JPH07505516A - テレビジョン調整方法，およびそれを実現するための装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 テレビジョン調整方法、およびそれを実現するための装置本発明は、無線チャネ ルまたは衛星またはケーブル網を介したアナログまたはデジタル・テレビジョン 信号の伝送に関するものであり、より具体的にはテレビジョンの低雑音調整方法 と、それを実現するための装置を目的としている。

クランプとも呼ばれるテレビジョン調整装置によって、変調前でも復調後でも、 テレビジョン信号の直流成分の再生が行えることが知られている。この装置は今 日知られているあらゆるテレビジョン規格、つまりＰＡＬ、ＳＥＣＡＭＳＮＴＳ Ｃ。

Ｄ２−ＭＡＣｌＨＤ−ＭＡＣ等において使用されている。テレビジョン信号は、 送信前にはテレビジョン送信機によって、また受信時にはテレビジョン受信復調 装置によってさまざまな処理を受ける。こうした処理の間にテレビジ書ン信号の 直流成分は変動を被る。このことは、例えば受信時において、その上に伝送雑音 が重畳した合成映像信号レベルのゆっくりした揺らぎとなって現れる。この揺ら ぎを免れるためには、使用のために合成映像信号を変調前または復調後に安定さ せることが必要である。

従来の調整装置は、フィードバック・ループとも呼ばれるフィードバック装置を 使用している。それの数学的モデルと、例として採用した原理図とを以下で説明 するが、それらはそれぞれ第１図および第２図に対応している。

テレビジョン調整装置の概略的原理は、各走査線の初めにテレビジジン信号の調 整基準レベルとして選択された、映像情報を含まない、一定振幅の水平区間で取 り込んだ部分をサンプリングすることと、１走査線期間つまり６４マイクロ秒の 間にサンプリングした信号レベルの平均値を維持することに基づいている。次に この信号を、調整装置に入って来たテレビジジン信号から差し引いて直流成分の 再生を行う。この平均値は、その上に誤差信号が重畳した、テレビジョン信号の 水平区間の短期間平均レベルの推定量である。この誤差信号は、さまざまな発生 源からの雑音に関係しているが、そのうちで−変調雑音は、変調の形式と、搬送 波対雑音比と、復調器に関連するフィルタとに依存し、 −周期的またはほぼ周期的な超低周波雑音は、エネルギー拡散、フレーム間の信 号の継目、交差発振器の低周波雑音、そして残留５０　Ｈｚなどから生じる。

フィードバック付き調整装置は一般に、変調および復調の場合に、除去、エネル ギー拡散、および超低周波雑音の要求によく適合する。しかしながら、テレビジ ョン信号の一部をサンプリングするとき、この装置は１５ｋＨｚ以下の周波数範 囲で雑音を発生させる。この周波数範囲は、視覚感度が極めて高いスペクトル領 域に対応している。調整装置から発生する雑音は、変調前または復調前にテレビ ジョン信号が多量の雑音を含んでいるとき、水平ストリークの出現となって視覚 的に認められる。

ヨーロッパ特許出願第０　２８１　１７５号で開発された既知の装置は、フィー ドバック・ループの初めに低域通過フィルタを含んでおり、このフィルタが高周 波と、高周波に関連する雑音とを濾波する。このフィルタは、走査開始時に、走 査線同期パルスの後に活動状態に入る。

この装置はテレビジョン信号の上に重畳した伝送雑音を減少させるけれども、水 平区間を推定する際にループ自体から発生する雑音を減少させない。

例を挙げると、従来のフィードバック付き調整装置の２５Ｈｚおよび５０Ｈｚの 除去特性、並びに０から１０ｋＨｚまでの周波数帯域における有効Ｓ／Ｎ比は以 下のとおりである。

５０Ｈｚ除去≧３０ｄＢ ２５Ｈｚ除去≧４６ｄＢ 有効Ｓ／Ｎ　（０〜１０　ｋ　Ｈｚ）≦５０〜６０ｄＢ特定の周波数５０Ｈｚお よび６Ｑ　Ｈｚはそれぞれ、フレーム同期周波数、および衛星伝送における三角 波エネルギー拡散信号の周波数に対応している。調整装置の有効Ｓ／Ｎ比は、視 覚感度の高い周波数範囲（θ〜１０ｋＨｚ）で与えられる。

実験によって、調整装置からの雑音の視覚認識閾値は、有効Ｓ／Ｎ比で６５ｄＢ と評価される。上に記載した有効Ｓ／Ｎ比の特性は５０ｄＢ〜６０ｄＢの間に位 置しているが、この場合に、調整装置から発生した雑音が目に感じられないため には、これでは十分でない。

