JPH07500409A - フェールセーフ状態検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 フェールセーフ状態検出回路 発明の背景 本発明は、バーナー制御装置の一部を形成している電子火炎検出回路として使用 するのに特に適した信頼性の高い信号検出回路に関する。本発明は、このような 火炎検出の用途に関連して説明されているが、他の用途に対しても同様に使用で きる。一般に、火炎検出回路は、物理的に火炎近くに配置されたセンサ素子を含 んでいる。そのセンサ素子は、火炎が存在している場合には所定のレベルすなわ ち所定の動作状態を、かつ火炎が存在しない場合には他のレベルすなわち他の動 作状態を有するセンサ信号を生じる。センサにより直接的に生じた信号は、その レベルにより、火炎が存在する場合火炎により発生された紫外線または赤外線放 射のレベルを表示するか、または高熱の火炎ガスの存在を直接的に検出する。

代表的には、処理回路または検出回路は、通常アナログ形式のセンサ信号を受信 し、センサ信号に関する動作に基づいてバーナー制御装置または他の装置により 使用できる形Ｏの信号に変換する。処理回路または検出回路は、比較的火炎の近 くに配置され、火炎セッサに接続している。

代表的な火炎セッサにはフレーム・口１ドがある。これは、火炎によって生じた 電離粒子の固有能力を用いて、火炎中に配置された導体間に電流を導通させる。

このような装置の実施例では、比較的小さい面積のフレーム・ロッド導体と比較 的大きい面積のバーナー自身の２つの導体が使用されている。面積の差は、フレ ーム・口Ｉドとバーナーとの間に位置するＡＣ１１ｉ圧の導通に整流器作用を生 じる。

バーナーは、フレーム・ロッドより比較的大きいので、それらにより形成される 整流器は負のＤＣ電圧を生じる。バーナーがフレーム・口１ドより物理的に小さ くてはいけない理論上の理由はないが、実際的には逆になっているので、フレー ム・ロッドにより生じた火炎電流は、後述する説明において負として示されてい る。しかし、本発明の原理は、正のセンサ信号にも同様に適用できる。

火炎が存在しない時にはバーナーへの燃料の流入がすぐさま停止され、口火の場 合には、燃料の流入が開始されないということが非常に重要であるので、このよ うなセンサと回路が、火炎の存在を検出するのに非常に高い信頼性で動作するこ とが重要である。実際には、検出回路が、実際に火炎が存在するのに火炎が存在 しないことを示しているならば、バーナーへの燃ｆ１７１１人は緊急に遮断され てしまうので、熱論、都合が悪い。しかし、このような状態は、安全性に関し重 大な危険をもたらすことはない。

これまで、実際には火炎が存在しないのに存在するかのように見せるあらゆる１ １１１の故障に対して耐え得るセンサおよび検出回路をもたらすため、様々な設 計が用いられてきた。い（っかの方法の１つに、冗長信号路または冗長素子があ る。

また、他の方法には、故障が生じた後、すばやくセンサまたは回路の故障動作を 識別するセンサおよび検出回路またはその一方を頻繁に簡単にテストする方法が ある。ある方法では、バーナーの始動シーケンスのたびに回路をテストしている 。

このようなテストは、たとえば、擬似センサ信号を回路に入力することにより行 なうことができる。

しかし、火炎検出回路におけるある橿の故障は、センサが火炎の存在に応じて普 通に発生する信号に非常によく似ている場合がある。このような状況は、たとえ ば、検出器の回路板に通常存在する電圧が信号路ｌこ漏れ、それが火炎の存在を 示す信号レベルに類似している場合に起きる可能性がある。Ｍ繁にテストするこ とにより、これら故障の多くを検出することができるが、火炎の存在を誤って表 示させる可能性を完全に阻止することは難しい。回路が火炎を検出しようとして いる状況では、適切に検出するには、たとえ１つの故障でも多すぎる。

したがって、火炎を示す実際のセンサ信号レベルに似た漏れ電流の可能性を低減 またはなくすことによって、バーナー制御システムおよび他の安全性致命システ ムの安全性を改善することができる。

