JPH0757114B2 - ブラシレス直流モ−タの駆動装置 - Google Patents
ブラシレス直流モ−タの駆動装置Info
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- JPH0757114B2 JPH0757114B2 JP59165792A JP16579284A JPH0757114B2 JP H0757114 B2 JPH0757114 B2 JP H0757114B2 JP 59165792 A JP59165792 A JP 59165792A JP 16579284 A JP16579284 A JP 16579284A JP H0757114 B2 JPH0757114 B2 JP H0757114B2
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- Japan
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- phase
- pulse
- circuit
- output
- motor
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/12—Monitoring commutation; Providing indication of commutation failure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、磁気デイスク駆動装置、磁気テープ走行装置
等に使用するブラシレス直流モータの駆動装置に関する
ものである。
等に使用するブラシレス直流モータの駆動装置に関する
ものである。
従来の技術 ブラシレス直流モータの速度制御方法として、リニアド
ライブ方法と、スイツチングドライブ方式とが知られて
いる。前者のリニアドライブ方式では、ホール素子によ
る回転子位置検出信号（周波数信号）を周波数−電圧変
換回路によつて電圧信号に変換し、この電圧信号によつ
て、各相のコイルに直列に接続されているトランジスタ
のベース電流を制御する。この結果、トランジスタのオ
ン期間にコイルに印加される電圧値が変化し、回転速度
も変化する。
ライブ方法と、スイツチングドライブ方式とが知られて
いる。前者のリニアドライブ方式では、ホール素子によ
る回転子位置検出信号（周波数信号）を周波数−電圧変
換回路によつて電圧信号に変換し、この電圧信号によつ
て、各相のコイルに直列に接続されているトランジスタ
のベース電流を制御する。この結果、トランジスタのオ
ン期間にコイルに印加される電圧値が変化し、回転速度
も変化する。
後者のスイツチングドライブ方式では、コイルに直列に
接続されているトランジスタのベース信号を高い周波数
でオンオフ制御し、この高い周波数信号のデユテイ比を
変化させることにより、駆動電圧の平均値を制御する。
接続されているトランジスタのベース信号を高い周波数
でオンオフ制御し、この高い周波数信号のデユテイ比を
変化させることにより、駆動電圧の平均値を制御する。
発明が解決しようとする問題点 ところで、リニアドライブ方式は、制御を円滑に行え
る、モータの騒音が少ない等の利点を有する反面、励磁
電流を制御するトランジスタにおける電力損失及び発熱
が大であるという欠点を有する。また、スイツチングド
ライブ方式は、トランジスタの電力損失及び発熱が小さ
いという利点を有する反面、リニアドライブ方式に発熱
して円滑な制御が困難であるという欠点及び高周波断続
が行われるためにコイルが振動し、モータから騒音が発
生することがあるという欠点を有する。上記のような問
題を解決するために、各相のトランジスタをオン・オフ
するための制御パルスの幅を、カウンタを使用してデイ
ジタル的に調整することが特開昭56−129587号公報に記
載されている。しかし、この種の方式は必然的に回路が
複雑になった。
る、モータの騒音が少ない等の利点を有する反面、励磁
電流を制御するトランジスタにおける電力損失及び発熱
が大であるという欠点を有する。また、スイツチングド
ライブ方式は、トランジスタの電力損失及び発熱が小さ
いという利点を有する反面、リニアドライブ方式に発熱
して円滑な制御が困難であるという欠点及び高周波断続
が行われるためにコイルが振動し、モータから騒音が発
生することがあるという欠点を有する。上記のような問
題を解決するために、各相のトランジスタをオン・オフ
するための制御パルスの幅を、カウンタを使用してデイ
ジタル的に調整することが特開昭56−129587号公報に記
載されている。しかし、この種の方式は必然的に回路が
複雑になった。
そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で制御パル
スを調整することが出来るブラシレス直流モータの駆動
装置を提供することにある。
スを調整することが出来るブラシレス直流モータの駆動
装置を提供することにある。
問題点を解決するための手段 上記目的を達成するための本発明は、ブラシレス直流モ
