JPH07501439A

JPH07501439A - 直流リンクのリプルを低減したｖｓｃｆ装置

Info

Publication number: JPH07501439A
Application number: JP5510162A
Authority: JP
Inventors: ロズマン、グレゴリー・アイ; クック、アレグザンダー
Original assignee: サンドストランド・コーポレイション
Priority date: 1991-11-27
Filing date: 1992-11-18
Publication date: 1995-02-09
Also published as: US5218520A; WO1993011600A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】直流リンクのりプルを低減したＶＳＣＦ装置〔技術分野〕この発明は、一般にリプル抑圧回路、特にインバータ装置の母線上の直流信号中のりプルを事実上除去するための交流リプル抑圧回路に関するものである。

〔発明の背景〕

多くの発電装置では、母線上の所望信号と同時存在する不所望な交流リプル信号を除去する必要がある。代表的な例として、不所望な交流リプル信号は、電源のような既知の存在部品によって発生され或は不平衡負荷によって生じられた反射の結果である。どちらの場合も、不所望な交流リプル信号は装置に回路全体で反射される。これは特に、航空機に使用されるような可変速度、定周波数（ＶｓＣＦ）発電装置で顕著である。

理想的なＶＳＣＦ装置では、原動機が発電機を回転させて３相電気信号を発生させ、その瞬時周波数が原動機の速度に依存する。整流器ブリッジはこの３相可変周波数信号を整流して事実上直流信号を母線に発生する。次に、インバータは制御信号に応答して直流信号を逆変換し、もって３相交流信号を発生する。出力フィルタはこの３相交流信号をろ波して実質的に全部除去するが所望の基本周波数は残し、これにより電力装置出力端子に定周波数の３相信号を発生する。

しかしながら、ＶＳＣＦ電力装置に接続された負荷、特に航空機に見い出される負荷の複雑な性質のために、且つオペレータの制御作用の結果として負荷がひんばんに変わることのために、電力装置に接続された負荷の要因を特定の時点において正確に知ることは不可能である。これは、一般に、大部分の負荷では発電機に対して負荷力坏平衡にされることになる。

負荷の不平衡性のために、インバータによって供給される信号の高調波に対応する周波数を有する交流リプル成分は電力装置を通して直流母線に反射し戻される。交流リプル信号が直流母線に現れるので、インバータは、その入力端子にもはや純粋な直流信号を受けず、代わりに交流リプル成分を含む直流信号を受ける。

この交流リプル成分はインバータをしてその出方端子に別な高調波を発生させる。

交流リプルの影響を補正するための１つの代表的な方法は、位相エラー及び周波数エラーが何時現れるかを測定するために電力装置の出力をサンプリングする帰還ループによる。この帰還ループは装置出力を基準信号と比較してエラー信号を発生する。このエラー信号は出力歪を補償するための回路をドライブする。このような帰還構成での１つの問題は、そのような歪を補償し得る以前に、電力装置出力線路に歪が現れていることである。換言すれば、補償回路は電力装置出力端子に生じる歪より常に遅れ、従って若干の歪を負荷へ伝送させる。補償回路網の例はキルヒバーグ（Ｋｉｒｃｈｂｅｒｇ）などの米国特許第４，９７７．４９２号及び第４．９９４，９５６号に開示されており、両方の特許にはＶＳＣＦ電力装置の出力端子に接続されてインバータのスイッチングを変更することによりインバータで生じられた歪を除去する帰還ループが記載されている。この装置の１つの欠点はその動作に必要な電力を計算することの莫大さである。

母線に現れるリプルを除去することの他の周知の方法は受動ノツチ・フィルタを母線に接続することにより、そのようなフィルタが母線に現れるのを期待される特定周波数に同調される。しかしながら、ＶＳＣＦ電力装置中の直流母線に一般に存在する大電力のため、受動ノツチ・フィルタはその代表的な例では非常に重く、かなりのスペースを要し、且つ周波数シフトを許さない。

母線における不所望なりプルを除去することの別な方法は、能動ノツチ・フィルタの使用で成る制限された範囲に亘ってその通過帯域周波数を変えれることである。ミュータ（Ｍｕｅｌｌｅｒ）の米国特許第３，６２８，０５７号にはそのような技術の一実施例が示されている。ミュータ特許には、母線に接続されて母線から不所望な周波数成分を除去するためのフィルタが記載されており、補正回路はフィルタの中心通過帯域周波数を制御してフィルタ回路で生じられたエラーを補償するか或は電源周波数のシフトを補償する。

タケダ（Ｔａｋｅｄａ）などの米国特許第４．８１２．６６９号は、受動フィルタと能動ノツチ・フィルタを組み合わせて使用することにより母線から交流リプルを除去することを開示する。受動フィルタはインダクタとコンデンサの組み合わせから成るが、能動フィルタは母線に存在する信号の不所望な成分を除去するように作動するトランジスタとダイオードの回路網の動作をドライブするＰＷＭコントローラを備えている。

〔発明の要約〕

この発明の目的は、交流リプル信号が既知周波数を持つ場合に、母線上に現れる前記交流リプル信号を事実上除去するために母線上で作動するりプル抑圧装置を提供することである。

この発明の他の目的は、発電装置に現れる歪が装置出力端子における他の歪の原因となる前に、そのような歪を実質的に除去できる能動ノツチろ波装置を提供することである。

この発明の別な目的は、簡単な受動フィルタの重量やスペースの必要性を伴うことな（、母線上に存在するりプルを実質的に除去できるリプル抑圧装置を提供することである。

この発明の更に他の目的は、母線上に同時存在して異なる周波数を持つ交流リプル信号を実質的に同時除去できる装置を提供することである。

この発明によれば、母線における交流リプル信号が検出される。リプル信号の周波数に等しい周波数及び成る既知の基準位相を有する第１の基準信号が供給され、そしてこの第１の基準信号がら９０’だけシフトされる第２の基準信号も供給される。これら第１及び第２の基準信号は検出された交流リプルと別々に組み合わされて振幅、位相及び周波数が母線上の交流リプルと関連付けられる制御信号を発生する。電力コンバータはこの制御信号を使用して母線上に存在する交流リプル信号を事実上除去する。

〔図面の簡単な説明〕

これら特色や他の特色及び利点は、図面と一緒にこの発明を詳しく考察する時にもっと明らかになろう。

図１は、可変速度の発電電力を直流電力に、その後定周波数の３相交流電力に変換するためのＶＳＣＦ電力変換装置と一緒に使用される時のこの発明のブロック図である。

図２は、直流母線から単一周波数の交流リプル信号を除去するための信号チャネルを有する電力コンバータ制御ユニットと共に図１に示された電力コンバータのブロック図である。

図３は、直流母線から異なる周波数を有する２つの交流リプル信号を除去できる２つのチャネルを持つ電力コンバータ制御ユニットと共に別な電力コンノく一タのブロック図である。

