JPS6146192A - ブラシレス直流モ−タの駆動装置 - Google Patents
ブラシレス直流モ−タの駆動装置Info
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- JPS6146192A JPS6146192A JP59165792A JP16579284A JPS6146192A JP S6146192 A JPS6146192 A JP S6146192A JP 59165792 A JP59165792 A JP 59165792A JP 16579284 A JP16579284 A JP 16579284A JP S6146192 A JPS6146192 A JP S6146192A
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- JP
- Japan
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- pulse
- phase
- motor
- circuit
- control
- Prior art date
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/12—Monitoring commutation; Providing indication of commutation failure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
産業上の利用分野
本発明は、磁気ディスク駆動装置、磁気テープ走行装置
等に使用するブラシレス直流モータの駆動装置に関する
ものでろろ。 従来の技術 ブラシレス直流モータの速度制御方法として、リニアド
ライブ方式と、スイツチをグドライブ方式とが仰られて
いる。前者のリニアドライブ方式では、ホール素子によ
る回転子位置検出信号(周彼数信号]ン周波数−電圧変
倹回路によって電圧信号に俊俟し、この電圧信号によっ
て、各相のフィルに直列に接続されても・るトランジス
タのベース電流ン制御する。この結果、トランジスタの
オン期間にコイルに印加される電圧値が変化し1回転速
度も変化する。 後者のスイツチをグドライブ方式では、コイルに直列に
接続されて(・るトランジスタのベース信号を高い周波
数でオンオフ制御し、この高(・周波数信号のデユティ
比を変化させることにより、駆動電圧の平均値音制御す
る。 発明が解決しようとする問題点 ところで、リニアドライブ方式は、制(111’Y円消
に行える。モータの騒音が少ない等の利点を有する反面
、励i電流を制御するトランジスタにおける電力損失及
び発熱が大であるという欠点乞有する。また、スイツチ
をグドライブ方式は、トランジスタの電力損失及び発熱
が小さ−・と1..1つ利点ン有する反面、リニアドラ
イブ方式に比較して日清な制御が困難であるという欠点
及び高周波断続が行われるためにコイルが振動し、モー
タから騒音が発生することがめると(1う欠点ン有する
。そこで、本発明の目的は、電力損失及び発熱な少な(
することが出来且つ騒音を少なくすることが出来るブラ
シレス直流モータの駆動装置ン提供することにある。 問題点ン解決するための手段 上記目的ン達成するための本発明は、ブラシレス直流モ
ータのそれぞれの相のコイルに電流χ選択的に流子ため
の各相のスイッチと、この各相のスイツチをグ次にオン
制御する制御パルスを発生する?ff1J御回路とから
成るブラシレス直流モータの駆動装置にお一゛て、前記
モータの回転速度乞制御するために前記ttf制御パル
スの幅を制御する回路?設けたこと乞特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動装置に係わるものでるる。 作用 本発明におiて、各相のスイッチのオン時間幅ン速度制
御のために変えれば、a動電圧の平均値を低下したと同
等な状態となり、モータの速度が変わる。スイッチのオ
ン時間幅馨短かくすることにより、今励磁している相の
オン期間と次に励磁する相のオン期間との間にギャップ
が生じるが、モータは慣性ン有して回転して(・るので
、回転の連続性が保たれる。この方式では、従来のスイ
ツチをグドライブ方式で生じた励磁期間における高周波
断続が生じないので、フィルの振動による騒音も殆んど
生じない。また、単位励磁期間におけルスイッチの動作
は1回のみであるので、スイッチのスイツチをグ損失が
