JPS6146192A - ブラシレス直流モ−タの駆動装置 - Google Patents
ブラシレス直流モ−タの駆動装置Info
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- JPS6146192A JPS6146192A JP59165792A JP16579284A JPS6146192A JP S6146192 A JPS6146192 A JP S6146192A JP 59165792 A JP59165792 A JP 59165792A JP 16579284 A JP16579284 A JP 16579284A JP S6146192 A JPS6146192 A JP S6146192A
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- Japan
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- pulse
- phase
- motor
- circuit
- control
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/12—Monitoring commutation; Providing indication of commutation failure
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
産業上の利用分野
本発明は、磁気ディスク駆動装置、磁気テープ走行装置
等に使用するブラシレス直流モータの駆動装置に関する
ものでろろ。 従来の技術 ブラシレス直流モータの速度制御方法として、リニアド
ライブ方式と、スイツチをグドライブ方式とが仰られて
いる。前者のリニアドライブ方式では、ホール素子によ
る回転子位置検出信号（周彼数信号］ン周波数−電圧変
倹回路によって電圧信号に俊俟し、この電圧信号によっ
て、各相のフィルに直列に接続されても・るトランジス
タのベース電流ン制御する。この結果、トランジスタの
オン期間にコイルに印加される電圧値が変化し１回転速
度も変化する。 後者のスイツチをグドライブ方式では、コイルに直列に
接続されて（・るトランジスタのベース信号を高い周波
数でオンオフ制御し、この高（・周波数信号のデユティ
比を変化させることにより、駆動電圧の平均値音制御す
る。 発明が解決しようとする問題点 ところで、リニアドライブ方式は、制（１１１’Ｙ円消
に行える。モータの騒音が少ない等の利点を有する反面
、励ｉ電流を制御するトランジスタにおける電力損失及
び発熱が大であるという欠点乞有する。また、スイツチ
をグドライブ方式は、トランジスタの電力損失及び発熱
が小さ−・と１．．１つ利点ン有する反面、リニアドラ
イブ方式に比較して日清な制御が困難であるという欠点
及び高周波断続が行われるためにコイルが振動し、モー
タから騒音が発生することがめると（１う欠点ン有する
。そこで、本発明の目的は、電力損失及び発熱な少な（
することが出来且つ騒音を少なくすることが出来るブラ
シレス直流モータの駆動装置ン提供することにある。 問題点ン解決するための手段 上記目的ン達成するための本発明は、ブラシレス直流モ
ータのそれぞれの相のコイルに電流χ選択的に流子ため
の各相のスイッチと、この各相のスイツチをグ次にオン
制御する制御パルスを発生する？ｆｆ１Ｊ御回路とから
成るブラシレス直流モータの駆動装置にお一゛て、前記
モータの回転速度乞制御するために前記ｔｔｆ制御パル
スの幅を制御する回路？設けたこと乞特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動装置に係わるものでるる。 作用 本発明におｉて、各相のスイッチのオン時間幅ン速度制
御のために変えれば、ａ動電圧の平均値を低下したと同
等な状態となり、モータの速度が変わる。スイッチのオ
ン時間幅馨短かくすることにより、今励磁している相の
オン期間と次に励磁する相のオン期間との間にギャップ
が生じるが、モータは慣性ン有して回転して（・るので
、回転の連続性が保たれる。この方式では、従来のスイ
ツチをグドライブ方式で生じた励磁期間における高周波
断続が生じないので、フィルの振動による騒音も殆んど
生じない。また、単位励磁期間におけルスイッチの動作
は１回のみであるので、スイッチのスイツチをグ損失が
少ない。また、スイッチを抵抗として動作させる必要が
ないので、電力損失か少な一ゞ０ 実施例 次に、°第１図〜＃！７図を参照し゛て本発明の実施例
に係わる固定磁気ディスク駆動装置のブラシレス直流モ
ータ及びその駆動装置について述べる。 ブラシレス直流モータ装置ン示す第１図において。 山は６＆４相アウターローター型ブラシレス直流モータ
