JPH0750985B2

JPH0750985B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0750985B2
Application number: JP1165431A
Authority: JP
Inventors: 正郎谷脇
Original assignee: 阪神エレクトリック株式会社
Priority date: 1989-06-29
Filing date: 1989-06-29
Publication date: 1995-05-31
Anticipated expiration: 2010-05-31
Also published as: JPH0336958A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はDC−DCコンバータに関し、特に内燃機関の点火
装置として点火プラグの汚染に強い容量放電式点火装置
に最適なDC−DCコンバータの改良に関する。

［従来の技術］自動車両用内燃機関の点火装置としては、現在の所、む
しろ支配的と言っても良い程、電流遮断型のものが多く
採用されているが、いわゆる点火プラグの“かぶり”
等、点火プラグの汚染に対しては、容量放電式の方が着
火性能上、有利なこともまた知られており、したがって
エネルギ利用効率が改善され、性能のさらなる向上と共
にコスト的にも低廉化すれば、この種の容量放電式点火
装置もまた、その実用化は大いに期待される。

もちろん、こうした容量放電式点火装置の回路構成等は
相当古くから周知であり、特許出願、実用新案登録出願
に係る公開、公告の各公報群を参照しても、例えば本出
願人の手になる実開昭61−76162号公報開示の考案を始
め、種々の構造的改良を含んで数多くあるが、その原理
を大概して言えば、あらかじめDC−DCコンバータにより
充電しておいたエネルギ蓄積コンデンサの蓄積電荷を、
機関の点火タイミングに合せて点火コイルの一次側に一
挙に放出させ、これにより点火コイルの二次側に高電圧
を得て、当該二次側に直列に挿入されている点火プラグ
に燃料着火用の放電火花を発生させるものである。

しかるに、このような目的に使用される従来のDC−DCコ
ンバータを見てみると、自励型のものはほとんどなく、
他励型が主流であるが、中でも、例えば実開昭60−1598
2号公報の図面中に示されているように、二つのスイッ
チング手段を常に一定の周期で交互にオン・オフし、こ
れにより車両搭載のバッテリ等からの直流電流をチョッ
ピングして、電圧変換トランスの一次側に与える疑似交
番電流波形を得るタイプのものが多かった。

これに対し、本出願人においても、上記のように常に一
定周期でスイッチング手段をオン・オフさせるのではな
く、実際に電圧変換トランスの一次巻線に流れる一次電
流を監視してスイッチング手段を制御するものも開発し
た。

すなわち、スイッチング手段をターン・オンして直流電
源から電圧変換トランスへ一次電流の供給を開始する
と、当該一次電流はそのときの回路定数によって定まる
最大電流値に向かって増加して行くが、その途中の増加
過渡期において、この一次電流値があらかじめ設定して
ある設定電流値に至ると、そこでスイッチング手段を一
旦、強制的にターン・オフし、一次電流を立ち下げてか
ら、その後に再度、スイッチング手段をターン・オンさ
せるような動作とし、これによって電圧変換トランスの
一次側に疑似交番電流波形を得るようにした。

もちろん、電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧さ
れた交流波形は、上記いずれのタイプのものも、簡単に
は一本の整流ダイオードによる半波整流や、ダイオード
・ブリッジによる全波整流回路等、適当な整流回路によ
り整流されて直流出力とされ、上記のように容量放電式
の点火装置に利用される場合には、この直流出力がエネ
ルギ蓄積コンデンサを充電するエネルギ源となる。

［発明が解決しようとする課題］しかるに、上記した従来例の中、常に一定周期で一対の
スイッチング手段を交互にオン・オフさせるタイプのも
のは、電圧変換トランス二次側にてその整流出力を利用
する負荷の状態のいかんにかかわらず、そのような交互
スイッチングを繰返すため、例え無負荷時といえども定
常的に電源電力を消費する点で望ましくなかった。事
実、特に節約を必要とする車載用バッテリを電源とせね
ばならない容量放電式点火装置用のDC−DCコンバータと
しては不適とされていた。

これに対し、改良された従来例として、電圧変換トラン
スの一次電流の増加過渡期における値を実際に監視し、
それが設定電流値に至るとスイッチング手段をターン・
オフし、その後に再度、ターン・オンするという動作を
繰返すものは、上記の従来例に比せば、遥かに合理的で
ある。

例えば、直流電源の電圧値が高く、スイッチング手段を
ターン・オンしてから電圧変換トランスの一次巻線に流
れ込む一次電流の増加率が高ければ、当該一次電流値は
早目に設定電流値に達するので、スイッチング手段も早
目にターン・オフするし、逆に、直流電源の電圧値が低
く、電圧変換トランスの一次巻線に流れ始めた一次電流
の増加率が低ければ、設定電流的に至るまでの時間も長
くなるから、スイッチング手段がオンとなっている時間
も長くなるというように、本質的には直流電源の電圧値
の変動に応じてスイッチング手段を効率良く動作させる
ことができ、その分は確実に、電力利用効率を高めるこ
とができる。

しかし、従来のこのような構成だけでは、上記のように
車両搭載のバッテリを直流電源として利用するような場
合には、当該直流電源の電圧変動幅が実際には極めて広
いことから、問題が生ずることが指摘された。