少ない。また、スイッチを抵抗として動作させる必要が
ないので、電力損失か少な一ゞ0 実施例 次に、°第1図〜#!7図を参照し゛て本発明の実施例
に係わる固定磁気ディスク駆動装置のブラシレス直流モ
ータ及びその駆動装置について述べる。 ブラシレス直流モータ装置ン示す第1図において。 山は6&4相アウターローター型ブラシレス直流モータ
でbつ、第1%N2、第3、及び第4相コイル1211
3114) +57 ’に有している。この各相コイル
+21 +3114) +57の一端は共通に接続され
、正の直流電源161 K接続され、@端は、第1.第
2、第3、及び第4相のスイツチをグトランジスタ(7
バ87 (97(1Ql’t’介してグランド(接地共
通ラインノに接続されている。 συ、α21は第I及び第2の回転子位置検出器であり
、ホール素子とIC回路とにより構成さ几、回転子の位
置及び回転数ン示す周波数信号ン位置検出信号として送
出するものである。 この実施例のブラシレス直流モータ山は、6極4相アウ
ターローター型であるので、第2図に原理的に示す如(
構成されている。即ち、6極の永久磁石から成る回転子
0の中に、第1S第4相コイル12J 13+ +4)
15Jン含む固定子(141F!’配丁こ乙により構成
され、ホール素子ン含む位置検出器ttu圓が90度間
隔で固定子U上に配置されて−・る。従って、2つの位
置検出器aIJaaからは第5図(Alの)に示す如く
90度の位相差χ有して回転位置及び速度に対応した矩
形波パルスを得ることが出来ろ〇第1図の2つの位置検
出器qυ(121の出力段に設けられている各相の制御
パルス形成回路(151は、第5図(C5(D[F][
F]に示す各相の基本パルスff[Jち励磁パターン信
号ン形成する基本パルス形成回路αりとパルスIl@1
trIJ#ゲート回路aηとから成り、分配回路とも呼
ぶことが出来るものである。この制御パルス形成回路a
9の基本パルス、形成回路α〜は、NORゲート住榎ε
1インヒピットANDゲートa9と、ANDゲーグー□
□と、インヒビットANDゲートQvとから成る。各ゲ
ートQ&α9 (2112])の一方及び他方の久方端
子は第1及び第2の位置検aiuasの出方端子に接続
されて(・るので、これ等の出方端子に85図(0(D
I■[F]に示す第1相、第2相、第3相、及び第4相
基本パルスが得られる。第5図(0〜(F)の各相基本
パルスは、第5図W0のデユティ比50%の位置検出パ
ルスに同期し、この位置検出パルスの手分のパルス幅を
有し、第1相、第2相、第3相、第4相の順に発生する
。なお従来のIJ ニアドライブ方式では、第5図(C
’l (D (E)[F]のパルスの振幅’k fll
J御することによって速度ン制御した。また、従来のス
イツチをグドライブ方式では、第5図(CI CDl[
F][F]の基本パルスを高周波で断続し、この高周波
断続パルスのデユティを変えることによって速度を制御
した。これに対して、本発明では、第5図(0(0■[
F]の基本パルスのパルス幅を変えることによって速度
を制御する。 パルス幅制御ゲート回路αηは、第1相、第2相、第3
相、及び#!4相ANDゲートの123(241四から
成り、各ANDゲーグー〜四の一方の久方端子は、各相
の前段のゲートα8α9@(2Hの出方端子にそれぞn
接続され、他方の入力端子は共通に接続さnて可変モノ
マルチバイブレータ漫の出力端子に・接続されて−・る
。従って、各相のANDゲートのI231r24J■j
は、第5図(0〜(F′)に示す各相の基本パルスと第
5図Bに示すモノマルチバイブレータ漫の出力との両方
が高レベルの期間に第5図(Il (J)σ0已】に示
す高レベルの制御パルスを発生し、各相のトランジスタ
(7バ81 (9Jσ0)のベースに供給する。 弼は周波数−電圧変換回路即ちF−V変換回路でるり、
回転子位置検出器0υの出力ラインに得られろ第5幽囚
の周波数信号に対応した電圧信号を出力する分類の回路
である。このF−V変便回路C17)力)ら得らnる電
圧信号は可変モノマルチバイブレークに供給され、この
電圧信号に対応したパルス稀の出力を可変モノマルチバ
イブレータ油から送出するために使用される。 弼はトリガ信号発生回路でおり、2つの位置検出器(l
]J a’aの出力に応答して第5図(0のトリガ信号
を形成し、これを可変モノマルチバイブレータ26)に
供給するものである。第3図はこのトリガ信号発生回w
J儲を具体的に示し、第4図は第3図の谷部の鼓形を示
す。第3図におけるwIlcl排他的ORゲート(ハ)