でｂつ、第１％Ｎ２、第３、及び第４相コイル１２１１
３１１４） ＋５７ ’に有している。この各相コイル
＋２１ ＋３１１４） ＋５７の一端は共通に接続され
、正の直流電源１６１ Ｋ接続され、＠端は、第１．第
２、第３、及び第４相のスイツチをグトランジスタ（７
バ８７ （９７（１Ｑｌ’ｔ’介してグランド（接地共
通ラインノに接続されている。 συ、α２１は第Ｉ及び第２の回転子位置検出器であり
、ホール素子とＩＣ回路とにより構成さ几、回転子の位
置及び回転数ン示す周波数信号ン位置検出信号として送
出するものである。 この実施例のブラシレス直流モータ山は、６極４相アウ
ターローター型であるので、第２図に原理的に示す如（
構成されている。即ち、６極の永久磁石から成る回転子
０の中に、第１Ｓ第４相コイル１２Ｊ １３＋ ＋４）
１５Ｊン含む固定子（１４１Ｆ！’配丁こ乙により構成
され、ホール素子ン含む位置検出器ｔｔｕ圓が９０度間
隔で固定子Ｕ上に配置されて−・る。従って、２つの位
置検出器ａＩＪａａからは第５図（Ａｌの）に示す如く
９０度の位相差χ有して回転位置及び速度に対応した矩
形波パルスを得ることが出来ろ〇第１図の２つの位置検
出器ｑυ（１２１の出力段に設けられている各相の制御
パルス形成回路（１５１は、第５図（Ｃ５（Ｄ［Ｆ］［
Ｆ］に示す各相の基本パルスｆｆ［Ｊち励磁パターン信
号ン形成する基本パルス形成回路αりとパルスＩｌ＠１
ｔｒＩＪ＃ゲート回路ａηとから成り、分配回路とも呼
ぶことが出来るものである。この制御パルス形成回路ａ
９の基本パルス、形成回路α〜は、ＮＯＲゲート住榎ε
１インヒピットＡＮＤゲートａ９と、ＡＮＤゲーグー□
□と、インヒビットＡＮＤゲートＱｖとから成る。各ゲ
ートＱ＆α９ （２１１２］）の一方及び他方の久方端
子は第１及び第２の位置検ａｉｕａｓの出方端子に接続
されて（・るので、これ等の出方端子に８５図（０（Ｄ
Ｉ■［Ｆ］に示す第１相、第２相、第３相、及び第４相
基本パルスが得られる。第５図（０〜（Ｆ）の各相基本
パルスは、第５図Ｗ０のデユティ比５０％の位置検出パ
ルスに同期し、この位置検出パルスの手分のパルス幅を
有し、第１相、第２相、第３相、第４相の順に発生する
。なお従来のＩＪ ニアドライブ方式では、第５図（Ｃ
’ｌ （Ｄ （Ｅ）［Ｆ］のパルスの振幅’ｋ ｆｌｌ
Ｊ御することによって速度ン制御した。また、従来のス
イツチをグドライブ方式では、第５図（ＣＩ ＣＤｌ［
Ｆ］［Ｆ］の基本パルスを高周波で断続し、この高周波
断続パルスのデユティを変えることによって速度を制御
した。これに対して、本発明では、第５図（０（０■［
Ｆ］の基本パルスのパルス幅を変えることによって速度
を制御する。 パルス幅制御ゲート回路αηは、第１相、第２相、第３
相、及び＃！４相ＡＮＤゲートの１２３（２４１四から
成り、各ＡＮＤゲーグー〜四の一方の久方端子は、各相
の前段のゲートα８α９＠（２Ｈの出方端子にそれぞｎ
接続され、他方の入力端子は共通に接続さｎて可変モノ
マルチバイブレータ漫の出力端子に・接続されて−・る
。従って、各相のＡＮＤゲートのＩ２３１ｒ２４Ｊ■ｊ
は、第５図（０〜（Ｆ′）に示す各相の基本パルスと第
５図Ｂに示すモノマルチバイブレータ漫の出力との両方
が高レベルの期間に第５図（Ｉｌ （Ｊ）σ０已】に示
す高レベルの制御パルスを発生し、各相のトランジスタ
（７バ８１ （９Ｊσ０）のベースに供給する。 弼は周波数−電圧変換回路即ちＦ−Ｖ変換回路でるり、
回転子位置検出器０υの出力ラインに得られろ第５幽囚
の周波数信号に対応した電圧信号を出力する分類の回路
である。このＦ−Ｖ変便回路Ｃ１７）力）ら得らｎる電
圧信号は可変モノマルチバイブレークに供給され、この
電圧信号に対応したパルス稀の出力を可変モノマルチバ
イブレータ油から送出するために使用される。 弼はトリガ信号発生回路でおり、２つの位置検出器（ｌ
］Ｊ ａ’ａの出力に応答して第５図（０のトリガ信号
を形成し、これを可変モノマルチバイブレータ２６）に
供給するものである。第３図はこのトリガ信号発生回ｗ
Ｊ儲を具体的に示し、第４図は第３図の谷部の鼓形を示
す。第３図におけるｗＩｌｃｌ排他的ＯＲゲート（ハ）
の２つの入力端子は第１図の２つの位置検出器０１１時
の出力端子にそれぞれ接続されて（・る。従って、第４
図■巴）に示す位相差９０を有する２つの位置検出信号
が排他的ＯＲゲグー四に入力すると、第４図（Ｏに示す
２倍の周波数のパルスを出力する。この第４囚（０のパ
ルスは第２の排他 。 的（ＪＲゲグー山の一方の入力端子に直接に供給される
と共に、抵抗６υとコンデンサ６ｚとから成る遅延回路
Ｃ３りで第４図（Ｄに示すように遅延されて他方の入力
端子に供給される。この結果、第２の排他Ｅ？”１（Ｊ
Ｒゲグー山の出力端子に、第４図■に示すトリガ信号が