この閾値はＤ　２−ＭＡ　Ｃ規格およびＨＤ−ＭＡＣ規格での受信の場合にます ます厳しくなる。これらは、ＰＡＬ。

ＳＥＣＡＭ、ＮＴＳＣ等の規格に比べて、改善された画質を有しているからであ る。

実際、Ｄ２−ＭＡＣ規格およびＨＤ−ＭＡＣ規格の解像度は、その他の規格を上 回っているので、目の感度限界にもっとも近い有効Ｓ／Ｎ比を得ることにより、 目がテレビ画面上で異常を感知できないようにすること、すなわち雑音の視覚閾 値で表せば、有効Ｓ／Ｎ≧６５ｄＢが必要となる。

６５ｄＢという特性を保持するために、既知の解決策では、第２図に示した既知 のフィードバック付き調整装置において、その積分低域通過フィルタの時定数Ｒ １と０１を変更している。

しかしながら、有効Ｓ／Ｎ比を改善することで、もつとも除去されにくいのは超 低周波誤差信号であり、それが５０Ｈｚおよび２５Ｈ２除去特性の低下を引き起 こし、テレビ画面のフリッカとなって現れる。雑音と残留超低周波との間で折り 合いをつけるには、調整装置の時定数をケースバイケースで順応させること、つ まり時定数の微妙な調節が必要となる。

従来の解決策の不都合を克服するため、本発明は雑音を低減させる調整方法によ って、あらゆる伝送雑音の存在下で、周波数が１５ｋＨｚ以下で、調整装置から 発生し、またテレビ画質を劣化させる可能性を持った雑音を、視覚認識閾値より 下に引き下げること、また同時に、周波数５０Ｈｚおよび２５Ｈｚにおいて３０ ｄＢ以上の除去を保証することを目的としている。

本発明によれば、フィードバック・ループを用いたテレビジョン調整方法のうち で、テレビジジン信号の走査線の始めに水平区間があり、その上には伝送雑音が 重畳しているが、画像を構成する各走査線について次々と、現在の走査線の水平 区間を、前の走査線の水平区間を基に調整することでテレビジョン信号５ｔ（ｔ ）の直流成分の再生を行うような形式の調整方法であって、所定期間Ｔ２にわた って、そのループ内で発生し、またテレビジタン信号Ｓｌ　（ｔ）の水平区間上 に重畳した低周波雑音を低減するために、サンプリングしたテレビジタン信号を そのまま第１の分岐内に保存し、また期間Ｔ２にわたって、サンプリングしたテ レビジタン信号を濾波して、所定の周波数より高い周波数と、それらの周波数と 結び付いた雑音のみを通過させ、また第１の分岐によって元どおり復元された信 号から、第２の分岐から出力された信号を差し引き、また期間Ｔ２の中に含まれ る所定期間Ｔ１にわたって、前の走査線の水平区間のレベルを基に現在の走査線 の水平区間のレベルを推定し、そしてテレビジタン信号８１　（ｔ）からその水 平区間のレベルの推定量を差し引くことを特徴としている。

本発明は同じく、本発明による方法を実現するための装置にも関係している。

本発明の他の特徴や利点は以下の説明の中で明らかにされるであろう。この説明 は例として記載したものであって、本発明はこれに限らるものではなく、また説 明は添付の図面を対照しながらなされている。図面は以下を表している。

−第１図および第２図は、従来技術による調整装置の数学的モデル、およびその 実施例に関する上述の図である。

−第３図は、本発明による方法を実現するための調整装置の数学的モデルである 。

−第４図は、本発明による方法を実現するための調整装置の実施例である。

−第５図は、本発明による方法を実現するための調整装置の第２の実施例である 。

−第６（ａ）図および第６（ｂ）図は、それぞれクランプ・パルス１１およびＴ ２に対応するタイミング図である。

上記の図の中で、同じ素子は同じ参照記号で表すことにする。

フィードバック付き調整装置の公知の原理を、第１図の数学的モデルを使って解 説する。

この調整装置のモデルは、主回路１およびフィードツクツク装置２を含み、フィ ードバック装置２は、すなわち実線で囲まれたフィードバック・ループであって 、主回路１からの出力信号の一部を主回路１の入力点に再び注入する。

テレビジョン信号ＳＬ　（ｔ）は、減算演算器３の第１オペランド入力点から主 回路１に注入される。信号５Ｌ（ｔ）は合成映像信号で構成され、その上には、 これまでの処理によって発生した雑音が重畳している。そうした処理の間に、信 号５１（１）の直流成分は変動を被る。信号ＳＬ　（ｔ）は２５Ｈｚまたは５０ Ｈｚに同期してゆっくりと揺らぐ。のちほど信号ＡＸｎ　（ｔ）を定義するが、 この信号はフィードバック・ループ２の出力点から出力され、減算演算器３の第 ２オペランド入力点に注入される。