の2つの入力端子は第1図の2つの位置検出器011時
の出力端子にそれぞれ接続されて(・る。従って、第4
図■巴)に示す位相差90を有する2つの位置検出信号
が排他的ORゲグー四に入力すると、第4図(Oに示す
2倍の周波数のパルスを出力する。この第4囚(0のパ
ルスは第2の排他 。 的(JRゲグー山の一方の入力端子に直接に供給される
と共に、抵抗6υとコンデンサ6zとから成る遅延回路
C3りで第4図(Dに示すように遅延されて他方の入力
端子に供給される。この結果、第2の排他E?”1(J
Rゲグー山の出力端子に、第4図■に示すトリガ信号が
得られる。第4図(Dのトリガ信号は。 デユティ比50%の第4図(0のパルスの前縁と後縁に
同期して得られるので、第4図(3)[F]1に示す位
置検出信号の4倍の周波数信号である。 第1図の説明に戻9、可変モノマルチバイブレーク□□
□は、モノマルチバイブレータのIC回路財1に時定数
を決定するためのコンデンサC(51と、トランジスタ
(ア)と、抵抗(37)とを接続することにより構成さ
れて(・る。トランジスタC361は抵抗c37)を介
して十Bで示すバイ了ス電源こ接続されており、この抵
抗値の変化により、モノマルチノくイブレータ(至)の
コンデンサ135+の充電時定数が変化し、出力パルス
幅が変化する。トランジスタ(至)の導通状態を変える
ために、トランジスタ圓のベースはH抗(4G ヲ介し
てF−V変換回路額の出力端子に接続されて一゛る。 次に、第1図のA〜L点の状態を示す第5@〜第7図を
参照して第1図の回路の動作を説明する。 第6図は定常回転時の各部の状態を示す。この定常回転
時には、第5図(支)eに示す標準の周期の回転子位置
検出信号か発生し、これに基づいて第5図(0(D■[
F]に示す第1、第2%第3、及び第4相の基本パルス
がグー)(18)t19(20)■Vの出力段に得らn
る。一方、可変モノマルチパイブレータシ6)は、第5
図(GTlc示すトリガ信号に応答して第5図■に示す
出力を発生する。このモノマルチパイブレーj1t26
Jの出力パルスは%[0(Di (E)[F]の基本パ
ルスに同期して発生し、且つ定常回転時には基本パルス
の約半分のパルス幅を有する。第1相〜第4相のAND
ゲートのT23I241(ハ)は、第5図(00[F]
CDの基本パにスとm5図[F]のマルチパイプレーク
出力パルスとの両方が高レベルの期間に対応して、第5
図(Ilg)■巳)に示す高レベルのパルスを発生する
。即ち、ANDゲーグー〜四から成るパルス幅制御ゲー
ト回路aηは、第5図0のマルチバイブレータ出カッ(
ルスを第1相〜第4相に分配するゲートとして働く。従
って、パルス幅制御ゲート回路(L?)又は制御パルス
形成回路曲を分配回路と呼ぶことも出来る。 第5図(11〜山)に示すトランジスタオン制御パルス
の幅も定常回転時には男5図(C)〜F)の基本パルス
の約半分である。第1相〜第4相ANDゲート(221
〜[有]の出力ラインに第5図(11〜■のオン制御)
くルスが発生すれば、このパルスに応答してトランジス
タ+77″−uQがオン状態にな9、コイル(21〜(
5〕に順次に電流が流れ、モータ+11が回転する。こ
の時、各相のトランジスタ(77〜(IQIのベースに
はこれを飽和オン状態にすることが可能なレベルのベー
ス電流を第5図山〜■のパルスに応答して流す。 N6因はモータ111の回転速度が定常速度よりも遅(
なった場合を示す。この場合には、第6図■■に示す位
置検出信号の周波数が低下するため、F−4変換回路(
資)の出力電圧レベルが低下し、トランジスタ(畑の抵
抗が大になり、コンデンサ霞の充電時定数が大になる。 この結果、第6図[F]に示す可6″′′″=′<−t
7°Ly −7(i!1 ′7′lij 7/<’ k
、r、 O1デユテイ比が大になり、第6図(II
Ul印の)に示す第1相、第2相、第3相、及び第4相
の?l?lJ (@lパルスの幅も大になる。これによ
り、コイルT21〜(5〕に高い電圧を印加したと等価
な動作になり1回転速度が定常速度に戻るような動作と
なる。 第7図はモータ111が定常速度よりも速い回転状態°
になった場合の動作を示す。この場合、には、第7囚(
2)■に示す位置検出器αDα4の出力周波数が本にな
るので、F−V変換回路弼の直流出力電圧レベルも大に
なり、トランジスタ開の抵抗が小になり、コンデンサC
(51の充電時定数が小になる。この結果、第7図Bに
示す可変モノマルチバイブレータ(ハ)の出力パルスの
デユティ比が小になり、第7図TII (Jl (K)