例えば、いわゆる普通車と呼ばれるような通常の自動車
両に搭載されているバッテリについて考えてみると、そ
の出力電圧は、定格でDC12Vとされていても、運転開始
に際して機関を始動するため、いわゆるセル・モータな
いしスタータを駆動すると、容易にDC6V程度にまで落ち
込むし、一方ではまた、機関が始動し、スタータを切る
と、レギュレータにより安定化された発電電力が供給さ
れて、おおよそDC14V程度にまで上がり、そこで落ち付
く。

このような事情の下では、上記のように、電圧変換トラ
ンスに供給される一次電流値を実際に監視し、それが設
定電流値に至った所でスイッチング手段をターン・オフ
するように構成した方式を採用する場合、上記した設定
電流値を具体的には一体どの辺に設定すれば良いのかと
いうことが極めて難しい問題となる。

例えば、DC12V程度の十分に高いバッテリ出力電圧が得
られる場合に、スイッチング手段のターン・オンと共に
電圧変換トランス一次巻線に供給され始める一次電流値
の増加率に応じ、それが必要な時間だけ流れてから一
旦、止められるまでの時間幅（すなわち、電圧変換トラ
ンス一次側に与えられる疑似交番波形の一周期）を最適
にするべく、設定電流値を相対的に高目に設定すると、
バッテリ出力電圧が機関始動時等にあってDC6V程度等、
かなり低い電圧値にまで落ち込んだときには、当該バッ
テリから電圧変換トランスの一次巻線に供給し得る一次
電流値の最大値がそもそも設定電流値にまで至り得ない
ことがあり、その場合には当然、スイッチング手段はオ
ンになりっぱなしになり、電圧変換に必要な交番電流波
形は得られない。

かと言って逆に、バッテリ出力電圧の変動幅内で予想さ
れる最低出力電圧値においても、電圧変換トランスの一
次側にて適当な交番波形が得られるように、一次電流に
関する設定電流値を低目に設定すると、今度は、バッテ
リ出力電圧が回復し、十分な高電圧となったときには、
スイッチング手段のターン・オンと共に電圧変換トラン
スの一次巻線に流れ始めた一次電流は、極めて短い時間
でこの設定電流値に達してしまい、スイッチング手段の
オン時間が極端に短くなるという事態を生む。これでは
結局、バッテリ電圧が高いのにもかかわらず、電圧変換
トランスの一次側に対し、単位周期ごとに供給される電
力は微小になってしまうので、当然、その二次側でも、
電力として得られるエネルギ量は微小になってしまう。

本発明は基本的にこのような点に鑑みて成されたもの
で、車両搭載のバッテリ等、相当に大きな電圧変動幅が
見込まれる直流電源を用いた場合にも、そうした電圧変
動に良く追従し、できるだけ効率的に直流昇圧作用の営
み得るDC−DCコンバータを提供せんとするものである。

［課題を解決するための手段］本発明は上記目的を達成するため、スイッチング手段を
ターン・オンして直流電源から電圧変換トランスへ一次
電流の供給を開始するに伴い、増加傾向になる当該一次
電流値を監視し、これが所定の設定電流値にまで至ると
スイッチング手段を一旦ターン・オフしてそこで一次電
流を一旦遮断し、その後に再度、スイッチング手段をタ
ーン・オンするという動作を繰返すことにより、電圧変
換トランスの一次側に疑似交番電流波形を与え、これに
よって当該トランスの二次側に得られる昇圧交流出力を
整流して直流出力とするDC−DCコンバータにおける改良
として、車両搭載のバッテリに代表されるような上記直流電源
の電圧値を監視し、その高低変動に応じて上記の設定電
流値を変更し、直流電源電圧値が相対的に低い場合に
は、相対的に高い場合に比し、設定電流値を相対的に小
さな値とすることでスイッチング手段のオン・オフ時間
比を安定化させる設定電流値変更回路を組込むこと；を提案する。その上でさらに、電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧交流出力を
整流して得られる直流出力電圧値をも監視し、この直流
出力電圧値が所定の設定電圧値に至ったことを検出する
とスイッチング手段をオフ状態に維持する出力電圧監視
回路をも設けること；も提案する。

［作用］本発明によれば、既述してきたように、電圧変換トラン
スの一次電流値を実際に監視し、当該一次電流が供給さ
れ始めてからの増加過渡期においてそれが設定電流値に
至った時点でスイッチング素子を強制的にターン・オフ
し、そこで一次電流を一旦遮断するタイプのDC−DCコン
バータにおいて、直流電源の電圧値に応じ、上記の設定
電流値を可変にし、直流電源電圧値が低い場合には高い
場合に比し、上記した設定電流値を相対的に低く設定し
（したがってその逆の場合には高く設定するので）、従
来のように設定電流値が固定であったがため、直流電源
の電圧値が大きく変動するとスイッチング素子がオン・
オフしなくなったり、あるいはオン時間が極端に短くな
って、単位周期あたりに電圧変換トランスに一次電流を
供給する時間が微小になり、電圧値は高いのに電力容量
としては大きな容量を取出せなくなるような欠点を回避
ないし緩和することができる。