図４は、負荷に誘起された交流リプル信号を除去するように構成されたこの発明の一実施例のブロック図である。

図５は、電源で発生された交流リプル信号を除去するように構成されたこの発明の一実施例のブロック図である。

図６は、多数の交流リプル信号を除去するために多チヤネル電力コンバータ制御ユニットと一緒に使用された図４及び図５の位相口・ツク・ループ及び電力コンバータのブロック図である。

図７は、発電機の出力を変調して直流母線から交流リプル信号を除去するように構成されたこの発明の一実施例のブロック図である。

〔望ましい実施例の説明〕

図１には、可変速度で一定周波数（Ｖ　Ｓ　ＣＦ）の電力装置１０が示されている。

航空機のジェット・エンジン（図示しない）のような原動機によって運転される発電機１２は、３相の可変周波数信号を線路１４ａ、１４ｂ及び１４Ｃに発生する。この技術分野で一般に知られた型式の整流器ブリ・ソジ１６は、この可変周波数の３相交流化号を直流母線１８（直流母線リンク１８ａ、１８ｂを有する）での直流信号に変換する。電力コンバータ２０（その動作は後で詳しく説明する）は直流母線リンク１８ａ、１８ｂに接続されている。インノく一夕２２は、直流母線１８に接続され且つインバータ制御ユニット２４からの信号に応答して母線リンク１８８．１８ｂ間に存在する直流電圧を逆変換する。インバータ出力線路２８ａ、２８ｂ、２８ｃを介してインバータ２２に接続されている出力フィルタ２６は、装置出力線路３０ａ、３０ｂ及び３０ｃに単一周波数の３相交流電圧信号を発生する。

電力コンバータ制御ユニット４２（その動作は後で詳しく説明する）は、直流リンク１８ａ及び１８ｂでの電圧に線路４４ａ、４４ｂを介して応答し且つ線路４０での基準同期信号に応答する。電力コンバータ制御ユニツト４２は、電力コンバータ２０をドライブするための制御信号を線路４６に発生する。

望ましい実施例では、インバータ２２のスイッチはパルス幅変調（ＰＷＭ）されて直流母線１８での直流電圧を、インバータ制御ユニットによって生じられた制御信号により決められた周波数を持つ交流に逆変換する。インバータ２２及びインバータ制御ユニット２４は、例えば米国特許第４，５９５，９７６号に示された型式のもので良い。インバータ２２は母線１８での直流電圧を逆変換することによりその出力端子２８ａ、２８ｂ、２８ｃに３相信号を発生し、この３相信号はインバータ制御ユニットによって決められた基本周波数の高調波を含み得る。

出力フィルタ２６は、この技術分野で一般に知られた型式の３個のパントノ（ス・フィルタ（図示しない）から成る。これらフィルタは線路２８ａ、２８ｂ、２８ｃでの交流電圧の不所望な高調波成分を除去し、もって装置出力線路３０ａ、３０ｂ。

３０ｃに単一周波数の３相交流化号を発生するように設計されている。制御ユニツト２４は線路４０に既知周波数の基本同期信号を発生し、この基本同期信号はインバータ２２の出力と同相であり、この基本同期信号を使用して電力コンバータ制御ユニット４２は電力コンバータ２０へ送られる制御信号を決める。上述した既知周波数は、直流母線上で抑圧されるべきリプルの周波数である。

動作時、原動機によって駆動された発電機１２は線路１４ａ、１４ｂ、１４ｃに３相可変周波数電圧を発生する。整流器ブリッジ１６はこの３相電圧を整流して直流リンク１８ａ、１８ｂ間に実質的に直流信号を発生する。電力コンノく一タ２０は直流母線１８に現れるどんな交流リプルも後述する仕方で除去するように作動する。インバータ２２は、インバータ制御ユニット２４から送られた制御信号に応答して直流リンク１８ａ、１８ｂ間の直流電圧を逆変換することにより、線路２８ａ、２８ｂ及び２８ｃに３相出力を発生する。出力フィルタ２６はこの信号をろ波して実質的に単一周波数の３相信号を装置出力線路３０ａ、３０ｂ及び３０Ｃに発生する。

ＶＳＣＦ装置１０がその出力線路３０ａ、３０ｂ及び３０ｃを介して不平衡負荷へ接続されると、例えばインバータ２２により交流リプルが発生され且つインバータ２２を通して直流母線１８へ反映される。このリプルは、既知であり且つ通常、インバータ２２出力の基本周波数の高調波である周波数を持っている。

直流母線に現れるリプルは、インバータ２２にその出力（線路２８ａ、２８ｂ及び２８Ｃにおける）をひずませ、別な高調波を発生させる。電力コンバータ２０及び電力コンバータ制御ユニット２４の目的は、インバータ２２がその出力線路２８ａ、２８ｂ、２８ｃに別な高調波（これはフィルタ２６のろ波性能外にあり得る）を生じないように、直流母線１８に存在する上述の交流リプルを検出して事実上除去することである。これは、不平衡負荷が取り付けられた時でさえ、ＶＳＣＦ電力装置に低い高調波成分を持つ事実上単一周波数の３相交流化号を発生させ得る。

図２に示されたように、電力コンバータ制御ユニット４２は線路４４ａ、４４ｂを介してそれぞれ母線リンク１８ａ、１８ｂに接続されている。電力コンバータ制御ユニット４２は、制御ユニット２４（図２には示さない）によって線路４０に発生された既知周波数の基準及び固定位相（これは０であるとしよう）の同期信号を人力として受ける。リプル周波数がインバータ基本周波数の予測し得る高調波であるので、同期信号の周波数もまた基本周波数の倍数である。この同期信号は直角分発生器６０に入力され、この直角分発生器６０は除去されるべき高調波の同相成分、直角位相成分をそれぞれ線路６２ａ、６２ｂに発生する。同相基準信号は、母線１８での交流リプルと同じ周波数を持つ事実上正弦波信号である。

直角位相基準信号は、同相基準信号と同じ周波数を持つ事実上余弦波信号である。

線路４４ａと４４ｂの間に接続された電圧センサ６８は、その出力線路７０に、母線リンク１８ａと１８ｂの間に存在する電圧を示す信号を発生する。線路７０での信号は、２つの成分即ち整流器１６によって供給された直流レベル及びインバータ２２によって反映された交流リプルを持っている。

この点で電力コンバータ制御ユニット４２は２つのパス（路）に分かれる。第１のパスでは、線路６２ａに存在する基準信号の同相成分は乗算器６４の第１の入力ポートに入力されるが、電圧センサ６８によって線路７０に発生された電圧は乗算器６４の第２の入力ポートに入力される。乗算器６４は線路６２ａと７０での信号を乗算して積を線路７２に出す。この信号は、選択された交流リプルの振幅及び位相を反映する直流成分を含み且つ条件付はユニット７６に供給される。