得られる。第４図（Ｄのトリガ信号は。 デユティ比５０％の第４図（０のパルスの前縁と後縁に
同期して得られるので、第４図（３）［Ｆ］１に示す位
置検出信号の４倍の周波数信号である。 第１図の説明に戻９、可変モノマルチバイブレーク□□
□は、モノマルチバイブレータのＩＣ回路財１に時定数
を決定するためのコンデンサＣ（５１と、トランジスタ
（ア）と、抵抗（３７）とを接続することにより構成さ
れて（・る。トランジスタＣ３６１は抵抗ｃ３７）を介
して十Ｂで示すバイ了ス電源こ接続されており、この抵
抗値の変化により、モノマルチノくイブレータ（至）の
コンデンサ１３５＋の充電時定数が変化し、出力パルス
幅が変化する。トランジスタ（至）の導通状態を変える
ために、トランジスタ圓のベースはＨ抗（４Ｇ ヲ介し
てＦ−Ｖ変換回路額の出力端子に接続されて一゛る。 次に、第１図のＡ〜Ｌ点の状態を示す第５＠〜第７図を
参照して第１図の回路の動作を説明する。 第６図は定常回転時の各部の状態を示す。この定常回転
時には、第５図（支）ｅに示す標準の周期の回転子位置
検出信号か発生し、これに基づいて第５図（０（Ｄ■［
Ｆ］に示す第１、第２％第３、及び第４相の基本パルス
がグー）（１８）ｔ１９（２０）■Ｖの出力段に得らｎ
る。一方、可変モノマルチパイブレータシ６）は、第５
図（ＧＴｌｃ示すトリガ信号に応答して第５図■に示す
出力を発生する。このモノマルチパイブレーｊ１ｔ２６
Ｊの出力パルスは％［０（Ｄｉ （Ｅ）［Ｆ］の基本パ
ルスに同期して発生し、且つ定常回転時には基本パルス
の約半分のパルス幅を有する。第１相〜第４相のＡＮＤ
ゲートのＴ２３Ｉ２４１（ハ）は、第５図（００［Ｆ］
ＣＤの基本パにスとｍ５図［Ｆ］のマルチパイプレーク
出力パルスとの両方が高レベルの期間に対応して、第５
図（Ｉｌｇ）■巳）に示す高レベルのパルスを発生する
。即ち、ＡＮＤゲーグー〜四から成るパルス幅制御ゲー
ト回路ａηは、第５図０のマルチバイブレータ出カッ（
ルスを第１相〜第４相に分配するゲートとして働く。従
って、パルス幅制御ゲート回路（Ｌ？）又は制御パルス
形成回路曲を分配回路と呼ぶことも出来る。 第５図（１１〜山）に示すトランジスタオン制御パルス
の幅も定常回転時には男５図（Ｃ）〜Ｆ）の基本パルス
の約半分である。第１相〜第４相ＡＮＤゲート（２２１
〜［有］の出力ラインに第５図（１１〜■のオン制御）
くルスが発生すれば、このパルスに応答してトランジス
タ＋７７″−ｕＱがオン状態にな９、コイル（２１〜（
５〕に順次に電流が流れ、モータ＋１１が回転する。こ
の時、各相のトランジスタ（７７〜（ＩＱＩのベースに
はこれを飽和オン状態にすることが可能なレベルのベー
ス電流を第５図山〜■のパルスに応答して流す。 Ｎ６因はモータ１１１の回転速度が定常速度よりも遅（
なった場合を示す。この場合には、第６図■■に示す位
置検出信号の周波数が低下するため、Ｆ−４変換回路（
資）の出力電圧レベルが低下し、トランジスタ（畑の抵
抗が大になり、コンデンサ霞の充電時定数が大になる。 この結果、第６図［Ｆ］に示す可６″′′″＝′＜−ｔ
７°Ｌｙ −７（ｉ！１ ′７′ｌｉｊ ７／＜’ ｋ
、ｒ、 Ｏ１デユテイ比が大になり、第６図（ＩＩ
Ｕｌ印の）に示す第１相、第２相、第３相、及び第４相
の？ｌ？ｌＪ （＠ｌパルスの幅も大になる。これによ
り、コイルＴ２１〜（５〕に高い電圧を印加したと等価
な動作になり１回転速度が定常速度に戻るような動作と
なる。 第７図はモータ１１１が定常速度よりも速い回転状態°
になった場合の動作を示す。この場合、には、第７囚（
２）■に示す位置検出器αＤα４の出力周波数が本にな
るので、Ｆ−Ｖ変換回路弼の直流出力電圧レベルも大に
なり、トランジスタ開の抵抗が小になり、コンデンサＣ
（５１の充電時定数が小になる。この結果、第７図Ｂに
示す可変モノマルチバイブレータ（ハ）の出力パルスの
デユティ比が小になり、第７図ＴＩＩ （Ｊｌ （Ｋ）
巳）に示す各相の制御パルスの幅も小になる。従って、
コイル＋２１ ＋３１ ＋４） １５Ｊの電圧を低下さ
せたと同等な動作になり、回転速度が定常状態に戻る。 以上、本発明の実施例について述べたが、不発明はこれ
に限定されるものでな（、更に変形可能なものである。 例えば、第１１の制御パルス形成回路σシを＃！８図に
示すデコーダ（至）に置き償えて□もよい。第８囚に示
すデコーダ■として例えばＣ−ＭＯＳ １４０−２８と
呼ばれるＩＣを使用することが可能で６９、入力端子Ａ
は第１図の第１の位置検出器ａＤに接続し、入力端子Ｂ
は第２の位置検出器ａ４に接続し、入力端子Ｃは可変モ
ノマルチバイブレータ（至）に接続し、出力端子Ｑ、、
Ｑ、、Ｑ、、Ｑヮはトランジスタ＋７１ （８）ｔ９Ｊ
ＱＱＩのベースにそれぞれ接続する。なお、このデコ
ーダ關の入力ＣＣＢＡＩと出力（Ｑ、 Ｑ、 Ｑ、 Ｑ