巳)に示す各相の制御パルスの幅も小になる。従って、
コイル+21 +31 +4) 15Jの電圧を低下さ
せたと同等な動作になり、回転速度が定常状態に戻る。 以上、本発明の実施例について述べたが、不発明はこれ
に限定されるものでな(、更に変形可能なものである。 例えば、第11の制御パルス形成回路σシを#!8図に
示すデコーダ(至)に置き償えて□もよい。第8囚に示
すデコーダ■として例えばC−MOS 140−28と
呼ばれるICを使用することが可能で69、入力端子A
は第1図の第1の位置検出器aDに接続し、入力端子B
は第2の位置検出器a4に接続し、入力端子Cは可変モ
ノマルチバイブレータ(至)に接続し、出力端子Q、、
Q、、Q、、Qヮはトランジスタ+71 (8)t9J
QQIのベースにそれぞれ接続する。なお、このデコ
ーダ關の入力CCBAIと出力(Q、 Q、 Q、 Q
、)との関係は、入力(1001で出力[0001:l
、入力(101)で出力[0010]、 入力(1101で出力[0100)、 入力[:111]で出力(100Q) である。要するに、入力[BA)が
等に使用するブラシレス直流モータの駆動装置に関する
ものでろろ。 従来の技術 ブラシレス直流モータの速度制御方法として、リニアド
ライブ方式と、スイツチをグドライブ方式とが仰られて
いる。前者のリニアドライブ方式では、ホール素子によ
る回転子位置検出信号(周彼数信号]ン周波数−電圧変
倹回路によって電圧信号に俊俟し、この電圧信号によっ
て、各相のフィルに直列に接続されても・るトランジス
タのベース電流ン制御する。この結果、トランジスタの
オン期間にコイルに印加される電圧値が変化し1回転速
度も変化する。 後者のスイツチをグドライブ方式では、コイルに直列に
接続されて(・るトランジスタのベース信号を高い周波
数でオンオフ制御し、この高(・周波数信号のデユティ
比を変化させることにより、駆動電圧の平均値音制御す
る。 発明が解決しようとする問題点 ところで、リニアドライブ方式は、制(111’Y円消
に行える。モータの騒音が少ない等の利点を有する反面
、励i電流を制御するトランジスタにおける電力損失及
び発熱が大であるという欠点乞有する。また、スイツチ
をグドライブ方式は、トランジスタの電力損失及び発熱
が小さ−・と1..1つ利点ン有する反面、リニアドラ
イブ方式に比較して日清な制御が困難であるという欠点
及び高周波断続が行われるためにコイルが振動し、モー
タから騒音が発生することがめると(1う欠点ン有する
。そこで、本発明の目的は、電力損失及び発熱な少な(
することが出来且つ騒音を少なくすることが出来るブラ
シレス直流モータの駆動装置ン提供することにある。 問題点ン解決するための手段 上記目的ン達成するための本発明は、ブラシレス直流モ
ータのそれぞれの相のコイルに電流χ選択的に流子ため
の各相のスイッチと、この各相のスイツチをグ次にオン
制御する制御パルスを発生する?ff1J御回路とから
成るブラシレス直流モータの駆動装置にお一゛て、前記
モータの回転速度乞制御するために前記ttf制御パル
スの幅を制御する回路?設けたこと乞特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動装置に係わるものでるる。 作用 本発明におiて、各相のスイッチのオン時間幅ン速度制
御のために変えれば、a動電圧の平均値を低下したと同
等な状態となり、モータの速度が変わる。スイッチのオ
ン時間幅馨短かくすることにより、今励磁している相の
オン期間と次に励磁する相のオン期間との間にギャップ
が生じるが、モータは慣性ン有して回転して(・るので
、回転の連続性が保たれる。この方式では、従来のスイ
ツチをグドライブ方式で生じた励磁期間における高周波
断続が生じないので、フィルの振動による騒音も殆んど
生じない。また、単位励磁期間におけルスイッチの動作
は1回のみであるので、スイッチのスイツチをグ損失が
少ない。また、スイッチを抵抗として動作させる必要が
ないので、電力損失か少な一ゞ0 実施例 次に、°第1図〜#!7図を参照し゛て本発明の実施例
に係わる固定磁気ディスク駆動装置のブラシレス直流モ
ータ及びその駆動装置について述べる。 ブラシレス直流モータ装置ン示す第1図において。 山は6&4相アウターローター型ブラシレス直流モータ
でbつ、第1%N2、第3、及び第4相コイル1211
3114) +57 ’に有している。この各相コイル
+21 +3114) +57の一端は共通に接続され