減算演算器３の出力点において、調整済み信号つまりクランプされた信号３２　 （ｔ）が得られる。信号３２　（ｔ）はこの時、信号５１（ｔ）の合成映像信号 から構成されているが、ただし２５Ｈｚまたは５０Ｈｚの交流成分は抑制されて おり、また各走査線の初めで、テレビジョン信号Ｓｔ　（ｔ）の直流成分は元ど おり再生されている。

フィードバック・ループ２は主回路１から信号３２　（ｔ）の一部をサンプリン グする。このフィードバック拳ループ２はスイッチング素子に１が閉じている間 だけ活動状態となる。スイッチング素子に１は、クランプ・Ｉくルス■１を送り 出すクランプ・パルス発生器４によって制御され、クランプ・１＜）レス１１は クロック信号ＨＬに同期しており、クロック信号ＨＬ　１１図示されていない走 査線同期クロックから出力される。持続時間がＴ１のクランプ・パルス■１は、 クランプ発生器４から出力され、基準レベルとして採用した水平区間に同期して （する。すなわち合成映像信号の中で、時間に対して振幅が一定で、走査線の始 めに位置しているレベルに同期している。

水平区間は、例えば抑制レベルや黒レベルなどとして選んでもよい。Ｄ　２−Ｍ Ａ　Ｃ規格およびＨＤ−ＭＡＣ規格につｌ、Ｓては、水平区間を灰色レベル、例 えば黒レベルと白レベルの中間（黒５０％、白５０％）の灰色レベル上に選んで もよい。同じく、デジタル音声コードに対応し、走査線の始めに位置するデュオ バイナリ信号や、あるいは純粋なデジタル・テレビ：）！Ｉン信号が論理ゼロ状 態を通過するレベルとして選んでもよい。

信号８２　（ｔ）のサンプリング期間に一致する期間Ｔ１にわたって、サンプリ ングされた信号は積分演算器５の入力点に印加されるが、この演算器５の主な機 能は、サンプリングされた信号の平均値を期間Ｔ１にわたって計算することであ る。この積分の結果として得られた平均値は１走査線の間保持される（または記 憶される）。

保持回路６は、１走査線期間に対応するＴ＝６４マイクロ秒の遅延によって象徴 される。

現在の走査線に対応する水平区間の平均レベル値を加算演算器７の第１オペラン ド入力点に印加し、また前の走査線に対応する値Ｘｎ−１（ｔ）を加算演算器７ の第２オペランド入力点に印加する。

信号Ｘｎ−１（ｔ）を基に加算演算器７の出力として得られた信号Ｘｎ　（ｔ） は、直流信号に対応しており、その上に期間Ｔ１のサンプリング中に発生した雑 音が重畳している。次に信号Ｘｎ　（ｔ）を乗算演算器８の第１オペランド入力 点に印加し、またフィードバック・ループ２の増幅値に一致する量Ａを、乗算演 算器８の第２オペランド入力点に印加する。次に出力信号ＡＸｎ　（ｔ）を、減 算演算器３の第２人力点から主回路１に印加する。

第１図の数学的モデルに対応する実施例を、−例として第２図の回路図で示す。

この回路図の説明から、フィードバック付き調整装置の動作原理を明確にするこ とができる。そのために、従来のアナログ電子回路の助けを借りて製作した各演 算器の具体的機能をこの説明のよりどころとしている。

減算演算器３は、点線枠で囲んだ減算回路９として取り付けた演算増幅器によっ て実現されている。演算増幅器の入力点に印加された信号ＡＸｎ　（ｔ）を、同 じ増幅器の非反転入力点に印加された信号５Ｌ（ｔ）から差し引く。

信号３２　（ｔ）の一部は、クランプ・パルス■１の持続時間Ｔ１で定められた 期間にわたって、フィードバック・ループ２へとサンプリングされる。この機能 は、周期として１走査線期間、すなわち例えばＴ＝６４マイクロ秒を有するスイ ッチング回路１０により実現され、そしてスイッチング回路１０は、例えばスイ ッチング領域にあるトランジスタによって実現される。

積分演算器５は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１から構成されるＲＣ型−次積分器１ １である。積分器１１は低域通過フィルタであり、このフィルタは、遮断周波数 より低い周波数、並びにそれらの周波数に関連する雑音だけを通過させるが、こ の遮断周波数は１／（２πＲＩＣＩ）によって３ｄＢのところで定義される。積 分器１１は、サンプリングされた信号の水平区間平均値の推定を実行するが、サ ンプリングされた信号の上には、信号Ｓｔ　（ｔ）の雑音の他に、調整装置から 発生した雑音も重畳している。期間Ｔ１にわたってコンデンサＣ１は値Ｘｎ　（ ｔ）まで充電する。

上に述べた演算増幅器１２の入力インピーダンスが高いことと、Ｒ１と０１の積 で与えられる時定数によって、コンデンサＣ１の両端子の電位は、Ｋ１が次に閉 じるまで、Ｔに等しい１走査線期間を通じて保持される。つまりコンデンサＣ１ は、情報Ｘｎ　（ｔ）の保持回路６である。