例えば、直流電源電圧値が相対的に十分高いときに合せ
て最適な一次電流の交番波形が得られるように、相対的
に高い値I_SHに設定電流値が設定されていた場合、仮に
これが固定であったとすると、内燃機関始動時等にあっ
て直流電源の電圧値が極端に落ちたときには、当該直流
電源から電圧変換トランスの一次巻線に流し得る最大電
流値そのものがこの設定電流値I_SHに至り得ず、スイッ
チング素子がオンになりっぱなしになり、バッテリ電力
を無駄に消費することもある。

しかし、本発明に従えば、そのように直流電源の電圧値
が低電圧になったときには、設定電流値I_Sそのものを上
記の相対的に高い値I_SHから相対的に低い値I_SLに変更す
るので、一次電流の増加過渡期において相対的に低い電
圧値しか出力し得ない直流電源から比較的ゆっくりとし
か増加しない一次電流が供給され始めたときにも、それ
が比較的低目に設定され直されている設定電流値I_SLに
至ったときにスイッチング素子を所期通り、一旦ターン
・オフさせることができ、これに対応して一次電流に所
定の交番波形を生成することができる。

なお、上記の説明から明らかなように、設定電流値I_Sの
変更は、アナログ的ないし連続的な変化として直流電源
の電圧値に追従して行なっても良いし、何段階かの所定
の設定電流値群の中からそのときどきの直流電源電圧値
に応じて適当な値を選択するようにしても良い。

さらに、本発明のまた別の側面に従い、電圧変換トラン
スの二次側において整流された直流出力電圧を監視し、
これが所定の設定電圧値に至ったときにはスイッチング
素子をオフ状態に維持する監視回路をも設けると、エネ
ルギの利用効率は一層、高まる。

例えば、本発明によるDC−DCコンバータは、すでに述べ
たように、自動車両の内燃機関に対する容量放電式点火
装置においてエネルギ蓄積コンデンサを充電するのに好
適であるが、そのような場合には、電圧変換トランスの
二次側整流出力は、当該エネルギ蓄積コンデンサの充電
と共にその電圧値が増加し、満充電以降はほぼ一定の電
圧値に安定する。

しかるに、エネルギ蓄積コンデンサが満充電になると、
それ以降はDC−DCコンバータから充電エネルギを供給す
るのは無駄になる。

そこで、本発明に従い、当該エネルギ蓄積コンデンサが
満充電になったときのコンデンサ両端電圧値を設定電圧
値とすれば、本DC−DCコンバータの電圧変換トランス二
次側において整流された直流出力電圧値がこの設定電圧
値に至ったとき以降は、スイッチング素子が強制的にオ
フ状態に維持されるので、上記のように無駄な電力の供
給を避けることができ、直流電源としての車両搭載バッ
テリの負担を軽減することができる。

［実施例］第１図には、本発明に従って構成された一実施例として
のDC−DCコンバータ10を、自動車両の内燃機関駆動のた
めの容量放電式点火装置に利用した場合が示されてい
る。

そのため、直流電源11は車両搭載のバッテリであり、ま
た、本DC−DCコンバータ10の直流出力は、容量放電式点
火装置におけるエネルギ蓄積コンデンサ31を充電するの
に使われる。

あらかじめこの容量放電式点火装置の動作例につき、簡
単に説明してしまうと、機関点火時期以前においてあら
かじめ、エネルギ蓄積コンデンサ31は本DC−DCコンバー
タ10により、一般に満充電とされる。

各点火プラグ35に最適な点火時期に至ると、点火制御回
路33から点火指令信号が出力され、これにより、図示の
場合はMOS−FETで例示されているパワー・スイッチング
素子34がターン・オンする。

すると、このパワー・スイッチング素子34の主電流通路
（例えばソース−ドレイン間のチャネル）を介し、点火
コイル32の一次巻線に対してエネルギ蓄積コンデンサ31
の蓄積電荷が急激に放電され、これに応じて点火コイル
32の二次側に高電圧が誘起され、点火プラグ35に放電火
花が飛んで、燃料への着火が促される。

しかるに、このような用途に用いられる図示実施例のDC
−DCコンバータ10は、大概すると、バッテリ11から選択
的に一次電流の供給を受ける電圧変換トランス15と、当
該一次電流を選択的にオン・オフするため、制御入力へ
の信号状態に応じて自身がオン・オフするスイッチング
素子17と、電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧さ
れた交流出力を整流する整流回路19と、スイッチング素
子17を後述するように最適制御する周辺回路群とを有し
ている。

また、一般に独立のDC−DCコンバータとしては、整流回
路19の整流出力を安定化し、リップル分を除去するた
め、比較的大容量のフィルタ・コンデンサを要するが、
ここで想定している用途では、エネルギ蓄積コンデンサ
31がその役目を兼ねることができる。

以下、本実施例の動作を追いながら、各部の詳細につい
て説明する。

まず、本DC−DCコンバータ10に対し、図示されていない
スイッチ（例えば自動車両のスタータ・スイッチないし
キー・スイッチ等）の操作により、電源が投入されたと
しよう。