ータのそれぞれの相のコイルに電流を選択的に流すため
の各相のスイッチと、この各相のスイッチを順次にオン
制御する制御パルスを発生する制御回路とから成るブラ
シレス直流モータの駆動装置において、前記制御パルス
の幅を制御する回路が、前記モータの回転子位置を検出
し、前記回転子位置に対応した周波数信号を出力する回
転子位置検出器と、前記位置検出器から得られる前記周
波数信号に対応した直流電圧信号を得るための周波数−
電圧変換回路と、前記周波数信号に応答して前記各相の
スイッチの合計のオン回数に対応した数のトリガ信号を
発生するトリガ信号発生回路と、前記トリガ信号に応答
して出力パルスを発生し、且つ前記電圧信号に応答して
前記出力パルスの幅が変化する可変モノマルチバイブレ
ータと、前記位置検出器の出力と前記可変モノマルチバ
イブレータの出力パルスとに基づいて前記モノマルチバ
イブレータから出力パルスが発生している期間のみ前記
スイッチをオン制御するパルスを形成する制御パルス形
成回路とから成ることを特徴とするブラシレス直流モー
タの駆動装置に係わるもものである。
ータのそれぞれの相のコイルに電流を選択的に流すため
の各相のスイッチと、この各相のスイッチを順次にオン
制御する制御パルスを発生する制御回路とから成るブラ
シレス直流モータの駆動装置において、前記制御パルス
の幅を制御する回路が、前記モータの回転子位置を検出
し、前記回転子位置に対応した周波数信号を出力する回
転子位置検出器と、前記位置検出器から得られる前記周
波数信号に対応した直流電圧信号を得るための周波数−
電圧変換回路と、前記周波数信号に応答して前記各相の
スイッチの合計のオン回数に対応した数のトリガ信号を
発生するトリガ信号発生回路と、前記トリガ信号に応答
して出力パルスを発生し、且つ前記電圧信号に応答して
前記出力パルスの幅が変化する可変モノマルチバイブレ
ータと、前記位置検出器の出力と前記可変モノマルチバ
イブレータの出力パルスとに基づいて前記モノマルチバ
イブレータから出力パルスが発生している期間のみ前記
スイッチをオン制御するパルスを形成する制御パルス形
成回路とから成ることを特徴とするブラシレス直流モー
タの駆動装置に係わるもものである。
作 用 本発明において、各相のスイツチのオン時間幅を速度制
御のために変えれば、駆動電圧の平均値を低下したと同
等な状態となり、モータの速度が変わる。スイツチのオ
ン時間幅を短かくすることにより、今励磁している相の
オン期間と次に励磁する相のオン期間との間にギヤツプ
が生じるが、モータは慣性を有して回転しているので、
回転の連続性が保たれる。この方式では、従来のスイツ
チングドライブ方式で生じた励磁期間における高周波断
続が生じないので、コイルの振動による騒音も殆んど生
じない。また、単位励磁期間におけるスイツチの動作は
１回のみであるので、スイツチのスイツチング損失が少
ない。また、スイツチを抵抗として動作させる必要がな
いので、電力損失が少ない。
御のために変えれば、駆動電圧の平均値を低下したと同
等な状態となり、モータの速度が変わる。スイツチのオ
ン時間幅を短かくすることにより、今励磁している相の
オン期間と次に励磁する相のオン期間との間にギヤツプ
が生じるが、モータは慣性を有して回転しているので、
回転の連続性が保たれる。この方式では、従来のスイツ
チングドライブ方式で生じた励磁期間における高周波断
続が生じないので、コイルの振動による騒音も殆んど生
じない。また、単位励磁期間におけるスイツチの動作は
１回のみであるので、スイツチのスイツチング損失が少
ない。また、スイツチを抵抗として動作させる必要がな
いので、電力損失が少ない。
実施例 次に、第１図〜第７図を参照して本発明の実施例に係わ
る固定磁気デイスク駆動装置のブラシレス直流モータ及
びその駆動装置について述べる。ブラシレス直流モータ
装置を示す第１図において、（１）は６極４相アウター
ローター型ブラシレス直流モータであり、第１、第２、
第３、及び第４相コイル（２）（３）（４）（５）を有
している。この各相コイル（２）（３）（４）（５）の
一端は共通に接続され、正の直流電源（６）に接続さ
れ、他端は、第１、第２、第３、及び第４相のスイツチ
ングトランジスタ（７）（８）（９）（10）を介してグ
ランド（接地共通ライン）に接続されている。（11）、
（12）は第１及び第２の回転子位置検出器であり、ホー
ル素子とIC回路とにより構成され、回転子の位置及び回
転数を示す周波数信号を位置検出信号として送出するも
のである。
る固定磁気デイスク駆動装置のブラシレス直流モータ及
びその駆動装置について述べる。ブラシレス直流モータ
装置を示す第１図において、（１）は６極４相アウター
ローター型ブラシレス直流モータであり、第１、第２、
第３、及び第４相コイル（２）（３）（４）（５）を有
している。この各相コイル（２）（３）（４）（５）の
一端は共通に接続され、正の直流電源（６）に接続さ
れ、他端は、第１、第２、第３、及び第４相のスイツチ
ングトランジスタ（７）（８）（９）（10）を介してグ