新たな走査線に対応した新たな値をコンデンサＣ１に印加したとき、前の値Ｘｎ −１（ｔ）まで充電していたコンデンサＣ１は、Ｘｎ　（ｔ）がＸｎ”ｌ　（ｔ ）より大きいか小さいかに応じて、充電または放電する。つまり −Ｘｎ（ｔ）がＸｎ−１（ｔ）より高ければ、コンデンサは充電してＸｎ　（ｔ ）＝Ｘｎ−１（ｔ）＋ΔＶとなり、−Ｘｎ（ｔ）がＸｎ−１（ｔ）より低ければ 、コンデンサは放電してＸｎ　（ｔ）＝Ｘｎ−１（ｔ）−ΔＶとなる。

ΔＶは電圧の小さな変動に対応し、その大きさは、水平区間上に重畳した雑音の 大きさに直接関係している。

このようにして、信号３１（ｔ）の変動がループ２によって追従され、実質上再 生される。

信号Ｘｎ　（ｔ）のレベルを、信号５Ｌ（ｔ）に適合したレベルに持ってくるた め、信号Ｘｎ　（ｔ）を演算増幅器で増幅する。

この演算増幅器は、非反転増幅器１２として取り付けられており、所定の高利得 値Ａを持ち、点線枠で囲んだ乗算演算器８に対応している。増幅器１２の反転入 力点と出力点の間に取り付けたコンデンサＣは、この増幅器を高利得Ａで安定化 させることができる。

フィードバック・ループ２から出された信号ＡＸｎ　（ｔ）を、入力信号ＳＬ　 （ｔ）から差し引く。数本の走査線ののち、信号５ｔ（ｔ）の交流成分は抑制さ れ、こうして直流成分が信号５２（ｔ）の中に再生される。

第３図に、本発明による方法を実現するための低雑音フィードバック付き調整装 置の数学的モデルを示す。

この調整装置は、本発明による方法を実現するための装置であって、点線枠で囲 んだフィードバック装置１３を含んでいるが、このフィードバック装置１３はさ らに、前に説明した装置と同じ既知の第１の装置２の他に、実線枠で囲んだ第２ の装置１４をも含んでおり、第２の装置１４は第１の装置の入力端につながれて おり、それによって第１の装置２から発生する雑音を低減させる。

装置１４は、１５ｋＨｚ以下の周波数に関連し、水平区間に重畳している雑音を 低減させるが、その水平区間に関して信号Ｓ２　（ｔ）の直流成分の平均レベル が期間Ｔ２にわたって推定されており、その雑音低減が、信号Ｓ２　（ｔ）によ って運ばれている有用情報を変質させることはない。第１の装置２によって実行 される処理は前に述べた処理を同じなので、再度述べないことにする。

雑音低減装置１４は、２つの分岐１５および１６を含む回路から構成されている 。

−第１の分岐１５は、加算演算器１７の第１オペランド入力点に直接印加される 信号Ｓ２　（ｔ）の一部をサンプリングする。

−同じ信号は装置１４の第２の分岐１６によってもサンプリングされ、第２分岐 １６はスイッチング素子に２が閉じている期間活動状態となり、またスイッチン グ素子に２はクランプ・パルス発生器４によって制御され、クランプ・パルス発 生器４はパルス１１の他に、期間Ｔ２を固定する第２のクランプ・パルスＩ２を 送り出す。装置１３が有効に動作できるために、ノクルスＩ２の持続期間Ｔ２は 、パルス１１の持続時間Ｔ１を含むように選択されている。

第２の分岐１６内にサンプリングされた信号は、負微分演算器１８の入力点に印 加されるが、この演算器の微分機能によって、信号３２　（ｔ）に重畳している 雑音の形状を保存でき、またこの演算器の高域通過濾波機能により、信号３２　 Ｃｔ）に重畳している広帯域雑音から、フィルタの遮断周波数より高い周波数の 雑音だけを抽出することができる。次に、３２　（ｔ）からサンプリングされた 信号を微分した導関数が、加算演算器１７の第２人力点に印加される。

演算器１７の出力信号は合成映像信号に対応しており、その信号内では、直流成 分を推定するために基準レベルとして採用した水平区間上に重畳した雑音のうち 、１５ｋＨｚより下の周波数と結び付いた雑音は、フィルタの遮断周波数より低 い周波数の雑音、つまり第２の分岐１６で抽出した雑音を、第１の分岐１５でサ ンプリングした信号３２　（ｔ）の一部の広帯域雑音から差し引いたことにより 、大幅に減少している。