すると、第２図（Ａ）に示されているように、本DC−DC
コンバータには、そのときのバッテリ11の電圧にほぼ等
しい値の電源電圧V_Bが印加される。

しかるに、電源投入の当初はスイッチング素子17はオフ
状態にあり、電圧変換トランス15の一次巻線も、このス
イッチング素子17がオフ状態にあることにより開放、遮
断されているため、一次電流Imはもとより流れない。

したがって、本発明の趣旨に従い、電圧変換トランス15
の一次電流の値をこの場合は電圧値に変換して監視する
ために挿入されている電流検出抵抗R₄の両端電圧値Vm
も、ほぼ零となっている。

この一次電流検出抵抗R₄の両端電圧値Vmはまた、第一の
比較器13の逆相入力ないし反転入力に与えられ、一方、
当該第一の比較器13の正相入力ないし非反転入力には、
電源電圧値の変動に応じて電圧変換トランスに許容する
一次電流の最大値を規定するため、設定電圧値Vsが与え
られている。

設定電圧値Vsは、電源電圧V_Bを抵抗R₃,R₂で分圧した電
圧値と、電源電圧V_Bをツェナ・ダイオード12によりクラ
ンプしたある一定のツェナ電圧Vz（Vz＜V_B）を抵抗R₁,R
₂によって分圧した電圧値とを、それら抵抗R₁,R₂,R₃に
よる電圧加算回路で加算した電圧値として与えられ、式
で表せば次のようになる。

したがってまず、ここで想定しているように、電源投入
直後の状態においては、上記の通り、第一比較器13の逆
相入力に与えられている電圧値Vmは零であり、正相入力
側は上記式により有意の電圧値となるので、当該比較
器13の出力は相対的に高レベル“H"になる。

この高レベル“H"は、当該第一比較器13の出力に接続さ
れているコンデンサ18を充電し始めるので、第２図
（Ｃ）中に示されているように、このコンデンサ18の両
端電圧が所定の時定数に従い、上昇し始める。

この増加傾向になるコンデンサ18の両端電圧値は第二の
比較器14の正相入力に与えられ、一方で当該第二の比較
器14の逆相入力には、ツェナ・ダイオード12によるツェ
ナ電圧Vzを抵抗R₅,R₆で分圧する分圧回路の接続中点
（分圧出力点）が接続され、さらに、一端が整流回路19
の出力に接続された抵抗R₇の他端が接続されている。

そのため、電源投入の当初にあってスイッチング素子17
がオフ状態にあり、かつ、整流回路19の出力に接続され
ているエネルギ蓄積コンデンサ31の蓄積電荷がほぼ放電
し切った状態にあれば、上記分圧回路の下側抵抗R₆に対
し、実質的にこの抵抗R₇が並列に入る結果となって、こ
の分圧回路の上側抵抗R₅に対し、実質的に下側抵抗値は
かなり小さくなり、第二比較器14の逆相入力は十分低い
電圧値に付けられるので、正相入力側の“H"レベルに向
かう電圧上昇により、比較的速く、この第二比較器14の
出力も高レベル“H"になる。

しかるに、この第二比較器14の“H"レベルは結局、スイ
ッチング素子17へのターン・オン指令として働き、バイ
ポーラ・トランジスタの相補接続によるドライバ回路16
を介し、スイッチング手段17をターン・オンする。

すると、第２図（Ｂ）に示されているように、当該オン
となったスイッチング素子17を介し、直流電源11から電
圧変換トランス15の一次巻線に一次電流Imが供給され
る。

この一次電流Imは、時間と共に増加する過渡的な波形で
あるが、その瞬時電流値に鑑み、上記の通り簡単にImと
して表すと、当該一次電流Imを電圧値に変換して検出す
る電流検出抵抗R₄の当該変換電圧値Vmは、当然、 Vm＝R₄・Im …… となり、すでに述べたように、これが第一比較器13の逆
相入力に与えられる。

したがって、この時間と共に増加する一次電流Imの変換
検出電圧値Vmが、やがてのことに上記式で設定されて
いる設定電圧値Vs（第２図（Ａ）中では仮想線のしきい
値直線で図示）に至ると、第一比較器13の出力は反転
し、その出力に接続されているコンデンサ18を急速に放
電するため、第二比較器14の正相入力側の電位も実質的
に接地レベル程度にまで急速に低下し、これによってド
ライバ回路16を介してのオン信号を立ち下げ（ターン・
オフ信号を発し）、スイッチング素子17をターン・オフ
する。

これにより、当然、第２図（Ｅ）と同図（Ｂ）の関係に
示されるように、電圧変換トランス15の一次電流Imは直
ちに遮断され、ここで一次側疑似交番電流の一周期中に
おける立ち上がり時間の終了となる。

しかるに、電圧変換トランス15の一次電流Imが遮断され
れば、電流検出抵抗R₄の両端電圧Vmも再び零になる。そ
のため、第一比較器13の入力側における電圧値の大小関
係が再び反転し、当該第一比較器13の出力が“H"レベル
に反転することでコンデンサ18の両端電圧が所定の時定
数に従って上昇し始め、適当な時間経過後に再び第二比
較器14の出力が“H"レベルになってスイッチング素子17
が再度、ターン・オンし、以下同様の動作が繰返されて
行く。