この条件イ」けユニット７６の目的は、線路７２における信号から全ての交流成分を除去しながら交流リプルの位相及び振幅を反映する直流成分だけを残すことである。条件付はユニット７６の他の目的は上述の成分を所望の振幅レベルまで増大することである。望ましい実施例では条件付はユニット７６は積分器を含む。

しかしながら、条件付はユニット７６は条件付はユニット７８と共に、比例積分ユニットを後続させたローパス・フィルタも含み得ることに注目されたい。

条件付はユニット７６はその出力を線路８０に発生し、この出力が乗算器８４の第１の入力ポートに供給される。乗算器８４は、その第２の人力として、線路６２ａでの基準同期信号の同相成分を受け取る。

同様に、第２のパスでは、線路６２ｂに存在する基準信号の直角位相成分は乗算器６６の第１の入力ポートに入力されるが、電圧センサ６８によって発生された電圧は乗算器６６の第２の入力ポートに入力され、この乗算器６６はその出力信号を線路７４に発生する。第１のパスと同様に、線路７４での信号は条件付はユニット７８に入る。この条件付はユニット７８の目的は、乗算器６６の出力のうちの全ての交流成分を除去して所望の信号の振幅レベルを増大することである。

条件付はユニット７８は、その出力（これは直流リンクにおける交流リプルの条件付けられた振幅及び位相を反映する直流信号である）を線路８２に発生する。

線路８０での信号は、実質的に、交流リプルの振幅と交流リプル相の正弦との積の直流成分である。同様に、線路８２での信号は、実質的に、交流リプルの振幅と交流リプル相の余弦との積の直流成分である。−緒に取り出されたこれら２つの直流成分は、交流リプルを表すベクトルを形成する。線路８２での信号は乗算器８６の第１の入力ポートに入力される。線路６２ｂに存在する基準信号の直角位相成分は乗算器８６の第２の入力ポートに供給され、この乗算器８６はその出力を線路９０に発生する。合計器９２は線路８８と９０に存在する信号を組み合わせて単一の制御信号（これは、直流母線に存在する不所望なりプル信号に周波数が等しく且つ上述のりプル信号に位相及び振幅が関連付けられている。）を発生する。合計器９２の出力は線路４６に出され且つ電力コンバータ２０への入力信号として役立つ。

電力コンバータ２０は、線路４６に存在する制御信号と実質的に同じであるが直流母線に存在する交流リプルを実質的に除去するのに足りる電力を有する波形を発生するための手段を形成する。電力コンバータ２０は、これを達成するために、直流母線１８間に流れるエネルギーを調整する一対のスイッチを制御するための制御手段と、交互に直流母線１８での交流リプルの正半サイクルからエネルギーを吸引し且つこのエネルギーを直流母線１８での交流リプルの負半サイクルへ供給し、従って交流リプルを平坦化（抑圧）する手段とを使用する。

従って、電力コンバータ２０は、線路４６からの制御信号を入力として受けるゲート・ドライバ１００を含む。このゲート・ドライバ１００は、この技術分野では周知の事実上ＰＷＭ発生器であり、線路１０２ａ、１０２ｂ　（それぞれＩＧＢＴ１０４，１０６の入力ゲートに接続されている。）に出力制御信号を発生する。使用時単一周波数の交流リプルを抑圧するために、ゲート・ドライバ１００はＰＷＭ発生器の前段に平方根機能を持たねばならないことに注目されたい。単一周波数信号を打ち消す時に通常生じられる基本周波数の高調波を抑圧するために、この状況では平方根機能が必要である。ゲート・ドライバ１００にはどんなゲート・ドライブ回路を使用しても良いが、例えば回路ｌＲ２１１０を使用することができる。

ＩＧＢＴ１０４及び１０６は、線路１０２ａ及び１０２ｂにおける制御信号に応答してスイッチ・オン／オフするスイッチとして働く。ゲート・ドライバ１００が線路１０２ａ又は１０２ｂに充分な電圧の制御信号を発生する時に、これに相応してＩＧＢＴ１０４又は１０６はそのゲートに電圧信号を受けて飽和モードになり、もって事実上短絡として働く。しかしながら、もし線路１０２ａ又は１０２ｂでの制御信号の電圧が充分でなければ、対応するＩＧＢＴ１０４又は１０６はそのソースとドレインの間に電流が流れるのを防止し、もって開路として働く。

ダイオード１０８及び１１０はＩＧＢＴ１０４及び１０６と並列に接続されて導電路を提供するが、電流はＩＧＢＴの短絡電流路に対して反対の方向に流れる。

ＩＧＢＴ１０４及び１０６は母線リンク１８ａと１８ｂの間で直列に接続されている。

図２に示されるように直列に接続されたインダクタ１１２及びコンデンサ１１４は、ＩＧＢＴ１０４及び１０６に応答して交互に交流リプルの正半サイクル中直流母線１８からエネルギーを吸収し、また蓄積したエネルギーを交流リプルの負半サイクル中直流母線１８に戻せるエネルギー蓄積器として働く。このエネルギー蓄積器は、ＩＧＢＴ１０４及び１０６の接続点に接続されたインダクタ１１２及びこのインダクタ１１２と直流母線リンク１８ｂの間に接続されたコンデンサ１１４を有する。インダクタ１１２及びコンデンサ１１４の値は、蓄積ユニットが吸収し且つ直流母線１８へ供給できなければならない電力量に従って且つＩＧＢＴのスイッチング周波数にて流れるのを所望される最大リプル電流によって決められる。望ましい実施例ではインダクタ１１２は１０マイクロヘンリーであるが、コンデンサは１００マイクロフアラツドである。

交流リプルの正半サイクル中、ゲート・ドライバ１００はＩＧＢＴ１０４をターンオンさせて、この正半サイクル中吸収するためのインダクタ１１２にエネルギーを蓄積させる。トランジスタ１０４がターンオフされると、インダクタ１１２に蓄積されたエネルギーはコンデンサ１１４へ転送される。負半サイクル中、ゲート・ドライバ１００はＩＧＢＴ１０６をターンオンさせて、コンデンサ１１４に蓄積されたエネルギーをインダクタ１１２に転送させる。トランジスタ１０６がゲートオフされると、インダクタ１１２のエネルギーは直流母線に加えられて交流リプルの負半サイクルに対抗する。従って、既知周波数の交流電源によって生じられて母線１８に現れる交流リプルは、上述したような電力コンバータ２０と協働する電力コンバータ制御ユニット４２の動作によって実質的に除去されよう。

図３にこの発明の第２の実施例を示す。この実施例は既知周波数の２つの交流リプル信号を直流母線から除去できる。図３に示した実施例は２つのチャネルを提供し、各チャネルは異なる交流リプル周波数に応答すること以外は、図２に示した実施例と同一の機能を果たす。第１のチャネルは同一部品を同一符号で示すように図２に示したのと事実上同一の部品を有する。詳しく云えば、第１．のチャネルは、直流母線での第１の交流リプル信号に等しい周波数を持つ基準同期信号を線路４０に受ける直角分発生器６０を備えている。第１のチャネルはまた乗算器６４及び６６、積分器７６．７８、並びに乗算器８４．８６を備え、これら部品は全て図２の実施例で説明した同一符号の部品と同じに働く。第１のチャネルの端に接続された合計器９２も上述したように動作する。

