波形等化回路20のゲインの上昇率は9.5dBとなる。
また、乗数Ｋの値が1/2である場合は、ディジタル波形
等化回路20のゲインの上昇率は∞となる。
このように、乗数Ｋの値によって等化特性が変化する
が、乗数Ｋの値の変更は、端子A1〜An+4と端子B1〜Bn間
の接続を変更するだけで行なえるので、等化特性の変更
は容易である。
が、乗数Ｋの値の変更は、端子A1〜An+4と端子B1〜Bn間
の接続を変更するだけで行なえるので、等化特性の変更
は容易である。
発明の効果 以上詳述した如く本発明による記録データ復調回路にお
いては、記録媒体から読み取られた読取信号中のクロッ
ク情報によって所定周波数のクロックを生成し、このク
ロックによって読取信号のサンプリングを行なって得ら
れたサンプル値を順次ディジタルデータに変換し、得ら
れたディジタルデータをクロックによってクロックの周
期に対応する時間だけ第１データ保持手段に保持し、こ
の第１データ保持手段の出力データをクロックによって
クロックの周期に対応する時間だけ第２データ保持手段
に保持し、上記ディジタルデータと第２データ保持手段
の出力データとを加算し、得られた加算データと第１デ
ータ保持手段の出力データのうちの少なくとも一方に所
定の値を掛け合わせて得た値と他方との差に応じたデー
タを生成し、生成されたデータをクロックによって復調
処理するようにしている。
いては、記録媒体から読み取られた読取信号中のクロッ
ク情報によって所定周波数のクロックを生成し、このク
ロックによって読取信号のサンプリングを行なって得ら
れたサンプル値を順次ディジタルデータに変換し、得ら
れたディジタルデータをクロックによってクロックの周
期に対応する時間だけ第１データ保持手段に保持し、こ
の第１データ保持手段の出力データをクロックによって
クロックの周期に対応する時間だけ第２データ保持手段
に保持し、上記ディジタルデータと第２データ保持手段
の出力データとを加算し、得られた加算データと第１デ
ータ保持手段の出力データのうちの少なくとも一方に所
定の値を掛け合わせて得た値と他方との差に応じたデー
タを生成し、生成されたデータをクロックによって復調
処理するようにしている。
従って、本発明による記録データ復調回路においては、
第１及び第２データ保持手段によって読取信号に対応す
るディジタルデータの遅延がなされて波形等化処理がな
されることとなってアナログ遅延素子が不要となる故、
アナログ遅延素子のバラツキによる等化特性の変動が防
止され、調整作業が不要となる。また、加算データと第
１データ保持手段の出力データのうちの少なくとも一方
に所定の値を掛け合わせるに際して、所定の値に応じた
ビット数だけ該一方のデータがシフトされるように該一
方のデータの伝送線の接続をなすだけでよいので、該一
方のデータの伝送線の接続の変更のみによって等化特性
の変更が行なえることとなり、等化特性の変更によるエ
ラーレートの向上が容易に行なえるのである。また、ア
ナログ遅延素子が不要なので、IC化が容易であると共に
製造コストを安価にすることができるのである。
第１及び第２データ保持手段によって読取信号に対応す
るディジタルデータの遅延がなされて波形等化処理がな
されることとなってアナログ遅延素子が不要となる故、
アナログ遅延素子のバラツキによる等化特性の変動が防
止され、調整作業が不要となる。また、加算データと第
１データ保持手段の出力データのうちの少なくとも一方
に所定の値を掛け合わせるに際して、所定の値に応じた
ビット数だけ該一方のデータがシフトされるように該一
方のデータの伝送線の接続をなすだけでよいので、該一
方のデータの伝送線の接続の変更のみによって等化特性
の変更が行なえることとなり、等化特性の変更によるエ
ラーレートの向上が容易に行なえるのである。また、ア
ナログ遅延素子が不要なので、IC化が容易であると共に
製造コストを安価にすることができるのである。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路ブロック図、第
２図は、第１図の各部の作用を示すタイミングチャー
ト、第３図乃至第５図は、記録ディスクの記録フォーマ
ットの一例を示す図、第６図は、データ領域の記録状態
と読取信号の波形との対応を示す図、第７図は、従来の
復調処理回路を示すブロック図、第８図は、トランスバ
ーサルフィルタ２の周波数特性を示すグラフである。 主要部分の符号の説明 １……復調クロック生成回路 ９……A/D変換回路 10……復調回路 21,23……並列レジスタ 22……全加算器 24……減算器 25……定数乗算回路
２図は、第１図の各部の作用を示すタイミングチャー
ト、第３図乃至第５図は、記録ディスクの記録フォーマ
ットの一例を示す図、第６図は、データ領域の記録状態
と読取信号の波形との対応を示す図、第７図は、従来の
復調処理回路を示すブロック図、第８図は、トランスバ
ーサルフィルタ２の周波数特性を示すグラフである。 主要部分の符号の説明 １……復調クロック生成回路 ９……A/D変換回路 10……復調回路 21,23……並列レジスタ 22……全加算器 24……減算器 25……定数乗算回路
Claims (2)
- 【請求項１】記録媒体から読み取られた読取信号中のク
ロック情報によって所定周波数のクロックを生成するク
ロック生成手段と、 前記クロックによって前記読取信号のサンプリングを行
なって得られたサンプル値を順次ディジタルデータに変
換するアナログ・ディジタル変換手段と、 前記アナログ・ディジタル変換手段の出力データを前記
クロックによって前記クロックの周期に対応する時間だ
け保持して出力する第１データ保持手段と、 前記第１データ保持手段の出力データを前記クロックに
よって前記クロックの周期に対応する時間だけ保持して
出力する第２データ保持手段と、 前記アナログ・ディジタル変換手段の出力データと前記
第２データ保持手段の出力データとを加算して加算デー
タを求める加算手段と、 前記加算データの各ビットをＮビット（Ｎは整数）だけ
ビットシフトすることにより前記加算データに2-Nが乗
算データを得る乗算手段と、 前記第１データ保持手段の出力データと前記乗算データ
との差に応じたデータを生成する減算手段と、 前記減算手段の出力データを前記クロックによって復調
処理する復調処理手段とからなることを特徴とする記録
データ復調回路。 - 【請求項２】前記乗算手段は、前記一方のデータを形成
する第１所定数ビットと前記第１所定数ビットに上位ビ
ットを形成する如く付加されたビット値０の第２所定数