明らかなように、このような動作によって得られる電圧
変換トランスの一次電流波形は第２図（Ｂ）に示される
ように疑似交番波形であるので、電圧変換トランス15に
おける所定の昇圧比に従い、その二次巻線にも交流電圧
を得ることができ、整流回路19はこれを整流して直流出
力とし、エネルギ蓄積コンデンサ31を充電する。

しかし、第２図の右半分の状態に示されているように、
上記のメカニズムによって電圧変換トランス15の二次側
に得られた直流電圧がエネルギ蓄積コンデンサ31を充電
して行った結果、第２図（Ｄ）中に仮想線のしきい値直
線で示されているように、当該二次側出力電圧値が設定
電圧値V_Oに至ると、第二比較器14の出力は低レベル“L"
に固定され、スイッチング素子17をオフ状態に維持する
ようになる。これは次のように説明できる。

ダイオード整流回路19の出力には抵抗R₇の一端が接続さ
れ、当該抵抗R₇の他端は抵抗R₅,R₆の接続点に接続され
る形で第二比較器14の逆相入力に接続されている。した
がって既述のように、電源投入の当初は、ただ端に抵抗
R₆に対して実質的に並列に入っていたに過ぎない抵抗R₇
が、その一端側における整流回路出力電圧値の上昇によ
り、実質的に抵抗値を上げて行くのと同じ作用を来た
し、むしろ、ツェナ電圧Vzを抵抗R₅,R₆を分圧した電圧
というよりも、整流回路出力電圧を抵抗R₇,R₆の分圧回
路で分圧した電圧を第二比較器14の逆相入力に印加する
のが支配的となるような作用を及ぼし、したがって、そ
の電圧が、第二比較器正相入力側に印加されている電圧
を上回る状態を生じ得る。

そこで、当該抵抗R₅,R₆,R₇の値を適当に選定することで
直流出力電圧に関する設定電圧値V_Oを設計的に定めて置
けば、整流回路出力電圧値がこの設定電圧値V_Oに至った
ときに、第二比較器14の入力側における電圧値の大小関
係が反転する状態を生起することができ、したがってこ
の事実を利用して、さらに、当該設定電圧値V_Oを、エネ
ルギ蓄積コンデンサ31が満充電となったときに飽和する
整流回路19の出力電圧値として定めて置けば、エネルギ
蓄積コンデンサ31が満充電となると、本DC−DCコンバー
タ10の動作を停止ないし中断させることができる。

これは逆に言うと、エネルギ蓄積コンデンサ31が満充電
となった後にまで、スイッチング素子17を繰返しオン・
オフさせ続け、無駄にバッテリ11のエネルギを消費させ
るような不都合を回避し得るということである。もちろ
ん、エネルギ蓄積コンデンサ31の両端電圧が低下した場
合には、第二比較器14の出力は正相入力側の電圧値によ
って規定されるので、第２図中、右半分の部分にスパイ
ク状に示したように、その低下分を補うように、本DC−
DCコンバータ10を再度、動作させることができる。

以上述べた所までで、まずは本発明に従って構成された
DC−DCコンバータ10の基本的な動作と、直流出力電圧値
が設定電圧値V_Oに至ったとき、ないし至っている状態を
続けているときにコンバージョン動作を中断し得る動作
を説明したが、次いで、バッテリ11の電源電圧変動に対
しても、本DC−DCコンバータ10が合理的な動作を営むこ
とにつき説明する。

上記で用いた第２図は、明らかなように、バッテリ11の
電源電圧に実質的に等しい電圧値としての本DC−DCコン
バータ10の電源電圧V_Bに大きな変動がなく、少なくとも
ほぼ一定値に安定している場合を示している。実際上、
このように、バッテリ11の両端電圧値が安定していると
きに本発明のDC−DCコンバータ10が安定な動作をするこ
とは当然のことながら必須であるので、これを証明する
上で第２図は重要な意味があるが、バッテリ11による電
源電圧V_Bが変動した場合には、第５図を参照しての説明
となる。

この実施例で想定しているように、直流電源11が車両搭
載のバッテリであるような場合、先にも述べたように、
当該車両の機関始動時にスタータを動作させると、当該
電源電圧V_Bは相当に低い値にまで低下する。定格DC12V
のバッテリでは容易にDC6V程度にまで落ちる。

このことを念頭に置いて第５図を見ると、同図（Ａ）に
は、その左半分の部分で電源電圧V_Bが電源としてのバッ
テリ11に許容可能な最低電圧値V_Lにある場合を、また右
半分では最大電圧値V_Hにある場合を示している。

同じ第５図中、（Ｂ）図から（Ｅ）図までは従来の場
合、ないし本発明を適用しない場合を示し、第５図
（Ａ）に示されるように、電源電圧V_Bが電圧値V_L,V_H間
で大きく変動するにもかかわらず、電圧変換トランス15
の一時電流Imに関し、ある固定の設定電流値I_SOが設定
されているときの当該一時電流Imの変化と、これを生ず
るスイッチング素子17の状態を示している。