ランド（接地共通ライン）に接続されている。（11）、
（12）は第１及び第２の回転子位置検出器であり、ホー
ル素子とIC回路とにより構成され、回転子の位置及び回
転数を示す周波数信号を位置検出信号として送出するも
のである。
この実施例のブラシレス直流モータ（１）は、６極４相
アウターローター型であるので、第２図に原理的に示す
如く構成されている。即ち、６極の永久磁石から成る回
転子（13）の中に、第１〜第４相コイル（２）（３）
（４）（５）を含む固定子（14）を配すことにより構成
され、ホール素子を含む位置検出器（11）（12）が90度
間隔で固定子（14）上に配置されている。従つて、２つ
の位置検出器（11）（12）からは第５図（Ａ）（Ｂ）に
示す如く90度の位相差を有して回転位置及び速度に対応
した矩形波パルスを得ることが出来る。
アウターローター型であるので、第２図に原理的に示す
如く構成されている。即ち、６極の永久磁石から成る回
転子（13）の中に、第１〜第４相コイル（２）（３）
（４）（５）を含む固定子（14）を配すことにより構成
され、ホール素子を含む位置検出器（11）（12）が90度
間隔で固定子（14）上に配置されている。従つて、２つ
の位置検出器（11）（12）からは第５図（Ａ）（Ｂ）に
示す如く90度の位相差を有して回転位置及び速度に対応
した矩形波パルスを得ることが出来る。
第１図の２つの位置検出器（11）（12）の出力段に設け
られている各相の制御パルス形成回路（15）は、第５図
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）に示す各相の基本パルス即ち
励磁パターン信号を形成する基本パルス形成回路（16）
とパルス幅制御ゲート回路（17）とから成り、分配回路
とも呼ぶことが出来るものである。この制御パルス形成
回路（15）の基本パルス形成回路（16）は、NORゲート
（18）と、インヒビツトANDゲート（19）と、ANDゲート
（20）と、インヒビツトANDゲート（21）とから成る。
各ゲート（18）（19）（20）（21）の一方及び他方の入
力端子は第１及び第２の位置検出器（11）（12）の出力
端子に接続されているので、これ等の出力端子に第５図
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）に示す第１相、第２相、第３
相、及び第４相基本パルスが得られる。第５図（Ｃ）〜
（Ｆ）の各相基本パルスは、第５図（Ａ）（Ｂ）のデユ
テイ比50％の位置検出パルスに同期し、この位置検出パ
ルスの半分のパルス幅を有し、第１相、第２相、第３
相、第４相の順に発生する。なお従来のリニアドライブ
方式では、第５図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）のパルスの
振幅を制御することによつて速度を制御した。また、従
来のスイツチングドライブ方式では、第５図（Ｃ）
（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本パルスを高周波で断続し、こ
の高周波断続パルスのデユテイを変えることによつて速
度を制御した。これに対して、本発明では、第５図
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本パルスのパルス幅を変
えることによつて速度を制御する。
られている各相の制御パルス形成回路（15）は、第５図
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）に示す各相の基本パルス即ち
励磁パターン信号を形成する基本パルス形成回路（16）
とパルス幅制御ゲート回路（17）とから成り、分配回路
とも呼ぶことが出来るものである。この制御パルス形成
回路（15）の基本パルス形成回路（16）は、NORゲート
（18）と、インヒビツトANDゲート（19）と、ANDゲート
（20）と、インヒビツトANDゲート（21）とから成る。
各ゲート（18）（19）（20）（21）の一方及び他方の入
力端子は第１及び第２の位置検出器（11）（12）の出力
端子に接続されているので、これ等の出力端子に第５図
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）に示す第１相、第２相、第３
相、及び第４相基本パルスが得られる。第５図（Ｃ）〜
（Ｆ）の各相基本パルスは、第５図（Ａ）（Ｂ）のデユ
テイ比50％の位置検出パルスに同期し、この位置検出パ
ルスの半分のパルス幅を有し、第１相、第２相、第３
相、第４相の順に発生する。なお従来のリニアドライブ
方式では、第５図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）のパルスの
振幅を制御することによつて速度を制御した。また、従
来のスイツチングドライブ方式では、第５図（Ｃ）
（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本パルスを高周波で断続し、こ