、正の直流電源161 K接続され、@端は、第1.第
2、第3、及び第4相のスイツチをグトランジスタ(7
バ87 (97(1Ql’t’介してグランド(接地共
通ラインノに接続されている。 συ、α21は第I及び第2の回転子位置検出器であり
、ホール素子とIC回路とにより構成さ几、回転子の位
置及び回転数ン示す周波数信号ン位置検出信号として送
出するものである。 この実施例のブラシレス直流モータ山は、6極4相アウ
ターローター型であるので、第2図に原理的に示す如(
構成されている。即ち、6極の永久磁石から成る回転子
0の中に、第1S第4相コイル12J 13+ +4)
15Jン含む固定子(141F!’配丁こ乙により構成
され、ホール素子ン含む位置検出器ttu圓が90度間
隔で固定子U上に配置されて−・る。従って、2つの位
置検出器aIJaaからは第5図(Alの)に示す如く
90度の位相差χ有して回転位置及び速度に対応した矩
形波パルスを得ることが出来ろ〇第1図の2つの位置検
出器qυ(121の出力段に設けられている各相の制御
パルス形成回路(151は、第5図(C5(D[F][
F]に示す各相の基本パルスff[Jち励磁パターン信
号ン形成する基本パルス形成回路αりとパルスIl@1
trIJ#ゲート回路aηとから成り、分配回路とも呼
ぶことが出来るものである。この制御パルス形成回路a
9の基本パルス、形成回路α〜は、NORゲート住榎ε
1インヒピットANDゲートa9と、ANDゲーグー□
□と、インヒビットANDゲートQvとから成る。各ゲ
ートQ&α9 (2112])の一方及び他方の久方端
子は第1及び第2の位置検aiuasの出方端子に接続
されて(・るので、これ等の出方端子に85図(0(D
I■[F]に示す第1相、第2相、第3相、及び第4相
基本パルスが得られる。第5図(0〜(F)の各相基本
パルスは、第5図W0のデユティ比50%の位置検出パ
ルスに同期し、この位置検出パルスの手分のパルス幅を
有し、第1相、第2相、第3相、第4相の順に発生する
。なお従来のIJ ニアドライブ方式では、第5図(C
’l (D (E)[F]のパルスの振幅’k fll
J御することによって速度ン制御した。また、従来のス
イツチをグドライブ方式では、第5図(CI CDl[
F][F]の基本パルスを高周波で断続し、この高周波
断続パルスのデユティを変えることによって速度を制御
した。これに対して、本発明では、第5図(0(0■[
F]の基本パルスのパルス幅を変えることによって速度
を制御する。 パルス幅制御ゲート回路αηは、第1相、第2相、第3
相、及び#!4相ANDゲートの123(241四から
成り、各ANDゲーグー〜四の一方の久方端子は、各相
の前段のゲートα8α9@(2Hの出方端子にそれぞn
接続され、他方の入力端子は共通に接続さnて可変モノ
マルチバイブレータ漫の出力端子に・接続されて−・る
。従って、各相のANDゲートのI231r24J■j
は、第5図(0〜(F′)に示す各相の基本パルスと第
5図Bに示すモノマルチバイブレータ漫の出力との両方
が高レベルの期間に第5図(Il (J)σ0已】に示
す高レベルの制御パルスを発生し、各相のトランジスタ
(7バ81 (9Jσ0)のベースに供給する。 弼は周波数−電圧変換回路即ちF−V変換回路でるり、
回転子位置検出器0υの出力ラインに得られろ第5幽囚
の周波数信号に対応した電圧信号を出力する分類の回路
である。このF−V変便回路C17)力)ら得らnる電
圧信号は可変モノマルチバイブレークに供給され、この
電圧信号に対応したパルス稀の出力を可変モノマルチバ
イブレータ油から送出するために使用される。 弼はトリガ信号発生回路でおり、2つの位置検出器(l
]J a’aの出力に応答して第5図(0のトリガ信号
を形成し、これを可変モノマルチバイブレータ26)に
供給するものである。第3図はこのトリガ信号発生回w
J儲を具体的に示し、第4図は第3図の谷部の鼓形を示
す。第3図におけるwIlcl排他的ORゲート(ハ)
の2つの入力端子は第1図の2つの位置検出器011時
の出力端子にそれぞれ接続されて(・る。従って、第4
図■巴)に示す位相差90を有する2つの位置検出信号
が排他的ORゲグー四に入力すると、第4図(Oに示す
2倍の周波数のパルスを出力する。この第4囚(0のパ
ルスは第2の排他 。 的(JRゲグー山の一方の入力端子に直接に供給される
と共に、抵抗6υとコンデンサ6zとから成る遅延回路
C3りで第4図(Dに示すように遅延されて他方の入力
端子に供給される。この結果、第2の排他E?”1(J