回路構造で言えば、第１図示実施例中にあって抵抗加算
回路R₁,R₂,R₃により電源電圧V_Bとツェナ電圧Vzとを加算
することにより、既述の式に従って設定電圧値Vsが決
定される場合と異なり、例えばツェナ・ダイオードによ
ってのみ、固定的な設定電圧値I_SOに対応する固定的な
設定電圧値V_SOを定めた場合に相当する。

しかるに、この固定的な設定電流値I_SOが、第５図
（Ａ）中の右半分に示されているように、電源電圧V_Bが
最大電圧値V_Hにあるときに適当なるように設定されてい
る場合、つまり第５図（Ｂ），（Ｃ）の右半分に示され
ているように、一周期ごとの電圧変換トランス15に一次
電流Imが流れている時間（スイッチング素子がオンとな
っている時間）t_onと、流れていない時間（スイッチン
グ素子がオフとなっている時間）t_offとの比が最大電源
電圧値V_Hにおいて動作効率上、最適なように定められて
いたとしよう。

してみるに、一方では第３図に示されているように、一
般に電源電圧V_Bが上記のように最低電圧値V_Lと最大電圧
値V_Hの間で変動する場合、当然ではあるが、当該電源電
圧値V_B最低電圧値V_Lに近くなる程、電圧変換トランス15
の一次巻線に流し得る一次電流の最大値I_Mも低下する。
したがって、第５図（Ａ）中、左半分に示されるよう
に、電源電圧V_Bが極端に低下し、最低電圧値V_Lに至る程
にもなると、その電圧値V_Lにおいてバッテリ11から電圧
変換トランス15の一次巻線に流し得る最大一次電流値I_L
そのものが、第５図（Ｂ）に示されているように、固定
的に設定されている設定電流値I_SOにそもそも至り得な
い状況が起こる。

こうなれば当然、電圧変換トランス15の一次電流が設定
電流値に至ったときに当該一次電流を一旦断つように構
成されたDC−DCコンバータでは、スイッチング素子にタ
ーン・オフ指令が与えられないことになり、第５図
（Ｃ）の左半分に示されるようにスイッチング素子はオ
ン状態を続け、一次電流は低電流値とは言え、最大電流
値I_M＝I_Lのまま、電圧変換トランス15の二次側エネルギ
には何等寄与しない無駄なエネルギとして、直流的に流
れ続けてしまう。これは車両搭載のバッテリ11を直流電
源として使用する場合、極めて望ましくないこと、明ら
かである。

そうかと言って、第５図（Ｄ），（Ｅ）の左半分に示さ
れているように、電源電圧V_Bの変動範囲における最低電
圧値V_Lのときに、スイッチング素子ないし一次電流のオ
ン・オフ時間比（t_on/t_off）が最適になるように、設定
電流値I_SOを相当に低い値に設定してしまうと、同じく
第５図（Ｄ），（Ｅ）にあってもその右半分に示されて
いるように、電源電圧V_Bが十分高くなった場合には、当
該電源から供給される電圧変換トランスへの一次電流の
最大電流値I_Mが上昇する結果、その立ち上がりも急峻に
なり、流れ始めてから間もない中に、容易に設定電流値
I_SOに至ってしまう事態となり、そのオン時間t_on′は極
めて短くなって、効率的な動作は期待できず、電圧変換
トランスの二次側で見ると、出力電力は大きく採れなく
なってしまう。

これに対し、本発明においては、第５図（Ｆ）に示され
ているように、この電圧変換トランス15に流れる一次電
流に関してスイッチング素子をターン・オフすべき電流
値である設定電流値I_Sそのものを可変にしている。

先に説明したように、第１図示の本発明実施例回路で
は、一次電流Imの監視は電流検出抵抗R₄を介し電圧Vmに
変換して行なっており、そのときどきの一次電流値Imに
対応するこの電圧値Vmが第一比較器13の逆相入力に与え
られている。

一方で、スイッチング素子17をターン・オフすべき一次
電流値である設定電流値I_Sに対応する設定電圧値Vsは、
電源電圧V_Bを分圧する抵抗回路R₃,R₂と、電源電圧V_Bよ
りは低い基準電圧Vzを分圧する抵抗回路R₁,R₂の分圧回
路による電圧加算回路を介して第一比較器13の正相入力
に与えられている。この場合、抵抗R₂は両分圧回路に共
通の抵抗として利用されているが、本質的には各分圧回
路に個別の下側抵抗の並列合成抵抗値として定義でき
る。また、基準電圧源も、図示の場合は最も簡単なツェ
ナ・ダイオード12を一本だけ用いて構成しているが、も
っと精度の高い回路であっても良い。

いずれにしろ、このようにして、設定電圧値Vsが既掲の
式に従い、一定基準電圧Vzと、変動する要因を含む電
源電圧V_Bの加算電圧値として定義されると、当該設定電
圧値Vsは、電源電圧V_Bが低くなれば低くなり、高くなれ
ば高くなる追従特性を示す。式中の変動要因は電源電
圧値V_Bのみであって、残りの他の値Vz,R₁,R₂,R₃は全
て、設計的に固定設定し得るからである。