、）との関係は、入力（１００１で出力［０００１：ｌ
、入力（１０１）で出力［００１０］、 入力（１１０１で出力［０１００）、 入力［：１１１］で出力（１００Ｑ） である。要するに、入力［ＢＡ）が
等に使用するブラシレス直流モータの駆動装置に関する
ものでろろ。 従来の技術 ブラシレス直流モータの速度制御方法として、リニアド
ライブ方式と、スイツチをグドライブ方式とが仰られて
いる。前者のリニアドライブ方式では、ホール素子によ
る回転子位置検出信号（周彼数信号］ン周波数−電圧変
倹回路によって電圧信号に俊俟し、この電圧信号によっ
て、各相のフィルに直列に接続されても・るトランジス
タのベース電流ン制御する。この結果、トランジスタの
オン期間にコイルに印加される電圧値が変化し１回転速
度も変化する。 後者のスイツチをグドライブ方式では、コイルに直列に
接続されて（・るトランジスタのベース信号を高い周波
数でオンオフ制御し、この高（・周波数信号のデユティ
比を変化させることにより、駆動電圧の平均値音制御す
る。 発明が解決しようとする問題点 ところで、リニアドライブ方式は、制（１１１’Ｙ円消
に行える。モータの騒音が少ない等の利点を有する反面
、励ｉ電流を制御するトランジスタにおける電力損失及
び発熱が大であるという欠点乞有する。また、スイツチ
をグドライブ方式は、トランジスタの電力損失及び発熱
が小さ−・と１．．１つ利点ン有する反面、リニアドラ
イブ方式に比較して日清な制御が困難であるという欠点
及び高周波断続が行われるためにコイルが振動し、モー
タから騒音が発生することがめると（１う欠点ン有する
。そこで、本発明の目的は、電力損失及び発熱な少な（
することが出来且つ騒音を少なくすることが出来るブラ
シレス直流モータの駆動装置ン提供することにある。 問題点ン解決するための手段 上記目的ン達成するための本発明は、ブラシレス直流モ
ータのそれぞれの相のコイルに電流χ選択的に流子ため
の各相のスイッチと、この各相のスイツチをグ次にオン
制御する制御パルスを発生する？ｆｆ１Ｊ御回路とから
成るブラシレス直流モータの駆動装置にお一゛て、前記
モータの回転速度乞制御するために前記ｔｔｆ制御パル
スの幅を制御する回路？設けたこと乞特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動装置に係わるものでるる。 作用 本発明におｉて、各相のスイッチのオン時間幅ン速度制
御のために変えれば、ａ動電圧の平均値を低下したと同
等な状態となり、モータの速度が変わる。スイッチのオ
ン時間幅馨短かくすることにより、今励磁している相の
オン期間と次に励磁する相のオン期間との間にギャップ
が生じるが、モータは慣性ン有して回転して（・るので
、回転の連続性が保たれる。この方式では、従来のスイ
ツチをグドライブ方式で生じた励磁期間における高周波
断続が生じないので、フィルの振動による騒音も殆んど
生じない。また、単位励磁期間におけルスイッチの動作
は１回のみであるので、スイッチのスイツチをグ損失が
少ない。また、スイッチを抵抗として動作させる必要が
ないので、電力損失か少な一ゞ０ 実施例 次に、°第１図〜＃！７図を参照し゛て本発明の実施例
に係わる固定磁気ディスク駆動装置のブラシレス直流モ
ータ及びその駆動装置について述べる。 ブラシレス直流モータ装置ン示す第１図において。 山は６＆４相アウターローター型ブラシレス直流モータ
でｂつ、第１％Ｎ２、第３、及び第４相コイル１２１１
３１１４） ＋５７ ’に有している。この各相コイル
＋２１ ＋３１１４） ＋５７の一端は共通に接続され
、正の直流電源１６１ Ｋ接続され、＠端は、第１．第
２、第３、及び第４相のスイツチをグトランジスタ（７
バ８７ （９７（１Ｑｌ’ｔ’介してグランド（接地共
通ラインノに接続されている。 συ、α２１は第Ｉ及び第２の回転子位置検出器であり
、ホール素子とＩＣ回路とにより構成さ几、回転子の位
置及び回転数ン示す周波数信号ン位置検出信号として送
出するものである。 この実施例のブラシレス直流モータ山は、６極４相アウ
ターローター型であるので、第２図に原理的に示す如（
構成されている。即ち、６極の永久磁石から成る回転子
０の中に、第１Ｓ第４相コイル１２Ｊ １３＋ ＋４）
１５Ｊン含む固定子（１４１Ｆ！’配丁こ乙により構成
され、ホール素子ン含む位置検出器ｔｔｕ圓が９０度間
隔で固定子Ｕ上に配置されて−・る。従って、２つの位
置検出器ａＩＪａａからは第５図（Ａｌの）に示す如く
９０度の位相差χ有して回転位置及び速度に対応した矩
形波パルスを得ることが出来ろ〇第１図の２つの位置検
出器ｑυ（１２１の出力段に設けられている各相の制御
パルス形成回路（１５１は、第５図（Ｃ５（Ｄ［Ｆ］［
Ｆ］に示す各相の基本パルスｆｆ［Ｊち励磁パターン信
号ン形成する基本パルス形成回路αりとパルスＩｌ＠１