第３図の数学的モデルに対応した雑音低減装置１４の実施例、を−例として第４ 図に掲げる。

信号３２　（ｔ）の一部は、装置１４の２つの分岐１５および１６中にサンプリ ングされる。第２の分岐１６内で、信号５２（１）は第２のスイッチング回路１ ６によってサンプリングされ、このスイッチング回路１６は、前に述べた第１の 既知の装置２の場合と同様、例えばスイッチング領域で動作しているトランジス タで構成することができる。負微分演算器１８は、点線枠で囲まれたＣＲ形の一 次微分器２０であり、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２から構成されている。この微分 器２０は高域通過フィルタであり、遮断周波数、つまり例えば５００Ｈｚの上側 遮断周波数より高い周波数だけを通過させるが、この遮断周波数は３ｄＢのとこ ろの周波数であり、１／（２πＲ２Ｃ２）によって与えられる。あらゆる高域通 過フィルタの場合と同様、ＯＨｚの周波数、つまり直流は抑制される。

積分器２０の出力として出された信号はまだ雑音を含んでおり、その雑音は直流 成分を推定するため採用した水平区間上に重畳しているが、直流成分と、フィル タの遮断周波数より低い周波数の雑音とは合成映像信号上に重畳していない。

続いて信号は演算増幅器の反転入力点に印加されるが、この演算増幅器は、点線 枠で囲まれた減算器２１として取り付けられており、また装置１４の第１分岐１ ５へとサンプリングされた信号Ｓ２　（ｔ）の一部は、そのまま同じ増幅器２１ の非反転入力点に印加される。

第３図の数学的モデルの加算演算器１７は減算器２１によって実現され、減算器 ２１はその反転入力点において、微分の結果生じた信号を受け取るが、このこと はつまり、負の信号の加算を実行することに他ならない。このようにして、減算 器２１は信号３２　（ｔ）の符号をその出力点において保存することができる。

減算器２１から送出された出力信号は、続いて点線枠で囲んだ緩衝段２２の入力 点に印加される。この緩衝段２２は、利得が１の非反転増幅器として取り付けた 演算増幅器を持ち、また装置１１４の出力点と、第１の装置２の入力点との間で インピーダンス整合段の役割を果たす。

このように、装置１４で実行される処理は３２　（ｔ）からサンプリングした信 号を、その内容に関しても、その符号に関しても変化させることはない。この処 理はもっばら合成映像信号の上に重畳している雑音にだけ作用し、そこから誤差 が出力されるが、この誤差は、信号の直流成分再生のために基準レベルとして採 った水平区間を推定する際に作られる。

第１の装置２による処理はやはり従来技術による処理と同じであるので、これに ついては再度述べないことにする。

フィードバック・ループ１３を構成している個々の装置の効率は、対（Ｒ１、Ｃ １）と（Ｒ２、Ｃ２）によって決まるが、これらの対は、それぞれの装置の除去 特性とＳ／Ｎ比とを個々に確定する。

同様に、２つの装置Ｉ２および１４の総合効率は、対（Ｒ１、Ｃ１）および（Ｒ ２、Ｃ２）の相互作用の最適化に関係している。

本発明による調整装置の第２の実施例の機能図を第５図に示す。

第２の実施例では、機能の大多数を実現するのにデジタル回路を用いており、そ の機能については、第３図に示した本発明による調整装置の数学的モデルの中で 説明した。

デジタル・コンポーネントで実現した本発明による調整装置は、主としてＤ　２ −ＭＡ　Ｃ規格でのテレビジョン信号を処理することを１指している。

Ｄ　２−ＭＡ　Ｃ信号は、デジタル情報（音声）とアナログ情報（色差、輝度） から構成される合成映像信号である。音声はデュオバイナリ信号、すなわち論理 状態１．０、−１を取るデジタル信号の形に数値化される。こうしたテレビジョ ン信号については、基準レベル（つまり水平区間）は走査線の初めに、デュオバ イナリ信号が論理状態０を通過することに対応したレベルとして選ばれる。

本発明によるデジタル装置は、低域通過および高域通過の一波を実現するため、 有限インパルス応答（Ｆ、１．Ｒ，）を持ったフィルタを備えている。

フィルタの性質、つまり低域通過であるか高域通過であるかは、そのフィルタの 方程式の係数ａｉから決まり、その方程式は次の公式で与えられる。

こうしたフィルタの２大特徴は、その安定性と、その位相直線性である。それに 反して、こうしたデジタル・コンポーネントによってもたらされる量子化雑音を 考慮することが必要となる。得ようとする有効Ｓ／Ｎ比は、調整装置について６ ７ｄＢ程度であり、またこの装置の量子化雑音は、各フィルタの量子化雑音電力 の合計に対応している。この量子化雑音が調整装置の全体Ｓ／Ｎ比に影響を与え ないためには、全体の量子化Ｓ／Ｎ比は約８０　ｄ　Ｂ、つまり得ようとする有 効Ｓ／Ｎ比より十数デシベル高い値に達しなければならない。量子化は、テレビ ジョン信号の数値化に必要なビット数と関係している。