したがって、第３図に示されるように、バッテリ11の電
圧値V_Bの最大変動幅が最低電圧値V_Lと最大電圧値V_Hとの
間であれば、それら両電圧値V_L,V_H間の変動に対し、上
記他の値の設定によってその傾きαが定義し得る直線Vs
を得ることができ、当該傾きα、すなわち電源電圧変動
率に対する設定電圧（基準電圧）Vsの変動率関係や、電
源電圧V_Bが最低電圧値V_Lないし最大電圧値V_Hにあるとき
にもスイッチング素子17に対して適当ないし許容可能な
オン・オフ時間比（t_on/t_off）比を与え得る設定電圧Vs
_LないしVs_H（ひいては一次電流Imに関する設定電流値I
_SLないしI_SH）を設計的に最適な値に決定し、低い電源
電圧値から高い電源電圧値まで、効率良く動作するDC−
DCコンバータを得ることができる。

これは既述の式を次のように書き直すと分かり易い。

Vs＝α・V_B＋β；ただし、すなわち、抵抗R₁,R₂,R₃の値により、電源電圧V_Bに対す
る係数αを決定できるので、第３図に示されている設定
電圧Vsの変化曲線（一次曲線）の傾きαをそれら抵抗値
R₁,R₂,R₃の値によって最適なように設定することがで
き、電源電圧V_Bの変動に応じての設定電圧Vsの変動率を
最適に設定できるのみならず、それら抵抗値R₁,R₂,R₃と
基準電圧源12の発生する基準電圧Vzに応じ、第２図中で
Vs軸切片βを決定できるので、例えば電源電圧V_Bが最低
電圧値V_Lにあるときに最も効率の良い動作を期待し得る
一次電流オン・オフ比を得るための設定電圧値Vs_Lをも
最適に設定することができる。もちろん、当該最低設定
電圧値Vs_Lの値と設定電圧Vsの変化率αとを独立に決定
できるということは、バッテリ11の電圧V_Bが定格電圧に
あるときはもとより、許容変動範囲内の最大電圧値V_Hに
至るまで、効率的なコンバージョン動作を保証し得るも
のとなる。

これが例えば、第１図示の回路において、基準電圧Vzに
関する電圧加算を止め、抵抗R₁を排斥して抵抗R₂,R₃に
より電源電圧V_Bを分圧する回路だけを設け、この分圧回
路出力電圧のみを第一比較器13に与えた状態を考える
と、それでも、電源電圧V_Bの変動に対する設定電圧Vsの
変化率は、それら抵抗値R₂,R₃の値の如何により、上記
の係数αを調整することによって、ある程度任意に設定
可能であるが、明らかなように、第３図中におけるVs軸
切片βが得られず、したがって、必ずしも最適なコンバ
ージョン動作は保証し得ない。

このようにして、本発明に従い、電源電圧V_Bの変動に追
従し、スイッチング素子17をターン・オフさせるべき一
次電流値である設定電流値I_Sないしこれに対応する設定
電圧値Vsを最適に変更し得る回路が組まれていると、第
５図（Ｆ），（Ｇ）に示されているように、同図左半分
において電源電圧V_Bが許容可能な最低電圧値V_Lにあると
きに最も低い設定電流値I_SL（ないし設定電圧値Vs_L）に
従ってそのオン・オフが適当なるように制御されていた
スイッチング素子17は、仮に、同図右半分に示されてい
るように、電源電圧V_Bが許容可能な最大電圧値V_Hになっ
たときにも、これに対応して設定電流値I_Sないし設定電
圧値Vsが最大の値I_SHないしVs_Hを採るので、やはり同様
に最適ないし少なくとも適当な範囲で制御される。

つまり、高い電圧値によって大きな一次電流がより急峻
な傾きで電圧変換トランス15に供給されても、それがそ
のときの設定電流値I_SHに至までの時間、ひいてはスイ
ッチング素子17の単位回あたりのオン時間t_onは、電源
電圧V_Bが低い場合と同程度に採ることができる。

もちろん、第５図中にあっては、電源電圧V_Bの許容変動
範囲の最低、最大値について示してあるが、上記メカニ
ズムからして明らかなように、それら最低、最大値間の
中間の電圧値範囲の全てに対し、そのときどきに適当な
るように、設定電流値I_Sまたは設定電圧値Vsが追従変化
する。

このようにして変換効率ないし電源利用効率の改善され
た本発明DC−DCコンバータ10によれば、例えば図示の通
り、これを容量放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデン
サ21の充電用に用いる場合にも、第４図に比較曲線を示
すように、従来にあっては機関の特に高回転領域で発電
電力の大きなとき、すなわち電源電圧の高いときにむし
ろ変換効率が落ち、仮想線の曲線で示されているよう
に、設定電圧値V_Oに至ってエネルギ蓄積コンデンサを充
電するまでには長い時間が掛かり、十分に充電し切れな
い中に点火時期に至ってしまうようなことも実際にあっ
たが、本発明のDC−DCコンバータ10を利用すると、実線
の曲線で示されているように、機関の回転状態にかかわ
らず、安定した、しかも高速での充電が可能となる。