図３に示した実施例の第２のチャネルは、第１のチャネルと事実上並列に設けられ、第１のチャネルの対応部品より１００大きい符号を付けて同様に動作する部品を有している。このチャネルは第２の直角分発生器１６０を備え、この直角分発生器１６０は、直流母線での第２の交流リプルに周波数が等しい別な基準同期信号を線路１４０から受ける。直角分発生器１６０は別な基準同期信号の同相成分及び直角位相成分を発生する。これら成分はそれぞれ線路１６２ａ及び１６２ｂに出力される。電圧センサ６８によって直流母線リンク１８ａ、１８ｂ間で検知された電圧は、線路７０を通して第２のチャネルへその乗算器１６４及び１６６に入力される。

第１のチャネルと同様に、第２のチャネルも２つのパスを含む。第１のパスは、電圧センサ６８によって発生された電圧と線路１６２ａに存在する別な基準同期信号の同相成分とを乗算する乗算器１６４で始まる。積分器１７６は交流成分を除去するように乗算器１６４の出力を積分する。積分器１７６の、線路１８０に発生された出力は、直流母線１８に現れる別な交流リンク信号の振幅及び位相を反映する。乗算器１８４は、線路１８０での信号と別な基準同期信号の同相成分とを乗算する。この積は線路１８８に現れる。

同機に、第２のチャネルの第２のパスは、線路１６２ｂでの別な基準同期信号の直角位相成分と電圧センサ６８によって発生された電圧とを乗算する。積分器１７８は乗算器１６６の出力を積分して、直流母線１８に現れる第２の交流リプル信号の振幅及び位相を反映する信号を線路１８２に発生する。乗算器１８６は、線路１８２での信号と別な基準同期信号の直角位相成分とを乗算して、その積を線路１９０に出力する。合計器１９２は線路１８８及び１９０に存在する信号の合計をとって、直流母線１８に存在する第２の交流リプル信号と、周波数、振幅及び位相が等しい交流波形を線路１４６に発生する。

線路８８及び９０、線路１８８及び１９０にそれぞれ存在する成分は、それぞれ合計器９２，１９２で合計される時に線路４６及び１４６に信号を発生する。

合計器１５０は、線路４６及び１４６に存在する信号の合計をとって、線路１５５に、２つの周波数成分を持ちゲート・ドライバ１００への入力として使用される単一の制御信号を発生する。この制御信号は実際には直流母線での２つのりプルに対応する信号であり、この信号は事実、直流母線での第１及び第２の交流リプル信号によって生じられる、直流母線での実際のりプルの反転信号である。合計器９２，１９２及び１５０は、全て線路８８，９０．１８８及び１９０での信号を入力として受け入れて線路１５５に出力を発生する単一の合計器で置き換えれることに注目されたい。

ゲート・ドライバ１００は線路１５５でのマルチ周波数制御信号を使用してＩＧＢＴ１０４．１０６を制御し、これらＩＧＢＴは第１及び第２の交流リプル信号が直流母線１８から除去されるようにコンデンサ１１４と直列のインダクタ１１２の動作を制御する。

ゲート・ドライバ１００、ＩＧＢＴ１０４及び１０６、ダイオード１０８及び１１０、インダクタ１１２並びにコンデンサ１１４は全て、図２の実施例で説明したのと事実上同じ仕方で働く。従って、ゲート・ドライバ１００は合計器１５０信号を発生する。これら制御信号は、ＩＧＢＴ１０４及び１０６がスイッチ・オン／オフして直流母線１８とコンデンサ１１４に直列接続されたインダクタ１１２との間で電力を流せるように、ＩＧＢＴ１０４及び１０６をそれぞれ制御する。

ダイオード１０８及び１１０は導電路を提供するように働（が、その電流はＩＧＢＴ短絡路とは反対の方向に流れる。電圧センサ６８が図２の望ましい実施例中で説明した電圧センサ６８と実質的に同じ仕方で動作することにも注目されたい。

このように、この実施例では第２のチャネルを付加したことにより、異なる周波数を有するが、それでも直流母線１８に同時存在する２つの交流リプル信号を事実上リアルタイムで除去できる。

直角分発生器並びに２組の乗算器、積分器及び乗算器を備えた他の複数チャネルを図３の構成に付加して、直流母線１８に発生される他の交流リプル信号を除去できることに注目されたい。これらチャネルの出力は線路１５５に存在する信号（ゲート・ドライバ１００への入力として使用される）に加算されるためだけに必要である。他のチャネルを付加することにより、この発明は、母線に同時存在する多数の交流リプル信号が必ずしも高調波と関連しない場合に、このような交流リプル信号のための能動ノツチ・フィルタとして働（能力を有する。

図４及び図５は、ＶＳＣＦ装置内の交流リプルを検知して電力コンバータ制御ユニット４２を制御するのに使用される同期信号を発生するように接続された位相ロック・ループ（ＰＬＬ）３００が設けられたこの発明の実施例を示す。詳しく云えば、図４は、特に負荷に誘起されたりプルの周波数が未知でありかっ／又は変わる場合に、負荷に誘起されたりプルを除去すためにＶＳＣＦ装置に使用されるこの発明の一実施例を示す。発電機１２は、直流母線１８に直流信号を発生する整流器１６に接続されている。電力コンバータ２ｏは、直流母線１８のリンク間に接続され且つ実質的に図１について上述したように動作する。例えばインバータを含み得る直流負荷は、直流母線１８を介して装置に直結されている。この実施例は、脈動するレーダ負荷のような成る種の負荷によって生じられた交流リプルを除去するための特殊な構成である。この実施例の利点は、直流母線１８の交流リプルを電流センサ３１０及び線路３１１を介して検知し且つ直流母線１８から除去されるべき交流リプルの周波数を示す同期信号を出力端子に発生するＰＬＬ３００の動作により、理解できる。上述の同期信号は、後述するように動作して線路４６に制御信号を発生する電力コンバータ制御ユニット４２に供給される。この制御信号は電力コンバータ２０を運転させて、実質的に図１について説明したように動作させる。

図５は、発電機によって発生されたりプル信号を除去するためにＶＳＣＦ装置に使用されるこの発明の一実施例を示す。発電機１２は、実質的に直流の信号を直流母線１８に供給する整流器１６に接続されている。電力コンバータ２ｏは直流母線１８間に接続されてインバータ２２への人力を制御し、このインバータ２２は出力フィルタ２６に給電して３相交流信号を交流負荷に供給させる。発電機１２、整流器１６、電力コンバータ２０、インバータ２２及び出力フィルタ２６は全て図１について説明した通り動作する。図５では、Ｐ　Ｌ　Ｌ　３００が発電機１２からの信号を線路３１１を通して使用し、直流母線１８から除去されるべき交流リプルを示す同期信号を出力端子に発生する。線路３１１は、これに運ばれた信号が発電機１２の出力周波数を表すように、発電機１２と適切に接続され得る。従って、線路３１１は発電機のどの出力線路から中性点へも接続され得る。