ｔｒＩＪ＃ゲート回路ａηとから成り、分配回路とも呼
ぶことが出来るものである。この制御パルス形成回路ａ
９の基本パルス、形成回路α〜は、ＮＯＲゲート住榎ε
１インヒピットＡＮＤゲートａ９と、ＡＮＤゲーグー□
□と、インヒビットＡＮＤゲートＱｖとから成る。各ゲ
ートＱ＆α９ （２１１２］）の一方及び他方の久方端
子は第１及び第２の位置検ａｉｕａｓの出方端子に接続
されて（・るので、これ等の出方端子に８５図（０（Ｄ
Ｉ■［Ｆ］に示す第１相、第２相、第３相、及び第４相
基本パルスが得られる。第５図（０〜（Ｆ）の各相基本
パルスは、第５図Ｗ０のデユティ比５０％の位置検出パ
ルスに同期し、この位置検出パルスの手分のパルス幅を
有し、第１相、第２相、第３相、第４相の順に発生する
。なお従来のＩＪ ニアドライブ方式では、第５図（Ｃ
’ｌ （Ｄ （Ｅ）［Ｆ］のパルスの振幅’ｋ ｆｌｌ
Ｊ御することによって速度ン制御した。また、従来のス
イツチをグドライブ方式では、第５図（ＣＩ ＣＤｌ［
Ｆ］［Ｆ］の基本パルスを高周波で断続し、この高周波
断続パルスのデユティを変えることによって速度を制御
した。これに対して、本発明では、第５図（０（０■［
Ｆ］の基本パルスのパルス幅を変えることによって速度
を制御する。 パルス幅制御ゲート回路αηは、第１相、第２相、第３
相、及び＃！４相ＡＮＤゲートの１２３（２４１四から
成り、各ＡＮＤゲーグー〜四の一方の久方端子は、各相
の前段のゲートα８α９＠（２Ｈの出方端子にそれぞｎ
接続され、他方の入力端子は共通に接続さｎて可変モノ
マルチバイブレータ漫の出力端子に・接続されて−・る
。従って、各相のＡＮＤゲートのＩ２３１ｒ２４Ｊ■ｊ
は、第５図（０〜（Ｆ′）に示す各相の基本パルスと第
５図Ｂに示すモノマルチバイブレータ漫の出力との両方
が高レベルの期間に第５図（Ｉｌ （Ｊ）σ０已】に示
す高レベルの制御パルスを発生し、各相のトランジスタ
（７バ８１ （９Ｊσ０）のベースに供給する。 弼は周波数−電圧変換回路即ちＦ−Ｖ変換回路でるり、
回転子位置検出器０υの出力ラインに得られろ第５幽囚
の周波数信号に対応した電圧信号を出力する分類の回路
である。このＦ−Ｖ変便回路Ｃ１７）力）ら得らｎる電
圧信号は可変モノマルチバイブレークに供給され、この
電圧信号に対応したパルス稀の出力を可変モノマルチバ
イブレータ油から送出するために使用される。 弼はトリガ信号発生回路でおり、２つの位置検出器（ｌ
］Ｊ ａ’ａの出力に応答して第５図（０のトリガ信号
を形成し、これを可変モノマルチバイブレータ２６）に
供給するものである。第３図はこのトリガ信号発生回ｗ
Ｊ儲を具体的に示し、第４図は第３図の谷部の鼓形を示
す。第３図におけるｗＩｌｃｌ排他的ＯＲゲート（ハ）
の２つの入力端子は第１図の２つの位置検出器０１１時
の出力端子にそれぞれ接続されて（・る。従って、第４
図■巴）に示す位相差９０を有する２つの位置検出信号
が排他的ＯＲゲグー四に入力すると、第４図（Ｏに示す
２倍の周波数のパルスを出力する。この第４囚（０のパ
ルスは第２の排他 。 的（ＪＲゲグー山の一方の入力端子に直接に供給される
と共に、抵抗６υとコンデンサ６ｚとから成る遅延回路
Ｃ３りで第４図（Ｄに示すように遅延されて他方の入力
端子に供給される。この結果、第２の排他Ｅ？”１（Ｊ
Ｒゲグー山の出力端子に、第４図■に示すトリガ信号が
得られる。第４図（Ｄのトリガ信号は。 デユティ比５０％の第４図（０のパルスの前縁と後縁に
同期して得られるので、第４図（３）［Ｆ］１に示す位
置検出信号の４倍の周波数信号である。 第１図の説明に戻９、可変モノマルチバイブレーク□□
□は、モノマルチバイブレータのＩＣ回路財１に時定数
を決定するためのコンデンサＣ（５１と、トランジスタ
（ア）と、抵抗（３７）とを接続することにより構成さ
れて（・る。トランジスタＣ３６１は抵抗ｃ３７）を介
して十Ｂで示すバイ了ス電源こ接続されており、この抵
抗値の変化により、モノマルチノくイブレータ（至）の
コンデンサ１３５＋の充電時定数が変化し、出力パルス
幅が変化する。トランジスタ（至）の導通状態を変える
ために、トランジスタ圓のベースはＨ抗（４Ｇ ヲ介し
てＦ−Ｖ変換回路額の出力端子に接続されて一゛る。 次に、第１図のＡ〜Ｌ点の状態を示す第５＠〜第７図を
参照して第１図の回路の動作を説明する。 第６図は定常回転時の各部の状態を示す。この定常回転
時には、第５図（支）ｅに示す標準の周期の回転子位置
検出信号か発生し、これに基づいて第５図（０（Ｄ■［
Ｆ］に示す第１、第２％第３、及び第４相の基本パルス
がグー）（１８）ｔ１９（２０）■Ｖの出力段に得らｎ
る。一方、可変モノマルチパイブレータシ６）は、第５
図（ＧＴｌｃ示すトリガ信号に応答して第５図■に示す
出力を発生する。このモノマルチパイブレーｊ１ｔ２６