発明の簡単な説明 検出回路における漏れ電流が火炎存在状態または他の所定状態を示すセンサ信号 に似ていることによって起きるシステム動作の故障表示は、安全性の限界状態を 示している所定のレベルを有する信号を発生するセンサを用いることにより、な くすかまたは実質的に低減することができる。このレベルは、センサ信号を受信 しかつ検査する検出Ｍ回路を付勢するＤＣ電力七は逆の極性である。

所定の状態の存在を知らせるこのような装置は、電源からの電力を受ける電源端 子を有するセンサを有している。セッサは、所定の状態の存在と、電源端子にお ける動作電力の存在とだけに応じて、共通電圧レベルから第１方向に偏位した所 定の信号電圧範囲内のセンサ信号を発生する。代表的には、共通電圧源はＱｖま たはグランド電位である。検出Ｍ＠路は、その動作のための電力を受Ｃする電源 端子も有している。検出器回路は、センサからのセンサ信号を受信し、かつ所定 の信号電圧範囲内にあるセンサ信号レベルと、所定の信号電圧ｆ１囲の偏倚方向 とは翼なる第２方向に偏倚した所定の電源電圧範囲内における検出器の電源端子 の動作電力の存在とだけに応じて、所定のレベルの状態信号を発生する。第２電 源は、所定の電源電圧範囲内の動作電力を検出器の電源端子に供給する。

２つの翼なる実施例がある。第１実施例における検出器は、それを作動する電源 電圧によりそのエンド・ポイントにおいて規定される電圧範囲以外の信号電圧を 検出することができる特別な差動増幅器を使用している。準ディノタルの実施例 の検出器は、検出器回路により周期的にチャージされ、その後センサ信号により 放電されるキャパシタを使用している。センサ信号がキャパシタを放電する速度 は、センサ信号のレベルを示している。このｉＡ度は、センサ信号レベルを表し ているディジタル値を生じる計数処理により測定される。

したがって、本発明の１つの目的は、所定の状１の存在を高い信頼性で表示する ことである。

本発明の他の目的は、所定の状態の存在に応じた出力信号の極性が、状態の存在 を知らせる状Ｃ信号の極性とは逆であるセンサを提供することである。

図面の簡単な説明 図１は、本発明の概要を示したブロック図である。

図２は、本発明を具体化した回路図である。

図３は、本発明の別の実施例のブロック図である。

図４は、図３の回路の動作を理解するのに有効な多くの波形を示している。

実施例の説明 図１のブロック図は、本発明の主な特徴を示している。この一般的な実施例では 、バーナーｌＯは、本発明の思想に従）て構成された回路によりモニタされる所 定の状態を表す火炎１１を発生する。セッサ１２は、バーナー１０に対して並置 されているので、電路１６におけるセンサ出力は、火炎の有無にしたがって変化 する。ここでは、セッサＩ２は、火炎＋１が存在する場合火炎が占める空間内に 直接的にフレーム・口１ド１３が配置されるようなフレーム・ロブド形のものと して示されている。ＡＣ電圧は端子１４に一定に供給される。キャパシタ２４は 、火炎が検出される感度を低減しないよう、検出器２０およびそれに伴なう電１ １ｔ１５からＡＣ電圧源に直流が流れるのを阻止する。

火炎が存在する場合、フレーム・ロッド１１とバーナーｌＯの組合された電気的 特性は、ロッド１１とバーナー１０間の点線で接続されて示された抵抗２７とダ イオード２８により表わされる。端子１４におけるアース電位を超えるＡＣ電圧 の成分は、火炎が存在している場合ロッド１３とバーナーｌＯの整流器作用によ り大幅に低減されることは明白であろう。火炎が存在する場合、アース電位より 低い成分はわずかに減衰するものの、一般的には、火炎により抵抗２５．２６に 負の電流が流れ、この電流はセンサ信号として電路１６に生じる。キャパシタ２ ９は、フレーム・ロッド１３の整流器作用により生じた火炎信号をフィルタする 。熱論、火炎が存在しない場合には、ＡＣ電流の両極性とも抵抗２５に流れ、多 くはフィルタ・キャパシタ２９によりグランドに導通する。したがって、いずれ の極性の電流もほとんど電路１６には現れない。本実施例では、火炎が存在する 場合センサ１２が電路１６に供給する公称電圧は約−１００ｍｖである。電路＋ ６の無火炎電圧は−１０ｍｖである。センサス２の電流は、実質的に電路１６の 電圧に比例している。したがって、センサ１２１１．その出力電流の大きさが火 炎の有無に応じて上下する（本実施例では負の大小）可変電流源から成っている と考えられる。