同期信号は電力コンバータ制御ユニット４２へ供給され、この電力コンバータ制御ユニット４２は電力コンバータ２ｏを駆動するための制御信号を線路４６に発生する。

図６において、図４及び図５に示したマルチ・チャネル電力コンバータ制御ユニット４２と協働するＰＬＬ３００の動作は後で詳しく説明する。ＰＬＬ３００は、入力線路３１１に、除去されるべき交流リプルを含む電流信号を受ける。この電流信号は、図４に示された直流母線１８に接続された電流センサ３１０により或は図５に示された発電機１２により発生される。この信号の直流成分はバイパス・フィルタ３１４で除去される。このバイパス・フィルタ３１４の出力は閾値回路３１６によって方形波に変換され、この閾値回路３１６の出力はタイマ３１８及び位相検出器３２０に供給される。

ＰＬＬシステムにおける典型例のように、位相検出器３２０は、閾値回路３１６によって発生された信号の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）３２４から導出されたループ帰還信号とを比較して、両人カ信号間の位相差を示す誤差信号を出力端子に発生する。位相検出器３２０の出力は積分器３２２に供給され、この積分器３２２は低周波数信号を除去してその信号を所望の振幅レベルまで増大する。積分器３２２の出力はｖｃｏ発振器３２４を制御する電圧であり、この発振器３２４は位相検出器３２０によって検出された位相差を低減するように出力周波数を調節する。

ＶＣＯ３２４の出力側にはＭ＋１個の除算器が接続されている。たりし、Ｍは、直流母線１８から除去されるべき単一周波数の交流リプル信号の数であり、またマルチ・チャネル電力コンバー７８ｍユニット４２に使用されるべきチャネルの数である。

各特定除算器の値は、直流母線１８における交流リプルの特定高調波（抑圧されるのが望ましい）に応じて選ばれる。図６は、Ｍの値が４であり、＋Ｎ１除算器３２６、＋Ｎ２除算器３２８、＋ｌ’Ｊ３除算器３除算及３３ｏ４除算器３３２（、：。

れらは全て並列に接続されている）を有する構成を示す。除算器３２６゜３２８．３３０，３３２の出力側はそれぞれＤ／Ａ変換器３３６．３３８，３４０．３４２１．：接続され、Ｄ／Ａ変換器３３６，３３８，３４０．３４２は直流母液波形を発生する。

１４１後の十Ｎ除算器３３４は除算器３３２と位相検出器３２０の間で直列接続されている。十Ｎ除算器３３４は、ＶＣＯ３２４によって発生された発振信号を線路３１１での交流リプルの事実上基本周波数に戻す。これは、位相検出器３２０に、バイパス・フィルタ３１４及び閾値回路３１６によって条件付けられたような線路３１１での信号入ツｊの位相と帰還ループ信号の位相とを正確に比較させて誤差信号を発生させることができる。Ｎの値は、Ｄ／Ａ変換器３３６，３３８゜３４０．３４２がそれぞれ除算器３２６，３２８，３３０．３３２の出力をサンプリングする際の分解能を表す。

除算器３２６，３２８，３３０及び３３２１ｔ、ＶＣＯ３２４（７）出力信号周波数をそれぞれの量だけ次々に除算する。これら除算器の出力はそれぞれＤ／Ａ変換器３３６，３３８，３４０及び３４２中で変換され、関連除算器の値に対応する周波数を有する三角波波形を発生する。従って、図６に示された実施例では、除算器３２６はＤ／Ａ変換器３３６を駆動して直流母線１８から除去されるべき交流リプルに基本周波数の第７高調波で三角波波形を発生させる。同様に、除算器３２８．３３０及び３３２はそれぞれＤ／Ａ変換器３３８，３４０及び３４２を駆動して、直流母線１８から除去されるべき交流リプルの基本周波数の第５、第３及び第１の高調波で三角波波形を発生させる。÷Ｎ除算器３３４はＰＬＬを完成して、直流母線１８から除去されるべき基本交流リプルに周波数が実質的に等しい信号を位相検出器３２０に供給する。もし除算器３３２からの出力周波数自体かりプル基本周波数（たとえＤ／Ａ変換器３４２からの出力かりプル基本周波数にあっても）よりも高いならば、除算器３３４は必要である。Ｄ／Ａ変換器によって発生された波形は、これと同相の第１の正弦波整形信号及びこの第１の正弦波信号の直角位相である第２の正弦波整形信号に変換される。例えば、波形変換器３４４は、Ｄ／Ａ変換器３３６からの三角波波形をこれと同相の正弦波信号に変換する。他方、波形変換器３４６は、Ｄ／Ａ変換器からの三角波波形を余弦波信号（即ち波形変換器３４４の出力から位相が９０°離れた）に変換する。

高調波補償器４０１，４０２，４０３及び４０４は、対応する波形変換器によって発生された正弦波及び余弦波の基準信号を受ける。これら信号に応答して、高調波補償器は、直流母線から除去されるべき基本交流リプル信号のそれぞれの高調波と周波数が等しくて位相及び振幅が関連付けられる信号を発生する。高調波補償器４０１，４０２，４０３及び４０４の出力は合計器４００にて組み合わされて、電力コンバータ２０（図６には示さない）を制御するための単一の制御信号を線路４６に発生する。合計器４００はエネーブル入力を有し、これがＰ　Ｌ　Ｌ３００のタイマ３１８によって発生される時限シーケンスに従って更新出力を線路４６に発生させる。タイマ３１８は、エネーブル信号を合計器４００に供給する前に、線路３１１から受けるどんな入力も適当な量だけ遅延させるにすぎない。

エネーブル信号は、図６に示された回路をターンオンして直流母線での高調波を抑圧する。回路（その動作が所望される時に）をターンオンするために、タイマ３１８の代わりにスイッチのような適当な装置を使用できる。

合計器４００と協働する高調波補償器４０１，４０２．４０３及び４０４は、マルチ・チャネル電力コンバータ制御ユニット４２の諸要素を構成する。高調波補償器４０１，４０２，４０３及び４０４は全て同じであり、その各々は、電力コンバータ制御ユニット４２の直角分発生器６０がＰＬＬ３００で置換された以外、図１について説明した電力コンバータ制御ユニット４２と同じである。