例えば１４ビツトでの数値化は、８０ｄＢの量子化Ｓ／Ｎ比に対応する。

第５図に、本発明によるデジタル調整装置を示す。

実線枠で囲んだフィードバック・ループ２３によって主回路１からサンプリング された信号は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２４によって、クロック周 波数Ｈ１の速度に合わせてデジタル信号に変換される。このクロック周波数Ｈ１ は、例えばＤ２−ＭＡＣ信号については１０．１２５Ｈｚであり、その規格の通 過帯域によって決められる。

第１の実施例と同様、点線枠で囲んだ第１の雑音低減装置２５がフィードバック ・ループ２３の初めに置かれている。

デジタル信号は、雑音低減装置２５の２つの久方分岐に印加される。この装置２ ５は、それのモデル化および機能という点から見て前の実施例と同じなので、こ れについては定性的な説明だけに留める。

スイッチング素子２は、今度はサンプリング器２６によって実現されている。サ ンプリング器２６は、クランプ・パルス発生器４から出されるパルス■２によっ て制御されている。サンプリング器２６の出力は、第１の有限インパルス応答フ ィルタ２７につながれ、このフィルタ２７が高域通過の一波を実現している。フ ィルタ２７の出力はインバータ回路２８につながれ、またインバータ回路２８の 出力はデジタル加算器２９の第１の入力点につながれ、そしてデジタル加算器２ ９は、Ａ／Ｄ変換器２９の出力信号を直接、第２オペランド入力点で受け取る。

加算器２９の出力は、点線枠で囲まれた装置３０の入力点につながれているが、 この装置３０は、既知のデジタル調整装置からの誤差信号εを推定する装置であ り、ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬｅ目ｅｒ＋誌、１９９１年９月２６日、第２７巻 、２０号、ｐｐ、　１７９０−１７９１１＝発表されたＪ、　ＶＥＩＬＬＡＲＤ 　（７）論文ニ詳シ＜述ヘラれている。

誤差信号εを推定する装置３０の原理はまず、デジタル符号化された音声信号に 対応しているデュオバイナリ信号がゼロを通過するごとに、テレビジョン信号を サンプリングすることである。ゼロを通過することは、論理ゼロのレベルを含む 情報を伝送することに対応しており、そのたびに、誤差電圧Ｖｉを供給する。

次に、誤差信号εの推定量は、各誤差電圧Ｖｉの合計をゼロクロス回数Ｎで割る ことで得られる。クランプ・パルス発生器４は、パルス１１およびＴ２に対応す るウィンドーの発生前に、バス３２を通じて信号３１　（ｔ）の一部をゼロ通過 検出／計数器に引き渡す。クランプ・パルス発生器４から送り出されたクランプ ・パルスに１の持続時間Ｔ１は、論理ゼロ・レベルの持続時間と一致しており、 またこの間に、ゼロクロスの検出を許可して、以下で述べる加算／累積器３３を 活動状態にすることができる。

誤差信号ε推定装置１３０は当然、加算／累積器３３を含んでおり、それの出力 は一周して入力点に戻るので、基準レベルを検出するごとに次々と、ゼロクロス 検出／カウンタ３１から出される誤差電圧Ｖｉを充電し、加算することができる 。次に加算／累積器３３の出力は、Ｎによる除算器３４につながれている。Ｎは 検出されたゼロの回数に一致しており、ゼロクロス検出／カウンタ３１から出力 される。除算器３４の出力として、電圧Ｖｉの平均値、つまり誤差信号εが次の 方程式で与えられる。

除算器３４の出力は、策２の低域通過型有限インパルス応答フィルタ３５につな がれ、またフィルタ３５によって生じる遅延は１走査線期間に等しくなるように 選ばれている。

フィルタ３５の出力は乗算器３６の第１オペランド入力点につながれ、また乗算 器３６は第２オペランド入力点で、０と１の間に含まれる定数αを受け取るが、 それの逆数１／αは、この調整装置が有効であるために必要な走査線の本数（例 えば４本から５本）に一致する。乗算器３６の出力、つまりは誤差電圧ε推定装 置３０の出力はＤ／Ａ変換器３７の人力点につながれており、−Ｄ／Ａ変換器３ ７は走査線同期用クロックＨＬ、の周波数、例えばｆＨＬ＝１５６２５Ｈｚに同 期している。

変換器３７の出力は、クロック周波数除去用低域通過フィルタ３８につながれて おり、またこのフィルタの出力はアナログ減算回路３９の第２オペランド入力点 につながれているが、この減算回路３９は例えば第１の実施例の減算器９と同じ であってよい。ループ２３の出力信号を、減算器３９の第１オペランド入力点に 印加された入力信号５Ｌ（ｔ）から差し引くと、信号Ｓ２　（ｔ）が減算器３９ の出力として得られる。