Rゲグー山の出力端子に、第4図■に示すトリガ信号が
得られる。第4図(Dのトリガ信号は。 デユティ比50%の第4図(0のパルスの前縁と後縁に
同期して得られるので、第4図(3)[F]1に示す位
置検出信号の4倍の周波数信号である。 第1図の説明に戻9、可変モノマルチバイブレーク□□
□は、モノマルチバイブレータのIC回路財1に時定数
を決定するためのコンデンサC(51と、トランジスタ
(ア)と、抵抗(37)とを接続することにより構成さ
れて(・る。トランジスタC361は抵抗c37)を介
して十Bで示すバイ了ス電源こ接続されており、この抵
抗値の変化により、モノマルチノくイブレータ(至)の
コンデンサ135+の充電時定数が変化し、出力パルス
幅が変化する。トランジスタ(至)の導通状態を変える
ために、トランジスタ圓のベースはH抗(4G ヲ介し
てF−V変換回路額の出力端子に接続されて一゛る。 次に、第1図のA〜L点の状態を示す第5@〜第7図を
参照して第1図の回路の動作を説明する。 第6図は定常回転時の各部の状態を示す。この定常回転
時には、第5図(支)eに示す標準の周期の回転子位置
検出信号か発生し、これに基づいて第5図(0(D■[
F]に示す第1、第2%第3、及び第4相の基本パルス
がグー)(18)t19(20)■Vの出力段に得らn
る。一方、可変モノマルチパイブレータシ6)は、第5
図(GTlc示すトリガ信号に応答して第5図■に示す
出力を発生する。このモノマルチパイブレーj1t26
Jの出力パルスは%[0(Di (E)[F]の基本パ
ルスに同期して発生し、且つ定常回転時には基本パルス
の約半分のパルス幅を有する。第1相〜第4相のAND
ゲートのT23I241(ハ)は、第5図(00[F]
CDの基本パにスとm5図[F]のマルチパイプレーク
出力パルスとの両方が高レベルの期間に対応して、第5
図(Ilg)■巳)に示す高レベルのパルスを発生する
。即ち、ANDゲーグー〜四から成るパルス幅制御ゲー
ト回路aηは、第5図0のマルチバイブレータ出カッ(
ルスを第1相〜第4相に分配するゲートとして働く。従
って、パルス幅制御ゲート回路(L?)又は制御パルス
形成回路曲を分配回路と呼ぶことも出来る。 第5図(11〜山)に示すトランジスタオン制御パルス
の幅も定常回転時には男5図(C)〜F)の基本パルス
の約半分である。第1相〜第4相ANDゲート(221
〜[有]の出力ラインに第5図(11〜■のオン制御)
くルスが発生すれば、このパルスに応答してトランジス
タ+77″−uQがオン状態にな9、コイル(21〜(
5〕に順次に電流が流れ、モータ+11が回転する。こ
の時、各相のトランジスタ(77〜(IQIのベースに
はこれを飽和オン状態にすることが可能なレベルのベー
ス電流を第5図山〜■のパルスに応答して流す。 N6因はモータ111の回転速度が定常速度よりも遅(
なった場合を示す。この場合には、第6図■■に示す位
置検出信号の周波数が低下するため、F−4変換回路(
資)の出力電圧レベルが低下し、トランジスタ(畑の抵
抗が大になり、コンデンサ霞の充電時定数が大になる。 この結果、第6図[F]に示す可6″′′″=′<−t
7°Ly −7(i!1 ′7′lij 7/<’ k
、r、 O1デユテイ比が大になり、第6図(II
Ul印の)に示す第1相、第2相、第3相、及び第4相
の?l?lJ (@lパルスの幅も大になる。これによ
り、コイルT21〜(5〕に高い電圧を印加したと等価
な動作になり1回転速度が定常速度に戻るような動作と
なる。 第7図はモータ111が定常速度よりも速い回転状態°
になった場合の動作を示す。この場合、には、第7囚(
2)■に示す位置検出器αDα4の出力周波数が本にな
るので、F−V変換回路弼の直流出力電圧レベルも大に
なり、トランジスタ開の抵抗が小になり、コンデンサC
(51の充電時定数が小になる。この結果、第7図Bに
示す可変モノマルチバイブレータ(ハ)の出力パルスの
デユティ比が小になり、第7図TII (Jl (K)
巳)に示す各相の制御パルスの幅も小になる。従って、
コイル+21 +31 +4) 15Jの電圧を低下さ
せたと同等な動作になり、回転速度が定常状態に戻る。 以上、本発明の実施例について述べたが、不発明はこれ
に限定されるものでな(、更に変形可能なものである。 例えば、第11の制御パルス形成回路σシを#!8図に
示すデコーダ(至)に置き償えて□もよい。第8囚に示
すデコーダ■として例えばC−MOS 140−28と
呼ばれるICを使用することが可能で69、入力端子A