の高周波断続パルスのデユテイを変えることによつて速
度を制御した。これに対して、本発明では、第５図
（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本パルスのパルス幅を変
えることによつて速度を制御する。
パルス幅制御ゲート回路（17）は、第１相、第２相、第
３相、及び第４相ANDゲート（22）（23）（24）（25）
から成り、各ANDゲート（22）〜（25）の一方の入力端
子は、各相の前段のゲート（18）（19）（20）（21）の
出力端子にそれぞれ接続され、他方の入力端子は共通に
接続されて可変モノマルチバイブレータ（26）の出力端
子に接続されている。従つて、各相のANDゲート（22）
（23）（24）（25）は、第５図（Ｃ）〜（Ｆ）に示す各
相の基本パルスと第５図（Ｈ）に示すモノマルチバイブ
レータ（26）の出力との両方が高レベルの期間に第５図
（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す高レベルの制御パルス
を発生し、各相のトランジスタ（７）（８）（９）（1
0）のベースに供給する。
３相、及び第４相ANDゲート（22）（23）（24）（25）
から成り、各ANDゲート（22）〜（25）の一方の入力端
子は、各相の前段のゲート（18）（19）（20）（21）の
出力端子にそれぞれ接続され、他方の入力端子は共通に
接続されて可変モノマルチバイブレータ（26）の出力端
子に接続されている。従つて、各相のANDゲート（22）
（23）（24）（25）は、第５図（Ｃ）〜（Ｆ）に示す各
相の基本パルスと第５図（Ｈ）に示すモノマルチバイブ
レータ（26）の出力との両方が高レベルの期間に第５図
（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す高レベルの制御パルス
を発生し、各相のトランジスタ（７）（８）（９）（1
0）のベースに供給する。
（27）は周波数−電圧変換回路即ちＦ−Ｖ変換回路であ
り、回転子位置検出器（11）の出力ラインに得られる第
５図（Ａ）の周波数信号に対応した電圧信号を出力する
公知の回路である。このＦ−Ｖ変換回路（27）から得ら
れる電圧信号は可変モノマルチバイブレータに供給さ
れ、この電圧信号に対応したパルス幅の出力を可変モノ
マルチバイブレータ（26）から送出するために使用され
る。
り、回転子位置検出器（11）の出力ラインに得られる第
５図（Ａ）の周波数信号に対応した電圧信号を出力する
公知の回路である。このＦ−Ｖ変換回路（27）から得ら
れる電圧信号は可変モノマルチバイブレータに供給さ
れ、この電圧信号に対応したパルス幅の出力を可変モノ
マルチバイブレータ（26）から送出するために使用され
る。
（28）はトリガ信号発生回路であり、２つの位置検出器
（11）（12）の出力に応答して第５図（Ｇ）のトリガ信
号を形成し、これを可変モノマルチバイブレータ（26）
に供給するものである。第３図はこのトリガ信号発生回
路（28）を具体的に示し、第４図は第３図の各部の波形
を示す。第３図における第１の排他的ORゲート（29）の
２つの入力端子は第１図の２つの位置検出器（11）（1
2）の出力端子にそれぞれ接続されている。従つて、第
４図（Ａ）（Ｂ）に示す位相差90を有する２つの位置検
出信号が排他的ORゲート（29）に入力すると、第４図
（Ｃ）に示す２倍の周波数のパルスを出力する。この第
４図（Ｃ）のパルスは第２の排他的ORゲート（30）の一
方の入力端子に直接に供給されると共に、抵抗（31）と
コンデンサ（32）とから成る遅延回路（33）で第４図
（Ｄ）に示すように遅延されて他方の入力端子に供給さ
れる。この結果、第２の排他的ORゲート（30）の出力端
子に、第４図（Ｅ）に示すトリガ信号が得られる。第４
図（Ｅ）のトリガ信号は、デユテイ比50％の第４図
（Ｃ）のパルスの前縁と後縁に同期して得られるので、
第４図（Ａ）（Ｂ）に示す位置検出信号の４倍の周波数
信号である。
（11）（12）の出力に応答して第５図（Ｇ）のトリガ信
号を形成し、これを可変モノマルチバイブレータ（26）
に供給するものである。第３図はこのトリガ信号発生回
路（28）を具体的に示し、第４図は第３図の各部の波形
を示す。第３図における第１の排他的ORゲート（29）の
２つの入力端子は第１図の２つの位置検出器（11）（1
2）の出力端子にそれぞれ接続されている。従つて、第
４図（Ａ）（Ｂ）に示す位相差90を有する２つの位置検
出信号が排他的ORゲート（29）に入力すると、第４図
（Ｃ）に示す２倍の周波数のパルスを出力する。この第
４図（Ｃ）のパルスは第２の排他的ORゲート（30）の一
方の入力端子に直接に供給されると共に、抵抗（31）と
コンデンサ（32）とから成る遅延回路（33）で第４図
（Ｄ）に示すように遅延されて他方の入力端子に供給さ
れる。この結果、第２の排他的ORゲート（30）の出力端
子に、第４図（Ｅ）に示すトリガ信号が得られる。第４
図（Ｅ）のトリガ信号は、デユテイ比50％の第４図