Ｊの出力パルスは％［０（Ｄｉ （Ｅ）［Ｆ］の基本パ
ルスに同期して発生し、且つ定常回転時には基本パルス
の約半分のパルス幅を有する。第１相〜第４相のＡＮＤ
ゲートのＴ２３Ｉ２４１（ハ）は、第５図（００［Ｆ］
ＣＤの基本パにスとｍ５図［Ｆ］のマルチパイプレーク
出力パルスとの両方が高レベルの期間に対応して、第５
図（Ｉｌｇ）■巳）に示す高レベルのパルスを発生する
。即ち、ＡＮＤゲーグー〜四から成るパルス幅制御ゲー
ト回路ａηは、第５図０のマルチバイブレータ出カッ（
ルスを第１相〜第４相に分配するゲートとして働く。従
って、パルス幅制御ゲート回路（Ｌ？）又は制御パルス
形成回路曲を分配回路と呼ぶことも出来る。 第５図（１１〜山）に示すトランジスタオン制御パルス
の幅も定常回転時には男５図（Ｃ）〜Ｆ）の基本パルス
の約半分である。第１相〜第４相ＡＮＤゲート（２２１
〜［有］の出力ラインに第５図（１１〜■のオン制御）
くルスが発生すれば、このパルスに応答してトランジス
タ＋７７″−ｕＱがオン状態にな９、コイル（２１〜（
５〕に順次に電流が流れ、モータ＋１１が回転する。こ
の時、各相のトランジスタ（７７〜（ＩＱＩのベースに
はこれを飽和オン状態にすることが可能なレベルのベー
ス電流を第５図山〜■のパルスに応答して流す。 Ｎ６因はモータ１１１の回転速度が定常速度よりも遅（
なった場合を示す。この場合には、第６図■■に示す位
置検出信号の周波数が低下するため、Ｆ−４変換回路（
資）の出力電圧レベルが低下し、トランジスタ（畑の抵
抗が大になり、コンデンサ霞の充電時定数が大になる。 この結果、第６図［Ｆ］に示す可６″′′″＝′＜−ｔ
７°Ｌｙ −７（ｉ！１ ′７′ｌｉｊ ７／＜’ ｋ
、ｒ、 Ｏ１デユテイ比が大になり、第６図（ＩＩ
Ｕｌ印の）に示す第１相、第２相、第３相、及び第４相
の？ｌ？ｌＪ （＠ｌパルスの幅も大になる。これによ
り、コイルＴ２１〜（５〕に高い電圧を印加したと等価
な動作になり１回転速度が定常速度に戻るような動作と
なる。 第７図はモータ１１１が定常速度よりも速い回転状態°
になった場合の動作を示す。この場合、には、第７囚（
２）■に示す位置検出器αＤα４の出力周波数が本にな
るので、Ｆ−Ｖ変換回路弼の直流出力電圧レベルも大に
なり、トランジスタ開の抵抗が小になり、コンデンサＣ
（５１の充電時定数が小になる。この結果、第７図Ｂに
示す可変モノマルチバイブレータ（ハ）の出力パルスの
デユティ比が小になり、第７図ＴＩＩ （Ｊｌ （Ｋ）
巳）に示す各相の制御パルスの幅も小になる。従って、
コイル＋２１ ＋３１ ＋４） １５Ｊの電圧を低下さ
せたと同等な動作になり、回転速度が定常状態に戻る。 以上、本発明の実施例について述べたが、不発明はこれ
に限定されるものでな（、更に変形可能なものである。 例えば、第１１の制御パルス形成回路σシを＃！８図に
示すデコーダ（至）に置き償えて□もよい。第８囚に示
すデコーダ■として例えばＣ−ＭＯＳ １４０−２８と
呼ばれるＩＣを使用することが可能で６９、入力端子Ａ
は第１図の第１の位置検出器ａＤに接続し、入力端子Ｂ
は第２の位置検出器ａ４に接続し、入力端子Ｃは可変モ
ノマルチバイブレータ（至）に接続し、出力端子Ｑ、、
Ｑ、、Ｑ、、Ｑヮはトランジスタ＋７１ （８）ｔ９Ｊ
ＱＱＩのベースにそれぞれ接続する。なお、このデコ
ーダ關の入力ＣＣＢＡＩと出力（Ｑ、 Ｑ、 Ｑ、 Ｑ
、）との関係は、入力（１００１で出力［０００１：ｌ
、入力（１０１）で出力［００１０］、 入力（１１０１で出力［０１００）、 入力［：１１１］で出力（１００Ｑ） である。要するに、入力［ＢＡ）が
〔００〕の場合には
、第１相出力αのみが高レベルになり、入力端子Ｃのマ
ルチバイブレータの出力パルスに幻応した制御パルスが
トランジスタ（７）ノベースニ印刀０され志。同様に入
力〔ＢＡ〕が〔０１〕の場合は第２相の出力ＱＩＩが高
レベルになり、入力（ＢＣ〕が〔１０〕の時には第３相
の出力Ｑ６が高レベルになり、入力（ＢＣ）が〔１１〕
の場合は第４相の出力Ｑ７が高レベルになる。 発明の効果 上述から明らかな如（１本発明によれば、第５図、第６
図、第７図の（Ｉ） （Ｊ）Ｋ色）に示す如（、制御パ
ルスの幅を変えて速度を制御し、従来のスイツチをグド
ライブ方式のように、第５１１（Ｃ１（ＤＩ（Ｅｌ［Ｆ
］に示す基本パルスを高周波で断続しない。この結果、
従来発生した高周波断続に基づくコイル（２４＋３１
（４４１５）の撮動騒音を防止することが出来る。また
、従来のスイツチをグドライブ方式に比較し、各相のス
イッチのスイツチをグ回数が大幅に少な（なるので、ス
イツチをグ損失を低減することが出来る。 また、本発明の実施例によれば１回転子位置検出器（ｉ
ｌｌα２の出力に基づいて、可変モノマルチバイブレー
タ■のトリガパルス及び制御信号を形成し、パルス幅制
御するので、簡単な回路で速度制御を行うことが出来る