この点で、高調波補償器４０１は、図１について説明したように電力コンバータ制御ユニット４２と同じ仕方で動作する。従って、乗算器４１４及び４１６は、正弦波入力及び余弦波入力と例えば電圧センサ６８（図示しない）によって発生された、直流母線での電圧とを乗算する。これら乗算器の出力はその後積分器４１８及び４２０にて積分されて、乗算器４１４及び４１６から出力された信号の交流成分を除去する。乗算器４２２及び４２４はそれぞれ積分器４１８，４２０の出力とそれぞれ波形変換器４１０及び４１２によって出力された正弦波波形及び余弦波波形とを乗算する。最後に、乗算器４２２及び４２４の出力は合計器４２６にて合計され、直流母線に存在する不所望な交流リプル信号の高調波と周波数が等しくて位相及び振幅が関連付けられた制御信号を発生する。

図７を参照すれば、こ＼には、電力コンバータ２０の必要性を無くしたこの発明の実施例が示されている。この実施例では、発電機７１２が３相可変周波数の交流信号を整流器７１６に供給し、この整流器７１６は実質的に直流の信号を直流母線７１８に発生する。脈動する直流負荷７２０は直流母線７１８に直結されている。電圧センサ７２４は、直流母線７１８のリンク間に接続され且つその出力側に同期補償器７２６及び発電機７１２の電圧調整器（図示しない）が接続されている。電流センサ７２８は直流母線７１８に接続され、直流母線７１８での電流を示す信号を同期補償器７２６及び発電機７１２の電圧調整器に供給する。

図６について説明したような位相ロック・ループ及び電力コンバータ制御ユニットを備えた同期補償器７２６は、その出力側が発電機７１２の電圧調整器に接続されている。この実施例では、同期補償器７２６の出力は、電圧センサ７２４、電流センサ７２８によってそれぞれ発生された電圧信号、電流信号と共に、発電機７１２の電圧調整器を下記のように制御するのに使用される。即ち、発電機７１２の出力が変調され、これにより電力コンバータ２０を必要とすること無く直流母線７１８に現れる交流リプルを除去するのである。

この発明の多数の変形例や別の実施例は、以上の説明に鑑みて当業者には明らかであろう。従って、この説明は単なる例示と解釈されるべきであり且つこの発明を実施することのペスト・モードを当業者に教示するためである。構成の細部はこの発明の精神から事実上逸脱すること無く変えられることができ、そして請求の範囲内の全ての変形例の独占的使用は保存される。