（Ｃ）のパルスの前縁と後縁に同期して得られるので、
第４図（Ａ）（Ｂ）に示す位置検出信号の４倍の周波数
信号である。
第１図の説明に戻り、可変モノマルチバイブレータ（2
6）は、モノマルチバイブレータのIC回路（34）に時定
数を決定するためのコンデンサ（35）と、トランジスタ
（36）と、抵抗（37）とを接続することにより構成され
ている。トランジスタ（36）は抵抗（37）を介して＋Ｂ
で示すバイアス電源に接続されており、この抵抗値の変
化により、モノマルチバイブレータ（26）のコンデンサ
（35）の充電時定数が変化し、出力パルス幅が変化す
る。トランジスタ（36）の導通状態を変えるために、ト
ランジスタ（36）のベースは抵抗（40）を介してＦ−Ｖ
変換回路（27）の出力端子に接続されている。
6）は、モノマルチバイブレータのIC回路（34）に時定
数を決定するためのコンデンサ（35）と、トランジスタ
（36）と、抵抗（37）とを接続することにより構成され
ている。トランジスタ（36）は抵抗（37）を介して＋Ｂ
で示すバイアス電源に接続されており、この抵抗値の変
化により、モノマルチバイブレータ（26）のコンデンサ
（35）の充電時定数が変化し、出力パルス幅が変化す
る。トランジスタ（36）の導通状態を変えるために、ト
ランジスタ（36）のベースは抵抗（40）を介してＦ−Ｖ
変換回路（27）の出力端子に接続されている。
次に、第１図のＡ〜Ｌ点の状態を示す第５図〜第７図を
参照して第１図の回路の動作を説明する。
参照して第１図の回路の動作を説明する。
第６図は定常回転時の各部の状態を示す。この定常回転
時には、第５図（Ａ）（Ｂ）に示す標準の周期の回転子
位置検出信号が発生し、これに基づいて第５図（Ｃ）
（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）に示す第１、第２、第３、及び第４
相の基本パルスがゲート（18）（19）（20）（21）の出
力段に得られる。一方、可変モノマルチバイブレータ
（26）は、第５図（Ｇ）に示すトリガ信号に応答して第
５図（Ｈ）に示す出力を発生する。このモノマルチバイ
ブレータ（26）の出力パルスは、（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）
（Ｆ）の基本パルスに同期して発生し、且つ定常回転時
には基本パルスの約半分のパルス幅を有する。第１相〜
第４相のANDゲート（22）（23）（24）（25）は、第５
図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本パルスと第５図
（Ｈ）のマルチバイブレータ出力パルスとの両方が高レ
ベルの期間に対応して、第５図（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）
（Ｌ）に示す高レベルのパルスを発生する。即ち、AND
ゲート（22）〜（25）から成るパルス幅制御ゲート回路
（17）は、第５図（Ｈ）のマルチバイブレータ出力パル
スを第１相〜第４相に分配するゲートとして動く。従つ
て、パルス幅制御ゲート回路（17）又は制御パルス形成
回路（15）を分配回路と呼ぶことも出来る。第５図
（Ｉ）〜（Ｌ）に示すトランジスタオン制御パルスの幅
も定常回転時には第５図（Ｃ）〜（Ｆ）の基本パルスの
約半分である。第１相〜第４相ANDゲート（22）〜（2
5）の出力ラインに第５図（Ｉ）〜（Ｌ）のオン制御パ
ルスが発生すれば、このパルスに応答してトランジスタ
（７）〜（10）がオン状態になり、コイル（２）〜
（５）に順次に電流が流れ、モータ（１）が回転する。
この時、各相のトランジスタ（７）〜（10）のベースに
はこれを飽和オン状態にすることが可能なレベルのベー
ス電流を第５図（Ｉ）〜（Ｌ）のパルスに応答して流
す。
時には、第５図（Ａ）（Ｂ）に示す標準の周期の回転子
位置検出信号が発生し、これに基づいて第５図（Ｃ）
（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）に示す第１、第２、第３、及び第４
相の基本パルスがゲート（18）（19）（20）（21）の出
力段に得られる。一方、可変モノマルチバイブレータ
（26）は、第５図（Ｇ）に示すトリガ信号に応答して第
５図（Ｈ）に示す出力を発生する。このモノマルチバイ
ブレータ（26）の出力パルスは、（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）
（Ｆ）の基本パルスに同期して発生し、且つ定常回転時
には基本パルスの約半分のパルス幅を有する。第１相〜
第４相のANDゲート（22）（23）（24）（25）は、第５
図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本パルスと第５図
（Ｈ）のマルチバイブレータ出力パルスとの両方が高レ
ベルの期間に対応して、第５図（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）