。また、第１図の回路では位置検出器俣υα４に基づい
て第５図＋Ｃ１ｉＤＩの）［Ｆ］の基本パルスを形成す
ると共に可変モノマルチバイブレータ轍を制御するので
、基本パルスと可変モノマルチバイブレータの出力パル
スとの同期関係を正確且つ容易に得ることが出来る。換
言すれば、可変モノマルチバイブレータの出力の各相へ
の分配を正確且つ容易に達成することが出来る。
、第１相出力αのみが高レベルになり、入力端子Ｃのマ
ルチバイブレータの出力パルスに幻応した制御パルスが
トランジスタ（７）ノベースニ印刀０され志。同様に入
力〔ＢＡ〕が〔０１〕の場合は第２相の出力ＱＩＩが高
レベルになり、入力（ＢＣ〕が〔１０〕の時には第３相
の出力Ｑ６が高レベルになり、入力（ＢＣ）が〔１１〕
の場合は第４相の出力Ｑ７が高レベルになる。 発明の効果 上述から明らかな如（１本発明によれば、第５図、第６
図、第７図の（Ｉ） （Ｊ）Ｋ色）に示す如（、制御パ
ルスの幅を変えて速度を制御し、従来のスイツチをグド
ライブ方式のように、第５１１（Ｃ１（ＤＩ（Ｅｌ［Ｆ
］に示す基本パルスを高周波で断続しない。この結果、
従来発生した高周波断続に基づくコイル（２４＋３１
（４４１５）の撮動騒音を防止することが出来る。また
、従来のスイツチをグドライブ方式に比較し、各相のス
イッチのスイツチをグ回数が大幅に少な（なるので、ス
イツチをグ損失を低減することが出来る。 また、本発明の実施例によれば１回転子位置検出器（ｉ
ｌｌα２の出力に基づいて、可変モノマルチバイブレー
タ■のトリガパルス及び制御信号を形成し、パルス幅制
御するので、簡単な回路で速度制御を行うことが出来る
。また、第１図の回路では位置検出器俣υα４に基づい
て第５図＋Ｃ１ｉＤＩの）［Ｆ］の基本パルスを形成す
ると共に可変モノマルチバイブレータ轍を制御するので
、基本パルスと可変モノマルチバイブレータの出力パル
スとの同期関係を正確且つ容易に得ることが出来る。換
言すれば、可変モノマルチバイブレータの出力の各相へ
の分配を正確且つ容易に達成することが出来る。
第１図は本発明の実施例に係わるブラシレス直流モータ
とその駆動装置を示すブロック図、第２図は第１図のブ
ラシレス直流モータを原理的に示す正面囚％第３図は第
１図のトリガ信号発生回路を詳しく示す回路図、第４囚
は第３図０Ａ−Ｅ点の状態を示す波形図、第５図は定常
速度の場合の第１図のＡ−Ｌ点の状態を示す波形図、第
６図は遅い速度の場合の第１図のＡ、Ｂ、Ｃｘ〜Ｌ点の
状態を示す波形図、第７図は速い速度の場合の第１図の
Ａ、Ｂ、Ｇ〜Ｌ点の状態を示す波形図、第８図は制御パ
ルス形成回路の変形例を示すブロック図である。 ＋１１−°°ブラシレス直流モータ、＋２７１３１ ！
４）１５）・・・コイル、（７） １８Ｊ （９Ｊ （
１１・・・トランジスタ、αト・・第１の回転子位置検
出器、Ｃ４・・・第２の回転子位置検出器、（１５Ｉ・
・・制御パルス形成回路、αｅ・・・基本パルス形成回
路、Ｃ７）−・・パルス幅制御ゲート回路、■・・・可
変モノマルチバイブレータ、啼・・・周波数−電圧変換
回路、（ハ）・・・トリガ信号発生回路。 代 理 人 高 野 則 次（Ｅ）
ｍＬｆ’Ｌ几ル旧 第５図 （Ａ） イ装置不良わ ＣＢ） ４ｆｆ−ｆ１ｊ＋文出 （Ｃ）１胸パルス （Ｄ） ２拳目ハ゛ルス （Ｅ） ３不Ｉ／ずルス （Ｆ）４卑Ｂパノ区 （Ｇの トリ力゛ 。
とその駆動装置を示すブロック図、第２図は第１図のブ
ラシレス直流モータを原理的に示す正面囚％第３図は第
１図のトリガ信号発生回路を詳しく示す回路図、第４囚
は第３図０Ａ−Ｅ点の状態を示す波形図、第５図は定常
速度の場合の第１図のＡ−Ｌ点の状態を示す波形図、第
６図は遅い速度の場合の第１図のＡ、Ｂ、Ｃｘ〜Ｌ点の
状態を示す波形図、第７図は速い速度の場合の第１図の
Ａ、Ｂ、Ｇ〜Ｌ点の状態を示す波形図、第８図は制御パ
ルス形成回路の変形例を示すブロック図である。 ＋１１−°°ブラシレス直流モータ、＋２７１３１ ！
４）１５）・・・コイル、（７） １８Ｊ （９Ｊ （
１１・・・トランジスタ、αト・・第１の回転子位置検
出器、Ｃ４・・・第２の回転子位置検出器、（１５Ｉ・
・・制御パルス形成回路、αｅ・・・基本パルス形成回
路、Ｃ７）−・・パルス幅制御ゲート回路、■・・・可
変モノマルチバイブレータ、啼・・・周波数−電圧変換
回路、（ハ）・・・トリガ信号発生回路。 代 理 人 高 野 則 次（Ｅ）
ｍＬｆ’Ｌ几ル旧 第５図 （Ａ） イ装置不良わ ＣＢ） ４ｆｆ−ｆ１ｊ＋文出 （Ｃ）１胸パルス （Ｄ） ２拳目ハ゛ルス （Ｅ） ３不Ｉ／ずルス （Ｆ）４卑Ｂパノ区 （Ｇの トリ力゛ 。
Claims (2)
- （１）ブラシレス直流モータのそれぞれの相のコイルに
電流を選択的に流すための各相のスイツチと、この各相
のスイツチを順次にオン制御する制御パルスを発生する