補正書の写しく翻訳文）提出書（特許法第１８４条の７第１項）平成　６年　５月２３日

Claims

【特許請求の範囲】

１．振幅、周波数及び位相限有し、母線上の母線信号に重畳された交流リプルを抑圧するための回路であって、第１及び第２の信号であって、その各々が前記交流リプルと事実上同じ周波数を有し、前記第２の信号が前記第１の信号の直角位相分である前記第１及び第２の信号を発生するための第１の手段と、この第１の手段及び前記母線に結合され、前記第１及び第２の信号から、周波数及び位相が前記交流リプルと関連付けられる第３の信号を導出するための第２の手段と、この第２の手段と前記母線の間に結合され、前記第３の信号に応答して前記母線上の前記交流リプルを抑圧するための第３の手段と、を備えた回路。
２．前記第２の手段は、それぞれ前記第１及び第２の信号からそして前記交流リプルから対応する第４及び第５の信号を発生するための第４及び第５の手段を含み、前記第４及び第５の信号は振幅及び位相が前記交流リプルと関連付けられ、前記第２の手段は、前記第４及び第５の手段に結合され、前記第４及び第５の信号の合計を取って前記第３の信号を発生するための合計器を更に含む請求項１の回路。
３．前記第４及び第５の手段は、前記第１の手段に結合され、それぞれ前記第１及び第２の信号と前記交流リプルを表す第６の信号とを乗算してそれぞれ第１及び第２の乗算された信号を得るための対応する第１及び第２の乗算器と、それぞれ第１及び第２の乗算器に結合され、前記第１及び第２の乗算された信号から交流成分限除去するための第１及び第２の条件付け回路と、それぞれ第１及び第２の条件付け回路に結合され、前記条件付けられた第１及び第２の乗算信号とそれぞれ前記第１及び第２の信号とを乗算して前記第４及び第５の信号限発生するための第３及び第４の乗算器とを含む請求項２の回路。
４．前記母線信号は直流であり、前記回路は、前記母線に接続されて前記直流母線における前記直流限交流に逆変換するためのインバータを更に含む請求項３の回路。
５．前記母線は、一対のリンク導体間有する直流リンクを含み、前記第３の手段は、前記リンク導体間で直列に一緒に接続された一対の制御可能なスイッチと、前記第３の信号に応答して前記一対の制御可能なスイッチを制御するための制御手段と、前記一対の制御可能なスイッチの接続点に結合され、前記一対の制御可能なスイッチに応答して交互に前記母線からエネルギーを吸収し、また前記母線へエネルギーを放出するためのエネルギー蓄積手段とを含む請求項１の回路。
６．前記エネルギー蓄積手段は、前記接続点に結合されたインダクタ及びこのインダクタに結合されたコンデンサを含む請求項５の回路。
７．前記第２の手段は、それぞれ前記第１及び第２の信号からそして前記交流リプルから対応する第４及び第５の信号を発生するための第４及び第５の手段を含み、前記第４及び第５の信号は振幅及び位相が前記交流リプルと関連付けられ、前記第２の手段は、前記第４及び第５の手段に結合され、前記第４及び第５の信号の合計を取って前記第３の信号を発生するための合計器を更に含む請求項６の回路。
８．前記第４及び第５の手段は、前記第１の手段に結合され、それぞれ前記第１及び第２の信号と前記交流リプルを表す第６の信号とを乗算してそれぞれ第１及び第２の乗算された信号を得るための対応する第１及び第２の乗算器と、それぞれ第１及び第２の乗算器に結合され、前記第１及び第２の乗算された信号から交流成分を除去するための第１及び第２の条件付け回路と、それぞれ第１及び第２の条件付け回路に結合され、前記条件付けられた第１及び第２の乗算信号とそれぞれ前記第１及び第２の信号とを乗算して前記第４及び第５の信号を発生するための第３及び第４の乗算器とを含む請求項７の回路。
９．前記母線信号は直流であり、前記回路は、前記母線に接続されて前記直流母線における前記直流を交流に逆変換するためのインバータを更に含む請求項８の回路。
１０．前記第１の手段は、前記母線に接続され且つ前記交流リプルに応答して前記第１及び第２の信号を発生するための信号発生手段を含む請求項１の回路。
１１．前記信号発生手段は、前記交流リプルの周波数に実質的に等しい周波数を有するループ帰還信号を供給するための位相ロック・ループ手段を含み、この位相ロック・ループ手段は、前記ループ帰還信号と前記交流リプルの位相差を表す電圧を供給するための位相検出手段、及び前記電圧に応答して前記ループ帰還信号並びに前記第１及び第２の信号を供給するための電圧／周波数変換手段を含む請求項１０の回路。
１２．前記第２の手段は、それぞれ前記第１及び第２の信号からそして前記交流リプルから対応する第４及び第５の信号を発生するための第４及び第５の手段を含み、前記第４及び第５の信号は振幅及び位相が前記交流リプルと関連付けられ、前記第２の手段は、前記第４及び第５の手段に結合され、前記第４及び第５の信号の合計を取って前記第３の信号を発生するための合計器を更に含む請求項１１の回路。
１３．前記第４及び第５の手段は、前記第１の手段に結合され、それぞれ前記第１及び第２の信号と前記交流リプルを表す第６の信号とを乗算してそれぞれ第１及び第２の乗算された信号を得るための対応する第１及び第２の乗算器と、それぞれ第１及び第２の乗算器に結合され、前記第１及び第２の乗算された信号から交流成分を除去するための第１及び第２の条件付け回路と、それぞれ第１及び第２の条件付け回路に結合され、前記条件付けられた第１及び第２の乗算信号とそれぞれ前記第１及び第２の信号とを乗算して前記第４及び第５の信号を発生するための第３及び第４の乗算器とを含む請求項１２の回路。
１４．前記母線は、一対のリンク導体間有する直流リンクを含み、前記第３の手段は、前記リンク導体間で直列に一緒に接続された一対の制御可能なスイッチと、前記第３の信号に応答して前記一対の制御可能なスイッチを制御するための制御手段腕、前記一対の制御可能なスイッチの接続点に結合され、前記一対の制御可能なスイッチに応答して交互に前記母線からエネルギーを吸収し、また前記母線へエネルギーを放出するためのエネルギー蓄積手段とを含む請求項１３の回路。
１５．前記エネルギー蓄積手段は、前記接続点に結合されたインダクタ及びこのインダクタに結合されたコンデンサを含む請求項１４の回路。
１６．前記母線信号は直流であり、前記回路は、前記母線に接続されて前記直流母線における前記直流を交流に逆変換するためのインバータを更に含む請求項１５の回路。
１７．対応する第１及び第２の振幅、第１及び第２の周波数、並びに第１及び第２の位相を有し、母線上の母線信号に重畳された第１及び第２の交流リプル成分抑圧するための回路であって、周波数及び位相が前記対応する第１及び第２の交流リプル成分に関連付けられるそれぞれ第１及び第２のチャネル出力信号を発生する第１及び第２のチャネルと、これら第１及び第２のチャネルに結合され、前記第１及び第２のチャネル出力信号を組み合わせて制御信号を得るための第１の手段と、前記母線及び前記第１の手段に結合され、前記制御信号に応答して前記母線における前記第１及び第２の交流リプル成分抑圧圧するための第２の手段と、を備えた回路。
１８．前記第１のチャネルは、第１の基準信号及びこの第１の基準信号の直角位相分である第１の直角分基準信号を供給するための第１の直角分手段と、この第１の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第１の基準信号及び前記第１の交流リプル成分に基づいて第１の信号を供給するための第１の信号処理手段と、前記第１の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第１の直角分基準信号及び前記第１の交流リプル成分に基づいて第２の信号を供給するための第２の信号処理手段と、これら第１及び第２の処理手段に結合され、前記第１及び第２の信号に基づいて前記第１のチャネル出力信号を供給するための第１の組み合わせ手段とを含み、そして前記第２のチャネルは、第２の基準信号及びこの第２の基準信号の直角位相分である第２の直角分基準信号を供給するための第２の直角分手段と、この第２の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第２の基準信号及び前記第２の交流リプル成分に基づいて第３の信号を供給するための第３の信号処理手段と、前記第２の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第２の直角分基準信号及び前記第２の交流リプル成分に基づいて第４の信号を供給するための第４の信号処理手段と、これら第３及び第４の処理手段に結合され、前記第３及び第４の信号に基づいて前記第２のチャネル出力信号を供給するための第２の組み合わせ手段とを含む請求項１７の回路。
１９．前記第１の信号処理手段は、前記第１の基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第１の乗算された信号を得るための第１の乗算手段と、この第１の乗算手段に結合されて前記第１の乗算された信号から交流成分を除去するための第１の条件付け手段と、前記条件付けられた第１の被乗算信号と前記第１の基準信号を乗算して前記第１の信号を得るための第２の乗算手段とを含み、前記第２の信号処理手段は、前記第１の直角分基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分を乗算して第２の乗算された信号を得るための第３の乗算手段と、この第３の乗算手段に結合されて前記第２の乗算された信号から交流成分を除去するための第２の条件付け手段と、前記条件付けられた第２の被乗算信号と前記第１の直角分基準信号とを乗算して前記第２の信号を得るための第４の乗算手段とを含み、前記第３の信号処理手段は、前記第２の基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第３の乗算された信号を得るための第５の乗算手段と、この第５の乗算手段に結合されて前記第３の乗算された信号から交流成分を除去するための第３の条件付け手段と、前記条件付けられた第３の被乗算信号と前記第１の基準信号とを乗算して前記第３の信号を得るための第６の乗算手段とを含み、そして前記第４の信号処理手段は、前記第２の直角分基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第４の乗算された信号を得るための第７の乗算手段と、この第７の乗算手段に結合されて前記第４の乗算された信号から交流成分を除去するための第４の条件付け手段と、前記条件付けられた第４の被乗算信号と前記第２の直角分基準信号とを乗算して前記第４の信号を得るための第８の乗算手段とを含む請求項１８の回路。