（Ｌ）に示す高レベルのパルスを発生する。即ち、AND
ゲート（22）〜（25）から成るパルス幅制御ゲート回路
（17）は、第５図（Ｈ）のマルチバイブレータ出力パル
スを第１相〜第４相に分配するゲートとして動く。従つ
て、パルス幅制御ゲート回路（17）又は制御パルス形成
回路（15）を分配回路と呼ぶことも出来る。第５図
（Ｉ）〜（Ｌ）に示すトランジスタオン制御パルスの幅
も定常回転時には第５図（Ｃ）〜（Ｆ）の基本パルスの
約半分である。第１相〜第４相ANDゲート（22）〜（2
5）の出力ラインに第５図（Ｉ）〜（Ｌ）のオン制御パ
ルスが発生すれば、このパルスに応答してトランジスタ
（７）〜（10）がオン状態になり、コイル（２）〜
（５）に順次に電流が流れ、モータ（１）が回転する。
この時、各相のトランジスタ（７）〜（10）のベースに
はこれを飽和オン状態にすることが可能なレベルのベー
ス電流を第５図（Ｉ）〜（Ｌ）のパルスに応答して流
す。
第６図はモータ（１）の回転速度が定常速度よりも遅く
なつた場合を示す。この場合には、第６図（Ａ）（Ｂ）
に示す位置検出信号の周波数が低下するため、Ｆ−Ｖ変
換回路（27）の出力電圧レベルが低下し、トランジスタ
（36）の抵抗が大になり、コンデンサ（35）の充電時定
数が大になる。この結果、第６図（Ｈ）に示す可変モノ
マルチバイブレータ（26）の出力パルスのデユテイ比が
大になり、第６図（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す第１
相、第２相、第３相、及び第４相の制御パルスの幅も大
になる。これにより、コイル（２）〜（５）に高い電圧
を印加したと等価な動作になり、回転速度が定常速度に
戻るような動作となる。
なつた場合を示す。この場合には、第６図（Ａ）（Ｂ）
に示す位置検出信号の周波数が低下するため、Ｆ−Ｖ変
換回路（27）の出力電圧レベルが低下し、トランジスタ
（36）の抵抗が大になり、コンデンサ（35）の充電時定
数が大になる。この結果、第６図（Ｈ）に示す可変モノ
マルチバイブレータ（26）の出力パルスのデユテイ比が
大になり、第６図（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す第１
相、第２相、第３相、及び第４相の制御パルスの幅も大
になる。これにより、コイル（２）〜（５）に高い電圧
を印加したと等価な動作になり、回転速度が定常速度に
戻るような動作となる。
第７図はモータ（１）が定常速度よりも速い回転状態に
なつた場合の動作を示す。この場合には、第７図（Ａ）
（Ｂ）に示す位置検出器（11）（12）の出力周波数が大
になるので、Ｆ−Ｖ変換回路（27）の直流出力電圧レベ
ルも大になり、トランジスタ（36）の抵抗が小になり、
コンデンサ（35）の充電時定数が小になる。この結果、
第７図（Ｈ）に示す可変モノマルチバイブレータ（26）
の出力パルスのデユテイ比が小になり、第７図（Ｉ）
（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す各相の制御パルスの幅も小に
なる。従つて、コイル（２）（３）（４）（５）の電圧
を低下させたと同等な動作になり、回転速度が定常状態
に戻る。
なつた場合の動作を示す。この場合には、第７図（Ａ）
（Ｂ）に示す位置検出器（11）（12）の出力周波数が大
になるので、Ｆ−Ｖ変換回路（27）の直流出力電圧レベ
ルも大になり、トランジスタ（36）の抵抗が小になり、
コンデンサ（35）の充電時定数が小になる。この結果、
第７図（Ｈ）に示す可変モノマルチバイブレータ（26）
の出力パルスのデユテイ比が小になり、第７図（Ｉ）
（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す各相の制御パルスの幅も小に
なる。従つて、コイル（２）（３）（４）（５）の電圧
を低下させたと同等な動作になり、回転速度が定常状態
に戻る。
以上、本発明の実施例について述べたが、本発明はこれ
に限定されるものでなく、更に変形可能なものである。
例えば、第１図の制御パルス形成回路（15）を第８図に
示すデコーダ（38）に置き換えてもよい。第８図に示す
デコーダ（38）として例えばＣ−MOS14028と呼ばれるIC
を使用することが可能であり、入力端子Ａは第１図の第
１の位置検出器（11）に接続し、入力端子Ｂは第２の位
置検出器（12）に接続し、入力端子Ｃは可変モノマルチ
バイブレータ（26）に接続し、出力端子Q4、Q5、Q6、Q7
はトランジスタ（７）（８）（９）（10）のベースにそ
れぞれ接続する。なお、このデコーダ（38）の入力〔CB
A〕と出力〔Q7Q6Q5Q4〕との関係は、 入力〔100〕で出力〔0001〕、 入力〔101〕で出力〔0010〕、 入力〔110〕で出力〔0100〕、 入力〔111〕で出力〔1000〕 である。要するに、入力〔BA〕が〔00〕の場合には、第
１相出力Q4のみが高レベルになり、入力端子Ｃのマルチ
バイブレータの出力パルスに対応した制御パルスがトラ