図示のようなセンサにより生じた電圧の変化は非常に小さいので、この電圧の存 在を精密に検知しかつそれをバーナーの制御回路により使用し得るレベルに変換 するため、図１．　２．　３に示すような特別な検出回路２０を設けなければな らない。熱論、別の種類のセンサを使用することもできるが、どんな電源が使用 されるかは、使用される多くのｆｌＩｌのセンサ１２と互換性があるように選択 しなければならない。

検出＠２０は、電路１６のセンサ信号を受信し、出力路２１に状態信号を供給す る。この状１信号は図１では火炎信号として示されている。検出器２０は、ある 端子に電力を供給する別のＤｃ１１１源】５により付勢される回路を有している 。

その１１源の電圧は、共通（グランド）電圧レベルから電路＋６の信号の電位と は反対方向の極性である。すなわち、センサ１２が電路１６に信号を供給し、そ の電位が共通（グランド）１１位に関して負の場合、検出器２０は、一端子がグ ランドに接続されている電源１５の＋および一端子の間に供給される電力で動作 するような設計でなければならない。検出器２０として可能な構造はいくつもあ るが、図２および図３にその内の２つが示されている。検出ｉ！！２０は十電圧 およびグランド間で動作するが、センサ１２から負の電圧を供給されなければな らないように検出器２０を設計するのは容易である。したがって、検出器２０は 、その回路内でセンサ１２により供給される正電圧の漏れを処理することは全く あり得ず、また検出器２０に負電圧源がないので、負電圧の漏れはあり得ない。

図示のように設計されたセ／す１２において、図１に示したような極性であると 仮定すると、負の電圧または電流のレベルが火炎の存在を表示するのに用いられ る。これにより、検出器２０は、所定の状態が存在するかのように見せる内部故 障に対する耐性を持つことができる。図１の装置において、検出器２０は電路１ ６の信号電圧または電流のレベルをモニタし、ある所定のレベルよりもさらに負 の場合には、電路２Ｉに火炎信号を発生する。

図２は、所定の状態の存在を示すセッサ信号のレベルを検出する別の検出器回路 を示している。この回路は、図１に関して説明した一般的な原理にしたがって、 ある極性の範囲にあるセンサ信号のレベルを測定するため、電圧範囲を規定する 電位における供給端子から得られた電力で動作する構成素子を使用している。セ ンサ１２は、前述したように他の種類のものを使用してもよいが、図１に示した ものと同じセッサであると仮定する。センサ電圧は、グランドまたは共通端子か ら抵抗３３および電路Ｉ６を介してセンサＩ２に流れるセンサＩＩ流により、抵 抗３３に生じる。検出器２０は＋５ｖの電圧源とθＶすなわちグラノド電位との 間で動作する。

図２の回路は増幅器４２を含んでおり、この増＠ＷＩ４２は、増幅器４２にその 動作電圧を与える２つの電位により規定される電圧範囲以外の電圧を検出および 増幅することができるような構造で接続している。増幅器４２は、その入力端子 における信号電圧にヒステリ／ス領域をほとんど持たない種類のものである。増 幅器４２は、商業的に一般的に設計されたモデルＬＭ１５８Ａであることが望ま しく、これはナショナル・セミフノダクタ・コーポレー／宴ンおよびモトローラ のような半導体製造業により市販されている。また、これら演算増幅器の１つが 増幅器として作用している＃Ａ合、これは線形領域で動作していることは、この 技術に精通している者にとって明白であろう。なお、非常に高い電圧増幅が行な われるので、この線形領域は入力側ではほんの数ミリボルトの幅にすぎない。