なお、上記した図示実施例の場合、整流回路19は半波整
流ダイオードで簡単に構成されているが、全波整流用ダ
イオード・ブリッジその他、適当な公知整流回路を用い
て良く、また、スイッチング素子17も、図示の場合には
絶縁ゲート型電界効果トランジスタとして一般的なMOS
−FETが例示されているが、これに限らない。ただ、電
圧制御素子であると、周辺駆動回路系も簡単になる外、
バッテリの消費電力もそれだけ確実に低下し得るので、
その点では望ましい。バイポーラ型であっても、通常の
バイポーラ・トランジスタは避け、最近開発された絶縁
ゲート型バイポーラ・トランジスタ（いわゆるIGBT）等
を用いた方が良い。また、設定電流値Isないし設定電圧
値Vsは、図示実施例の場合、アナログ的に変化するが、
あらかじめデジタルに何段階かの値を定めて起き、その
ときどきの直流電源電圧値に応じて適当な値を選択する
ようにしても良い。

［効果］本発明によれば、簡単な回路構成であるにもかかわら
ず、電源電圧の変動に応じてスイッチング素子をターン
・オフすべき電圧変換トランス一次電流値を変更制御で
き、電源電圧が低いときから高いときまで、効率良く動
作し得るDC−DCコンバータを提供することができる。

また、本DC−DCコンバータが出力する直流電圧値に関し
ても設定電圧値を設け、この設定電圧値に至った場合に
は本DC−DCコンバータのコンバージョン動作を中断する
ようにした場合には、上記効果に加え、負荷の状態に応
じて最適な動作が期待でき、負荷側にてエネルギの供給
を要求していないときにまで、無駄に動作するのを防ぐ
ことができ、消費電力を節約し、電源の負担を大いに軽
くすることができる。

したがって、直流電源として車載バッテリを用い、容量
放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデンサ充電用に用い
る場合に、本発明のDC−DCコンバータは特に有効であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従って構成された一実施例としてのDC
−DCコンバータを内燃機関の容量放電式点火装置に用い
た場合の概略構成図，第２図は電源電圧がほぼ安定している場合においての本
発明DC−DCコンバータの動作の説明図，第３図は電圧変換トランスの一次巻線に供給し得る一次
電流最大値あるいは設定電流値または設定電圧値に対
し、電源電圧の変動が及ぼす影響の説明図，第４図は容量放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデンサ
充電用に本発明のDC−DCコンバータを用いた場合と従来
のDC−DCコンバータを用いた場合とを当該充電時間に関
して比較した説明図，第５図は電源電圧に変動が見込まれる場合における本発
明DC−DCコンバータの動作の説明図，である。図中、10は全体としての本発明DC−DCコンバータ、11は
直流電源としてのバッテリ、12は基準電圧源としてのツ
ェナ・ダイオード、13は第一比較器、14は第二比較器、
15は電圧変換トランス、16はドライバ回路、17はスイッ
チング素子、18は時定数設定用コンデンサ、19は整流回
路としてのダイオード、31は容量放電式点火装置におけ
るエネルギ蓄積コンデンサ、32は点火コイル、33は点火
制御回路、34はパワー・スイッチング素子、35は点火プ
ラグ、V_Bは直流電源電圧、Imは電圧変換トランス一次電
流、Vmは一次電流を電圧に変換して検出した当該検出電
圧値、Vsは設定電圧、Vzは基準電圧、V_Oは出力直流電圧
値に対する設定電圧、R₁,R₂,R₃は電源電圧及び基準電圧
の分圧回路兼電圧加算回路、R₄は一次電流の電圧変換検
出抵抗、R₅,R₆,R₇は出力直流電圧値の検出回路構成用の
抵抗、である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング手段をターン・オンして直流
電源から電圧変換トランスへ一次電流の供給を開始する
一方、該供給開始後の該一次電流値を監視し、該一次電
流値が設定電流値にまで至ったことを検出すると上記ス
イッチング手段を一旦ターン・オフし、その後再度、該
スイッチング手段をターン・オンする動作を繰返すこと
により、上記設定電流値の大きさに応じたオン・オフ時
間比で上記スイッチング手段を動作させ、上記電圧変換
トランスの上記一次電流を上記オン・オフ時間比で断続
させ、該電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧交流
出力を整流して直流出力とするDC−DCコンバータであっ
て；上記直流電源の電圧値を監視し、その高低変動に応じて
上記設定電流値を変更し、該直流電源電圧値が相対的に
低い場合には、相対的に高い場合に比し、上記設定電流
値を相対的に小さな値とすることで上記オン・オフ時間
比を安定化させる設定電流値変更回路を有すること；を特徴とするDC−DCコンバータ。
【請求項２】上記電圧変換トランスの二次側に得られる
昇圧交流出力を整流して得られる直流出力電圧値を監視
し、該直流出力電圧値が所定の設定電圧値に至ったこと
を検出すると上記スイッチング手段をオフ状態に維持す
る出力電圧監視回路をも有すること；を特徴とする請求項（１）に記載のDC−DCコンバータ。