信号ＳＬ　（ｔ）が純粋なデジタル信号である場合、本発明による調整装置の入 力部減算器３９をデジタル減算器とし、またＡ／Ｄ変換器２４とＤ／Ａ変換器３ ７、さらに除去フィルタ３８を削除する。

第６（ａ）図と第６（ｂ）図にクランプ・パルス１１およびＴ２のタイミング図 を示す。パルス■１およびＴ２は、それぞれ持続時間Ｔ１およびＴ２、および周 期Ｔを持ち、互いに同期しており、またこの例では、Ｔ２≧２７１で、しかもＴ １がＴ２の中心に来るように選ばれている。

Ｄ２−ＭＡＣまたはＨＤ−ＭＡＣテレビジョン信号という特別な場合には、持続 時間Ｔ１は５００ナノ秒であり、ここから持続時間Ｔ２＝１マイクロ秒となる。

従って本発明は、各走査線に対して、低周波雑音（≦１５ｋＨｚ）を増加させず に、水平区間の減算を実現し、これにより、雑音を含んだ信号Ｓ２　（ｔ）から 、高域通過フィルタの遮断周波数、つまり前の例では５００　Ｈ！より高い周波 数の雑音が取り除かれており、また本発明はテレビジョン信号５ｌ（ｔ）の直流 成分再生を、テレビジョン信号の伝送チャネルの中で、変調機能の前、あるいは 復調機能の後で行えるようにしている。

本発明による調整装置で得られた特性は以下のとおり。

５０）（ｚ除去＝３１ｄＢ ２５Ｈｚ除去＝４７ｄＢ 有効クランプＳ／Ｎ　（０〜１０　ｋＨｚ）≧６７ｄＢ本発明は、上で述べた２ つの特別な実施例に限定されない。

低域通過フィルタおよび高域通過フィルタはどのような次数であってもよい。さ らに、本発明による装置の機能と同じ機能を果たすアナログまたはデジタル回路 を含んだ他のあらゆるフィードバック付き装置も、本発明の範′囲内に入る。