ンジスタ（７）のベースに印加される。同様に入力〔B
A〕が〔01〕の場合は第２相の出力Q5が高レベルにな
り、入力〔BC〕が〔10〕の時には第３相の出力Q6が高レ
ベルになり、入力〔BC〕が〔11〕の場合は第４相の出力
Q7が高レベルになる。
に限定されるものでなく、更に変形可能なものである。
例えば、第１図の制御パルス形成回路（15）を第８図に
示すデコーダ（38）に置き換えてもよい。第８図に示す
デコーダ（38）として例えばＣ−MOS14028と呼ばれるIC
を使用することが可能であり、入力端子Ａは第１図の第
１の位置検出器（11）に接続し、入力端子Ｂは第２の位
置検出器（12）に接続し、入力端子Ｃは可変モノマルチ
バイブレータ（26）に接続し、出力端子Q4、Q5、Q6、Q7
はトランジスタ（７）（８）（９）（10）のベースにそ
れぞれ接続する。なお、このデコーダ（38）の入力〔CB
A〕と出力〔Q7Q6Q5Q4〕との関係は、 入力〔100〕で出力〔0001〕、 入力〔101〕で出力〔0010〕、 入力〔110〕で出力〔0100〕、 入力〔111〕で出力〔1000〕 である。要するに、入力〔BA〕が〔00〕の場合には、第
１相出力Q4のみが高レベルになり、入力端子Ｃのマルチ
バイブレータの出力パルスに対応した制御パルスがトラ
ンジスタ（７）のベースに印加される。同様に入力〔B
A〕が〔01〕の場合は第２相の出力Q5が高レベルにな
り、入力〔BC〕が〔10〕の時には第３相の出力Q6が高レ
ベルになり、入力〔BC〕が〔11〕の場合は第４相の出力
Q7が高レベルになる。
発明の効果 上述から明らかな如く、本発明によれば、第５図、第６
図、第７図の（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す如く、制
御パルスの幅を変えて速度を制御し、従来のスイツチン
グドライブ方式のように、第５図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）
（Ｆ）に示す基本パルスを高周波で断続しない。この結
果、従来発生した高周波断続に基づくコイル（２）
（３）（４）（５）の振動騒音を防止することが出来
る。また、従来のスイツチングドライブ方式に比較し、
各相のスイツチのスイツチング回数が大幅に少なくなる
ので、スイツチング損失を低減することが出来る。
図、第７図の（Ｉ）（Ｊ）（Ｋ）（Ｌ）に示す如く、制
御パルスの幅を変えて速度を制御し、従来のスイツチン
グドライブ方式のように、第５図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）
（Ｆ）に示す基本パルスを高周波で断続しない。この結
果、従来発生した高周波断続に基づくコイル（２）
（３）（４）（５）の振動騒音を防止することが出来
る。また、従来のスイツチングドライブ方式に比較し、
各相のスイツチのスイツチング回数が大幅に少なくなる
ので、スイツチング損失を低減することが出来る。
また、本発明の実施例によれば、回転子位置検出器（1
1）（12）の出力に基づいて、可変モノマルチバイブレ
ータ（26）のトリガパルス及び制御信号を形成し、パル
ス幅制御するので、簡単な回路で速度制御を行うことが
出来る。また、第１図の回路では位置検出器（11）（1
2）に基づいて第５図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本
パルスを形成すると共に可変モノマルチバイブレータ
（26）を制御するので、基本パルスと可変モノマルチバ
イブレータの出力パルスとの同期関係を正確且つ容易に
得ることが出来る。換言すれば、可変モノマルチバイブ
レータの出力の各相への分配を正確且つ容易に達成する
ことが出来る。
1）（12）の出力に基づいて、可変モノマルチバイブレ
ータ（26）のトリガパルス及び制御信号を形成し、パル
ス幅制御するので、簡単な回路で速度制御を行うことが
出来る。また、第１図の回路では位置検出器（11）（1
2）に基づいて第５図（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）の基本
パルスを形成すると共に可変モノマルチバイブレータ
（26）を制御するので、基本パルスと可変モノマルチバ
イブレータの出力パルスとの同期関係を正確且つ容易に
得ることが出来る。換言すれば、可変モノマルチバイブ
レータの出力の各相への分配を正確且つ容易に達成する
ことが出来る。
第１図は本発明の実施例に係わるブラシレス直流モータ
とその駆動装置を示すブロツク図、第２図は第１図のブ
ラシレス直流モータを原理的に示す正面図、第３図は第
１図のトリガ信号発生回路を詳しく示す回路図、第４図
は第３図のＡ〜Ｅ点の状態を示す波形図、第５図は定常
速度の場合の第１図のＡ〜Ｌ点の状態を示す波形図、第
６図は遅い速度の場合の第１図のＡ、Ｂ、Ｇ〜Ｌ点の状
態を示す波形図、第７図は速い速度の場合の第１図の
Ａ、Ｂ、Ｇ〜Ｌ点の状態を示す波形図、第８図は制御パ
ルス形成回路の変形例を示すブロツク図である。 （１）……ブラシレス直流モータ、（２）（３）（４）