制御回路とから成るブラシレス直流モータの駆動装置に
おいて、 前記モータの回転速度を制御するために前記制御パル
スの幅を制御する回路を設けたことを特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動装置。 - （２）前記制御パルスの幅を制御する回路は、前記モー
タの回転子位置を検出し、前記回転子位置に対応した周
波数信号を出力する回転子位置検出器と、 前記位置検出器から得られる前記周波数信号に対応した
直流電圧信号を得るための周波数−電圧変換回路と、 前記周波数信号に応答して前記各相のスイツチの合計
のオン回数に対応した数のトリガ信号を発生するトリガ
信号発生回路と、 前記トリガ信号に応答して出力パルスを発生し且つ前記
電圧信号に応答して前記出力パルスが変化する可変モノ
マルチバイブレータと、 前記位置検出器の出力と前記可変モノマルチバイブレー
タの出力パルスとに基づいて前記モノマルチバイブレー
タから出力パルスが発生している期間のみ前記スイツチ
をオン制御するパルスを形成する制御パルス形成回路と から成るものである特許請求の範囲第１項記載のブラシ
レス直流モータの駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59165792A JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59165792A JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6146192A true JPS6146192A (ja) | 1986-03-06 |
| JPH0757114B2 JPH0757114B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=15819079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59165792A Expired - Lifetime JPH0757114B2 (ja) | 1984-08-08 | 1984-08-08 | ブラシレス直流モ−タの駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0757114B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2636182A1 (fr) * | 1988-09-05 | 1990-03-09 | Technologique Sarl Comp | Circuit de commande pour moteur a courant continu sans collecteur, notamment d'un ventilateur |
| JPH0377297U (ja) * | 1989-11-29 | 1991-08-02 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56129587A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Olympus Optical Co Ltd | Controlling device for brushless motor |
-
1984
- 1984-08-08 JP JP59165792A patent/JPH0757114B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56129587A (en) * | 1980-03-13 | 1981-10-09 | Olympus Optical Co Ltd | Controlling device for brushless motor |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2636182A1 (fr) * | 1988-09-05 | 1990-03-09 | Technologique Sarl Comp | Circuit de commande pour moteur a courant continu sans collecteur, notamment d'un ventilateur |
| JPH0377297U (ja) * | 1989-11-29 | 1991-08-02 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0757114B2 (ja) | 1995-06-14 |
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