補正書の写しく翻訳文）提出書（特許法第１８４条の８）噂 平成６年１０月１４日

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．フィードバック・ループ（１３）を利用したテレビジョン調整方法において 、映像を構成する各走査線に対して次々と、伝送雑音が重畳しているテレビジョ ン信号の現在の走査線の冒頭部分にある水平区間を、前の走査線の水平区間に基 づいて調整することにより、テレビジョン信号Ｓ１（ｔ）の直流成分の再生を行 うような形式の調整方法であって、その調整方法が所定の期間Ｔ２にわたって、 ループ（１３）内で発生し、しかもテレビジョン信号Ｓ１（ｔ）の上に重畳した 低周波雑音を低減するために、サンプリングしたテレビジョン信号を、ループ（ １３）の入力部にある雑音低減装置の２つの分岐（１５）および（１６）に分配 し、第１の分岐（１５）においては、そのテレビジョン信号をそのまま保存し、 第２の分岐（１６）においては、サンプリングしたテレビジョン信号を期間Ｔ２ にわたって濾波して所定の周波数より高い周波数と、そうした周波数に関連する 雑音だけを通過させ、第１の分岐（１５）によって元どおり再生した信号から、 第２の分岐（１６）から出力された信号を差し引き、期間Ｔ２内に含まれる所定 の期間Ｔ１にわたって、現在の走査線の水平区間のレベルを、前の走査線の水平 区間のレベルに基づいて推定し、テレビジョン信号Ｓ１（ｔ）から、その水平区 間のレベルの推定量を差し引くことからなることを特徴とするテレビジョン調整 方法。
2. ２．テレビジョン信号Ｓ１（ｔ）の水平区間のレベルを推定するために、 −期間Ｔ１にわたって現在の走査線の水平区間のレベルを積分し、 −現在の走査線に対応する水平区間のレベルの積分結果を、１走査棟の全期間に わたって記憶し、 −前の走査線と現在の走査線の水平区間のレベルを次々と加え合わせることから なることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. ３．請求項１または２のいずれか一項に記載の調整方法を実現するための調整装 置において、主回路（１）とフィードバック・ループ（１３；２３）を含むよう な形式の調整装置であって、その調整装置がフィードバック・ループ（１３；２ ３）の初めに、その調整装置から発生した雑音を低減させる装置（１４；２５） を含み、その雑音低減装置は出力が、テレビジョン信号Ｓ１（ｔ）の水平区間の レベルを推定する装置（２；３０）につながれ、推定装置（２；３０）は減算器 （３；９；３９）の第１オペランド入力点につながれ、その減算器はテレビジョ ン信号Ｓ１（ｔ）を第２オペランド入力点で受け取り、また減算器（３；９；３ ９）の出力として、調整済み信号Ｓ１（ｔ）を送り出すことを特徴とする調整装 置。
4. ４．雑音低減装置（１４；２５）が２つの分岐（１５）および（１６）を含み、 そのうち第１の分岐（１５）は演算器（１７；２１；２９）の第１オペランド入 力点に直接つながれ、第２の分岐（１６）は順番に、現在の走査線の水平区間を 一部伝送する許可を与える手段（１９；２６）を含み、この伝送許可手段は水平 区間を濾波する手段（２０；２７）につながれ、また濾波手段（２０；２７）は 演算器（１７；２１；２９）の第２オペランド入力点につながれ、さらに演算器 （１７；２１；２９）はテレビジョン信号Ｓ１（ｔ）の水平区間のレベル推定装 置（２；３０）の入力点につながれることを特徴とする請求項３に記載の調整装 置。
5. ５．テレビジョン信号Ｓ１（ｔ）の水平区間レベル推定装置（２；３０）が、現 在の走査線の水平区間のレベルを伝送する許可を与える手段（１０；３１）を含 み、その伝送許可手段が、現在の走査線の水平区間のレベルを濾波する積分手段 （１１；３３、３４）と、その水平区間のレベルを保持する積分手段（１１；３ ５）とにつながれ、これらの積分手段の出力が増幅手段（１２；３６）につなが れることを特徴とする請求項３に記載の調整装置。
6. ６．雑音低減装置（１４）において、 −演算器（２１）が、減算器として取り付けたアナログ演算増幅器を含み、その 反転入力点が雑音低減装置（１４）の第２分岐（１６）から出された信号を受け 取り、−伝送許可手段（１９）が、パルス１２によって制御されるアナログ・ス イッチング回路を含み、 −濾波手段（２０）が、いかなる次数であってもよいが、ＲＣ型微分器及び高域 通過フィルタを含むことを特徴とする請求項４に記載の調整装置。
7. ７．推定装置（２）において、 −現在の走査線の水平区間レベルを伝送する許可を与える手段（１０）が、クラ ンプ・パルス１１によって制御されるアナログ・スイッチング回路を含み、 −積分及び濾波手段（１１）が、任意の次数のＲＣ型微分器及び高域通過フィル タを含み、 −現在の走査線の水平区間レベルを保持する手段（１１）がコンデンサＣ１を含 み、 −増幅手段（１２）が、非反転増幅器として取り付けたアナログ演算増幅器を含 み、その演算増幅器がループ利得Ａを持つことを特徴とする請求項５に記載の調 整装置。
8. ８．雑音低減装置（２５）において、 −演算器（２９）がデジタル加算器を含み、−伝送許可手段（２６）が、パルス １２によって制御されるサンプリング回路を含み、 −濾波手段（２７）が、任意の次数の有限インパルス応答を有するデジタル・フ ィルタを含み、その係数が、そのフィルタに高域通過構造を与えるように定めら れ、またその出力がデジタル反転回路（２８）につながれる ことを特徴とする請求項４に記載の調整装置。
9. ９．推定装置（３０）において、 −現在の走査線の水平区間レベルを伝送する許可を与える手段（３１）が、ゼロ クロスを検出し、その回数を数えるデジタル回路を含み、そのデジタル検出及び カウンタ回路がバス（３２）によって制御され、 −積分手段（３３、３４）が、デジタル加算及び累積回路（３３）を含み、この 加算及び累積回路（３３）が、Ｎによるデジタル除算回路（３４）につながれ、 ここでＮはゼロクロス検出及びカウンタ回路（３１）によって検出されたゼロク ロスの回数に一致し、 −濾波及び保持手段（３５）が、任意の次数の有限インパルス応答を有するデジ タル・フィルタを含み、その係数がそのフィルタに低域通過構造を与えるように 定められ、その転送時間が１走査線期間に等しく、 −増幅手段（３６）が、所定の定数αによるデジタル増幅器を含む ことを特徴とする請求項５に記載の調整装置。
10. １０．減算回路（３９）が、減算器（９）として取り付けたアナログ演算増幅器 を含み、その演算増幅器が、非反転入力点においてテレビジョン信号Ｓ１（ｔ） を受け取り、また反転入力点においてフィードバック・ループ（２３）からの出 力を受け取り、また出力として、調整済みテレビジョン信号Ｓ１（ｔ）を送り出 すこと、およびアナログーデジタル変換器（２４）が雑音低減装置（２５）の入 力点につながれること、またデジタルーアナログ変換器（３７）の入力点が推定 装置（３０）の出力につながれ、変換器（３７）の出力点がフィルタ（３８）が 入力点につながれ、そのフィルタ（３８）が、変換器（３７）を同期させている クロックＨＬの周波数を取り除く除去器であり、またフィルタ（３８）の出力が 減算器（９）の反転入力点につながれることを特徴とする請求項３に記載の調整 装置。
11. １１．減算回路（３９）がデジタル減算器であることを特徴とする請求項３に記 載の調整装置。