ビットとが供給される複数の第１端子と、前記第１端子
のうちのいずれかと接続されるべく配置された複数の第
２端子とを含み、前記第２所定数ビットのうちの下位の
第３所定数ビット及び前記第１所定数ビットうちの上位
の第４所定数ビットが供給されている第１端子の各々を
順次前記第２端子の各々に接続すると共に前記第２端子
に導出されたデータを前記乗算データとすることを特徴
とする請求項１記載の記録データ復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1136596A JPH0760569B2 (ja) | 1989-05-30 | 1989-05-30 | 記録データ復調回路 |
| US07/459,419 US5021894A (en) | 1989-05-30 | 1990-01-02 | Recorded data demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1136596A JPH0760569B2 (ja) | 1989-05-30 | 1989-05-30 | 記録データ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH031371A JPH031371A (ja) | 1991-01-08 |
| JPH0760569B2 true JPH0760569B2 (ja) | 1995-06-28 |
Family
ID=15178997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1136596A Expired - Fee Related JPH0760569B2 (ja) | 1989-05-30 | 1989-05-30 | 記録データ復調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5021894A (ja) |
| JP (1) | JPH0760569B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH027203A (ja) * | 1988-06-27 | 1990-01-11 | Hitachi Ltd | 再生等化回路 |
| JPH0696524A (ja) * | 1992-09-11 | 1994-04-08 | Sony Corp | 記録媒体、記録方法、記録再生装置およびカッティング装置 |
| US5295127A (en) * | 1992-12-22 | 1994-03-15 | North American Philips Corporation | Optical data recorder with segment synchronization marks |
| US5343340A (en) * | 1992-12-31 | 1994-08-30 | International Business Machines Corporation | Digital servo signal demodulation method and apparatus utilizing a partial-response maximum-likelihood (PRML) channel in a disk file |
| US5424881A (en) | 1993-02-01 | 1995-06-13 | Cirrus Logic, Inc. | Synchronous read channel |
| JP3212415B2 (ja) * | 1993-04-26 | 2001-09-25 | 株式会社リコー | 光記録装置の制御方法 |
| EP0684605B1 (en) * | 1994-05-23 | 1999-10-06 | STMicroelectronics S.r.l. | Parallel architecture PRML device for processing signals from a magnetic head during a reading step of data stored on a magnetic support |
| US6356214B1 (en) * | 1999-02-02 | 2002-03-12 | Cisco Technology, Inc. | Fast look-up table based scheme for NRZI encoding/decoding and zero insertion/removal in serial bit streams |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5992410A (ja) * | 1982-11-17 | 1984-05-28 | Sony Corp | デ−タ検出装置 |
| US4675749A (en) * | 1984-03-16 | 1987-06-23 | Pioneer Electronic Corporation | Disc player system with digital information demodulation operation |
| US4758903A (en) * | 1984-11-22 | 1988-07-19 | Hitachi, Ltd. | Apparatus for recording and reproducing video signal and digital signal other than video signal |
| JPS6489080A (en) * | 1987-09-30 | 1989-04-03 | Sony Corp | Reproducing/equalizing circuit |
-
1989
- 1989-05-30 JP JP1136596A patent/JPH0760569B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-01-02 US US07/459,419 patent/US5021894A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5021894A (en) | 1991-06-04 |
| JPH031371A (ja) | 1991-01-08 |
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