は第1図の第1の位置検出器aDに接続し、入力端子B
は第2の位置検出器a4に接続し、入力端子Cは可変モ
ノマルチバイブレータ(至)に接続し、出力端子Q、、
Q、、Q、、Qヮはトランジスタ+71 (8)t9J
QQIのベースにそれぞれ接続する。なお、このデコ
ーダ關の入力CCBAIと出力(Q、 Q、 Q、 Q
、)との関係は、入力(1001で出力[0001:l
、入力(101)で出力[0010]、 入力(1101で出力[0100)、 入力[:111]で出力(100Q) である。要するに、入力[BA)が
〔00〕の場合には
、第1相出力αのみが高レベルになり、入力端子Cのマ
ルチバイブレータの出力パルスに幻応した制御パルスが
トランジスタ(7)ノベースニ印刀0され志。同様に入
力〔BA〕が〔01〕の場合は第2相の出力QIIが高
レベルになり、入力(BC〕が〔10〕の時には第3相
の出力Q6が高レベルになり、入力(BC)が〔11〕
の場合は第4相の出力Q7が高レベルになる。 発明の効果 上述から明らかな如(1本発明によれば、第5図、第6
図、第7図の(I) (J)K色)に示す如(、制御パ
ルスの幅を変えて速度を制御し、従来のスイツチをグド
ライブ方式のように、第511(C1(DI(El[F
]に示す基本パルスを高周波で断続しない。この結果、
従来発生した高周波断続に基づくコイル(24+31
(4415)の撮動騒音を防止することが出来る。また
、従来のスイツチをグドライブ方式に比較し、各相のス
イッチのスイツチをグ回数が大幅に少な(なるので、ス
イツチをグ損失を低減することが出来る。 また、本発明の実施例によれば1回転子位置検出器(i
llα2の出力に基づいて、可変モノマルチバイブレー
タ■のトリガパルス及び制御信号を形成し、パルス幅制
御するので、簡単な回路で速度制御を行うことが出来る
。また、第1図の回路では位置検出器俣υα4に基づい
て第5図+C1iDIの)[F]の基本パルスを形成す
ると共に可変モノマルチバイブレータ轍を制御するので
、基本パルスと可変モノマルチバイブレータの出力パル
スとの同期関係を正確且つ容易に得ることが出来る。換
言すれば、可変モノマルチバイブレータの出力の各相へ
の分配を正確且つ容易に達成することが出来る。
、第1相出力αのみが高レベルになり、入力端子Cのマ
ルチバイブレータの出力パルスに幻応した制御パルスが
トランジスタ(7)ノベースニ印刀0され志。同様に入
力〔BA〕が〔01〕の場合は第2相の出力QIIが高
レベルになり、入力(BC〕が〔10〕の時には第3相
の出力Q6が高レベルになり、入力(BC)が〔11〕
の場合は第4相の出力Q7が高レベルになる。 発明の効果 上述から明らかな如(1本発明によれば、第5図、第6
図、第7図の(I) (J)K色)に示す如(、制御パ
ルスの幅を変えて速度を制御し、従来のスイツチをグド
ライブ方式のように、第511(C1(DI(El[F
]に示す基本パルスを高周波で断続しない。この結果、
従来発生した高周波断続に基づくコイル(24+31
(4415)の撮動騒音を防止することが出来る。また
、従来のスイツチをグドライブ方式に比較し、各相のス
イッチのスイツチをグ回数が大幅に少な(なるので、ス
イツチをグ損失を低減することが出来る。 また、本発明の実施例によれば1回転子位置検出器(i
llα2の出力に基づいて、可変モノマルチバイブレー
タ■のトリガパルス及び制御信号を形成し、パルス幅制
御するので、簡単な回路で速度制御を行うことが出来る
。また、第1図の回路では位置検出器俣υα4に基づい
て第5図+C1iDIの)[F]の基本パルスを形成す
ると共に可変モノマルチバイブレータ轍を制御するので
、基本パルスと可変モノマルチバイブレータの出力パル
スとの同期関係を正確且つ容易に得ることが出来る。換
言すれば、可変モノマルチバイブレータの出力の各相へ
の分配を正確且つ容易に達成することが出来る。
第1図は本発明の実施例に係わるブラシレス直流モータ
とその駆動装置を示すブロック図、第2図は第1図のブ
ラシレス直流モータを原理的に示す正面囚%第3図は第
1図のトリガ信号発生回路を詳しく示す回路図、第4囚
は第3図0A−E点の状態を示す波形図、第5図は定常
速度の場合の第1図のA−L点の状態を示す波形図、第
6図は遅い速度の場合の第1図のA、B、Cx〜L点の
状態を示す波形図、第7図は速い速度の場合の第1図の
A、B、G〜L点の状態を示す波形図、第8図は制御パ
ルス形成回路の変形例を示すブロック図である。 +11−°°ブラシレス直流モータ、+27131 !