２０．前記母線信号は直流であり、前記回路は、前記母線に接続されて前記直流母線における前記直流を交流に逆変換するためのインバータを更に含む請求項１９の回路。
２１．前記母線は、一対のリンク導体を有する直流リンクを含み、前記第２の手段は、前記リンク導体間で直列に一緒に接続された一対の制御可能なスイッチと、前記制御信号に応答して前記一対の制御可能なスイッチを制御するための制御手段と、前記一対の制御可能なスイッチの接続点に結合され、前記一対の制御可能なスイッチに応答して交互に前記母線からエネルギーを吸収し、また前記母線へエネルギーを放出するためのエネルギー蓄積手段とを含む請求項１７の回路。
２２．前記エネルギー蓄積手段は、前記接続点に結合されたインダクタ及びこのインダクタに結合されたコンデンサを含む請求項２１の回路。
２３．前記第１のチャネルは、第１の基準信号及びこの第１の基準信号の直角位相分である第１の直角分基準信号を供給するための第１の直角分手段と、この第１の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第１の基準信号及び前記第１の交流リプル成分に基づいて第１の信号を供給するための第１の信号処理手段と、前記第１の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第１の直角分基準信号及び前記第１の交流リプル成分に基づいて第２の信号を供給するための第２の信号処理手段と、これら第１及び第２の処理手段に結合され、前記第１及び第２の信号に基づいて前記第１のチャネル出力信号を供給するための第１の組み合わせ手段とを含み、そして前記第２のチャネルは、第２の基準信号及びこの第２の基準信号の直角位相分である第２の直角分基準信号を供給するための第２の直角分手段と、この第２の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第２の基準信号及び前記第２の交流リプル成分に基づいて第３の信号を供給するための第３の信号処理手段と、前記第２の直角分手段及び前記母線に結合され、前記第２の直角分基準信号及び前記第２の交流リプル成分に基づいて第４の信号を供給するための第４の信号処理手段と、これら第３及び第４の処理手段に結合され、前記第３及び第４の信号に基づいて前記第２のチャネル出力信号を供給するための第２の組み合わせ手段とを含む請求項２２の回路。
２４．前記第１の信号処理手段は、前記第１の基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第１の乗算された信号を得るための第１の乗算手段と、この第１の乗算手段に結合されて前記第１の乗算された信号から交流成分を除去するための第１の条件付け手段と、前記条件付けられた第１の被乗算信号と前記第１の基準信号を乗算して前記第１の信号を得るための第２の乗算手段とを含み、前記第２の信号処理手段は、前記第１の直角分基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第２の乗算された信号を得るための第３の乗算手段と、この第３の乗算手段に結合されて前記第２の乗算された信号から交流成分を除去するための第２の条件付け手段と、前記条件付けられた第２の被乗算信号と前記第１の直角分基準信号とを乗算して前記第２の信号を得るための第４の乗算手段とを含み、前記第３の信号処理手段は、前記第２の基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第３の乗算された信号を得るための第５の乗算手段と、この第５の乗算手段に結合されて前記第３の乗算された信号から交流成分を除去するための第３の条件付け手段と、前記条件付けられた第３の被乗算信号と前記第１の基準信号とを乗算して前記第３の信号を得るための第６の乗算手段とを含み、そして前記第４の信号処理手段は、前記第２の直角分基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第４の乗算された信号を得るための第７の乗算手段と、この第７の乗算手段に結合されて前記第４の乗算された信号から交流成分を除去するための第４の条件付け手段と、前記条件付けられた第４の被乗算信号と前記第２の直角分基準信号とを乗算して前記第４の信号を得るための第８の乗算手段とを含む請求項２３の回路。
２５．前記母線信号は直流であり、前記回路は、前記母線に接続されて前記直流母線における前記直流を交流に逆変換するためのインバータを更に含む請求項２４の回路。
２６．前記第１及び第２のチャネルは、前記母線に接続され且つ前記交流リプルに応答して第１及び第２の基準信号並びに第１及び第２の直角分基準信号を供給するための信号発生手段を含み、前記第１、第２の直角分基準信号がそれぞれ前記第１、第２の基準信号の直角位相成分である請求項１７の回路。
２７．前記信号発生手段は、前記交流リプルの周波数に実質的に等しい周波数を有するループ帰還信号を供給するための位相ロック・ループ手段を含み、この位相ロック・ループ手段は、前記ループ帰還信号と前記交流リプルの位相差を表す電圧を供給するための位相検出手段、及び前記電圧に応答して前記ループ帰還信号を供給するための且つ前記第１及び第２の基準信号並びに前記第１及び第２の直角分基準信号を供給するための電圧／周波数変換手段を含み、前記第１の基準信号及び前記第１の直角分基準信号はその位相及び周波数が前記第１の交流リプル成分と関連付けられ、そして前記第２の直角分基準信号はその位相及び周波数が前記第２の交流リプル成分と関連付けられる請求項２６の回路。
２８．前記第１のチャネルは、前記位相ロック・ループ手段及び前記母線に結合され、前記第１の基準信号及び前記第１の交流リプル成分に基づいて第１の信号を供給するための第１の信号処理手段と、前記位相ロック・ループ手段及び前記母線に結合され、前記第１の直角分基準信号及び前記第１の交流リプル成分に基づいて第２の信号を供給するための第２の信号処理手段と、これら第１及び第２の処理手段に結合され、前記第１及び第２の信号に基づいて前記第１のチャネルの出力信号を供給するための第１の組み合わせ手段とを含み、そして前記第２のチャネルは、前記位相ロック・ループ手段及び前記母線に結合され、前記第２の基準信号及び前記第２の交流リプル成分に基づいて第３の信号を供給するための第３の信号処理手段と、前記位相ロック・ループ手段及び前記母線に結合され、前記第２の直角分基準信号及び前記第２の交流リプル成分に基づいて第４の信号を供給するための第４の信号処理手段と、これら第３及び第４の処理手段に結合され、前記第３及び第４の信号に基づいて前記第２のチャネル出力信号を供給するための第２の組み合わせ手段とを含む請求項２７の回路。
２９．前記第１の信号処理手段は、前記第１の基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第１の乗算された信号を得るための第１の乗算手段と、この第１の乗算手段に結合されて前記第１の乗算された信号から交流成分を除去するための第１の条件付け手段と、前記条件付けられた第１の被乗算信号と前記第１の基準信号を乗算して前記第１の信号を得るための第２の乗算手段とを含み、前記第２の信号処理手段は、前記第１の直角分基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第２の乗算された信号を得るための第３の乗算手段と、この第３の乗算手段に結合されて前記第２の乗算された信号から交流成分を除去するための第２の条件付け手段と、前記条件付けられた第２の被乗算信号と前記第１の直角分基準信号とを乗算して前記第２の信号を得るための第４の乗算手段とを含み、前記第３の信号処理手段は、前記第２の基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第３の乗算された信号を得るための第５の乗算手段と、この第５の乗算手段に結合されて前記第３の乗算された信号から交流成分を除去するための第３の条件付け手段と、前記条件付けられた第３の被乗算信号と前記第１の基準信号とを乗算して前記第３の信号を得るための第６の乗算手段とを含み、そして前記第４の信号処理手段は、前記第２の直角分基準信号と前記母線信号に重畳された前記第１及び第２の交流リプル成分とを乗算して第４塩乗算された信号を得るための第７の乗算手段と、この第７の乗算手段に結合されて前記第４の乗算された信号から交流成分を除去するための第４の条件付け手段と、前記条件付けられた第４の被乗算信号と前記第２の直角分基準信号とを乗算して前記第４の信号を得るための第８の乗算手段とを含む請求項２８の回路。
３０．前記母線は、一対のリンク導体を有する直流リンクを含み、前記第２の手段は、前記リンク導体間で直列に一緒に接続された一対の制御可能なスイッチと、前記制御信号に応答して前記一対の制御可能なスイッチを制御するための制御手段と、前記一対の制御可能なスイッチの接続点に結合され、前記一対の制御可能なスイッチに応答して交互に前記母線からエネルギーを吸収し、また前記母線へエネルギーを放出するためのエネルギー蓄積手段とを含む請求項２９の回路。
３１．前記エネルギー蓄積手段は、前記接続点に結合されたインダクタ及びこのインダクタに結合されたコンデンサを含む請求項３０の回路。
３２．前記母線信号は直流であり、前記回路は、前記母線に接続されて前記直流母線における前記直流を交流に逆変換するためのインバータを更に含む請求項３１の回路。