（５）……コイル、（７）（８）（９）（10）……トラ
ンジスタ、（11）……第１の回転子位置検出器、（12）
……第２の回転子位置検出器、（15）……制御パルス形
成回路、（16）……基本パルス形成回路、（17）……パ
ルス幅制御ゲート回路、（26）……可変モノマルチバイ
ブレータ、（27）……周波数−電圧変換回路、（28）…
…トリガ信号発生回路。
とその駆動装置を示すブロツク図、第２図は第１図のブ
ラシレス直流モータを原理的に示す正面図、第３図は第
１図のトリガ信号発生回路を詳しく示す回路図、第４図
は第３図のＡ〜Ｅ点の状態を示す波形図、第５図は定常
速度の場合の第１図のＡ〜Ｌ点の状態を示す波形図、第
６図は遅い速度の場合の第１図のＡ、Ｂ、Ｇ〜Ｌ点の状
態を示す波形図、第７図は速い速度の場合の第１図の
Ａ、Ｂ、Ｇ〜Ｌ点の状態を示す波形図、第８図は制御パ
ルス形成回路の変形例を示すブロツク図である。 （１）……ブラシレス直流モータ、（２）（３）（４）
（５）……コイル、（７）（８）（９）（10）……トラ
ンジスタ、（11）……第１の回転子位置検出器、（12）
……第２の回転子位置検出器、（15）……制御パルス形
成回路、（16）……基本パルス形成回路、（17）……パ
ルス幅制御ゲート回路、（26）……可変モノマルチバイ
ブレータ、（27）……周波数−電圧変換回路、（28）…
…トリガ信号発生回路。
Claims (1)
- 【請求項１】ブラシレス直流モータのそれぞれの相のコ
イルに電流を選択的に流すための各相のスイッチと、こ
の各相のスイッチを順次にオン制御する制御パルスを発
生する制御回路とから成るブラシレス直流モータの駆動
装置において、前記制御パルスの幅を制御する回路が、 前記モータの回転子位置を検出し、前記回転子位置に対
応した周波数信号を出力する回転子位置検出器と、 前記位置検出器から得られる前記周波数信号に対応した
直流電圧信号に得るための周波数−電圧変換回路と、 前記周波数信号に応答して前記各相のスイッチの合計の
オン回数に対応した数のトリガ信号を発生するトリガ信
号発生回路と、 前記トリガ信号に応答して出力パルスを発生し、且つ前
記電圧信号に応答して前記出力パルスの幅が変化する可
変モノマルチバイブレータと、 前記位置検出器の出力と前記可変モノマルチバイブレー
タの出力パルスとに基づいて前記モノマルチバイブレー
タから出力パルスが発生している期間のみ前記スイッチ
をオン制御するパルスを形成する制御パルス形成回路と から成ることを特徴とするブラシレス直流モータの駆動
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59165792A JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59165792A JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6146192A JPS6146192A (ja) | 1986-03-06 |
| JPH0757114B2 true JPH0757114B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=15819079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59165792A Expired - Lifetime JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0757114B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2636182A1 (fr) * | 1988-09-05 | 1990-03-09 | Technologique Sarl Comp | Circuit de commande pour moteur a courant continu sans collecteur, notamment d'un ventilateur |
| JPH0377297U (ja) * | 1989-11-29 | 1991-08-02 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56129587A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Olympus Optical Co Ltd | Controlling device for brushless motor |
-
1984
- 1984-08-08 JP JP59165792A patent/JPH0757114B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6146192A (ja) | 1986-03-06 |
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