4)15)・・・コイル、(7) 18J (9J (
11・・・トランジスタ、αト・・第1の回転子位置検
出器、C4・・・第2の回転子位置検出器、(15I・
・・制御パルス形成回路、αe・・・基本パルス形成回
路、C7)−・・パルス幅制御ゲート回路、■・・・可
変モノマルチバイブレータ、啼・・・周波数−電圧変換
回路、(ハ)・・・トリガ信号発生回路。 代 理 人 高 野 則 次(E)
mLf’L几ル旧 第5図 (A) イ装置不良わ CB) 4ff−f1j+文出 (C)1胸パルス (D) 2拳目ハ゛ルス (E) 3不I/ずルス (F)4卑Bパノ区 (Gの トリ力゛ 。
とその駆動装置を示すブロック図、第2図は第1図のブ
ラシレス直流モータを原理的に示す正面囚%第3図は第
1図のトリガ信号発生回路を詳しく示す回路図、第4囚
は第3図0A−E点の状態を示す波形図、第5図は定常
速度の場合の第1図のA−L点の状態を示す波形図、第
6図は遅い速度の場合の第1図のA、B、Cx〜L点の
状態を示す波形図、第7図は速い速度の場合の第1図の
A、B、G〜L点の状態を示す波形図、第8図は制御パ
ルス形成回路の変形例を示すブロック図である。 +11−°°ブラシレス直流モータ、+27131 !
4)15)・・・コイル、(7) 18J (9J (
11・・・トランジスタ、αト・・第1の回転子位置検
出器、C4・・・第2の回転子位置検出器、(15I・
・・制御パルス形成回路、αe・・・基本パルス形成回
路、C7)−・・パルス幅制御ゲート回路、■・・・可
変モノマルチバイブレータ、啼・・・周波数−電圧変換
回路、(ハ)・・・トリガ信号発生回路。 代 理 人 高 野 則 次(E)
mLf’L几ル旧 第5図 (A) イ装置不良わ CB) 4ff−f1j+文出 (C)1胸パルス (D) 2拳目ハ゛ルス (E) 3不I/ずルス (F)4卑Bパノ区 (Gの トリ力゛ 。
Claims (2)
- (1)ブラシレス直流モータのそれぞれの相のコイルに
電流を選択的に流すための各相のスイツチと、この各相
のスイツチを順次にオン制御する制御パルスを発生する
制御回路とから成るブラシレス直流モータの駆動装置に
おいて、 前記モータの回転速度を制御するために前記制御パル
スの幅を制御する回路を設けたことを特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動装置。 - (2)前記制御パルスの幅を制御する回路は、前記モー
タの回転子位置を検出し、前記回転子位置に対応した周
波数信号を出力する回転子位置検出器と、 前記位置検出器から得られる前記周波数信号に対応した
直流電圧信号を得るための周波数−電圧変換回路と、 前記周波数信号に応答して前記各相のスイツチの合計
のオン回数に対応した数のトリガ信号を発生するトリガ
信号発生回路と、 前記トリガ信号に応答して出力パルスを発生し且つ前記
電圧信号に応答して前記出力パルスが変化する可変モノ
マルチバイブレータと、 前記位置検出器の出力と前記可変モノマルチバイブレー
タの出力パルスとに基づいて前記モノマルチバイブレー
タから出力パルスが発生している期間のみ前記スイツチ
をオン制御するパルスを形成する制御パルス形成回路と から成るものである特許請求の範囲第1項記載のブラシ
レス直流モータの駆動装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59165792A JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59165792A JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6146192A true JPS6146192A (ja) | 1986-03-06 |
JPH0757114B2 JPH0757114B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=15819079
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59165792A Expired - Lifetime JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0757114B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2636182A1 (fr) * | 1988-09-05 | 1990-03-09 | Technologique Sarl Comp | Circuit de commande pour moteur a courant continu sans collecteur, notamment d'un ventilateur |
JPH0377297U (ja) * | 1989-11-29 | 1991-08-02 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56129587A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Olympus Optical Co Ltd | Controlling device for brushless motor |
-
1984
- 1984-08-08 JP JP59165792A patent/JPH0757114B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56129587A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Olympus Optical Co Ltd | Controlling device for brushless motor |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2636182A1 (fr) * | 1988-09-05 | 1990-03-09 | Technologique Sarl Comp | Circuit de commande pour moteur a courant continu sans collecteur, notamment d'un ventilateur |
JPH0377297U (ja) * | 1989-11-29 | 1991-08-02 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0757114B2 (ja) | 1995-06-14 |
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