動作電力は、電源１５で示した＋５ｖ端子とグランド電位との間の増幅器４２の 電源端子３８．３９に供給される。増幅器４２の出方端子は、抵抗４３を介して 増幅器４２の一入力端子に接続している。手中パンタ４４は、増幅器４２の動作 を安定化するよう抵抗４３に並列に配置されている。また、増幅８４２の一入力 端子は、抵抗３４を介して信号路１６に接続している。抵抗３４と４３の抵抗値 の比は後述するように本発明のこの実施例の動作に関して重要な要素である。

増幅器４２の手入力端子３７はグランド電位源に接続している。

増幅器４２の出力端子は、抵抗４ｏを介して比較器４５の十人カ端子に接続して いる。比較器４５は増幅器４２と同じ回路である。電圧比較器４５として使用さ れる増幅器は、その出力電圧が中間値を有している線形応答モードではなく、出 力電圧が、設計および電源電圧により決まる一方または他方の極値に駆動される ように構成されている。（高利得増幅器は、＋および一人カ端子における電圧の 揺れが線形領域よりも大きい比較器として動作することは周知である。）キャパ シタ４１は、比較器４５の十入力をグランド電位に接続し、抵抗４ｏとともに増 幅器４２の出力端子により供給される信号から最も顕著な６０ｈｚのノイズを除 去するローパス・フィルタを構成している。＋５ｖの電源とグランド電位の間に 接続した抵抗４７．４８から成る分圧器は、比較器４５の一人カ端子に１■の閾 値電圧を供給する。本実施例では、この閾値は、火炎が存在することを示す電路 １６におけるＯｖを超える公称電圧成分の１０倍の正電圧である。したがって、 火炎の存在を確実に示している電路Ｊ６の最大正電圧が一１００ｍｖである状況 では、分圧器により供給される比較″ａ４５の一入力端子の電圧は、図示のよう に＋Ｉｖに設定される。比較器４５は、増幅器４２と同じ電源から同じ動作電力 を受ける。比較器４５の出力端子は、電路２１に状惰信号すなわち火炎信号を供 給する。プルダウン抵抗５０は、比較１１４５の出力端子をグラノド電位に接続 し、状態信号が存在しない場合、電路２Ｉの電圧をＯｖに保持する。

動作において、増幅器４２は、図２の回路の１要なセンサ信号検出作用を行なう 。増幅器４２を形成している演算増幅器の動作を理解している人ならば、増幅器 ４２の出力端子は抵抗４３を介して一入力端子３６に接続し、かつ手入力端子３ ７はグランド電位に１１続しているので、−入力端子３６の電圧はいわゆる「仮 想グランド電位」に一定に保持されていることが理解できよう。このことは、− 入力端子３６の電圧が十入力端子３７１１！圧よりもわずか数ミリボルト低下し た場合でも、出力端子の電圧は、増幅器４２の増幅作用のため上昇することを意 味している。これにより、増幅ｔｌ＋２の出力電圧は、その−入力端子３６上の その端子の電圧を低下させようとする信号の反対となる。同様に、−入力端子３ ６の電圧が、手入力端子３７におけるグランド電圧よりも数ミリボルトでも上昇 した場合には、出力端子電圧はＯｖに駆動され、−入力端子３６の電圧がＱｖを 越えて上昇しない。

ＬＭＩ５８Ａのような演算増幅器は非常に高い入力イノビーダンスを有している ことは周知である。したがって、出力端子から抵抗４３に流れている電流のほと んどは、抵抗３３が非常に高い値であるとすると、抵抗３４を介して１４路＋６ に流れる。そのため、抵抗３４．４３は分圧器を形成している。この分圧器の中 央端子は、増幅器４２の動作によりＯｖに保持されている一入力端子である。電 路１６の電圧は、前述したようにセッサ１２により独立的に制御される。したが って、増幅器４２により出力端子に生じた電圧は、電路１６の電圧により決定さ れるように、抵抗３４．’４３から成る分圧器の必要条件を満たす値であること は明白である。すなわち、増幅器４２の一入力端子へおよび一入力端子からの電 流は問題にならないので、抵抗３４．４３の電流は等しく、したがって、増幅器 ４２の出力端子の電圧は、電路１６の電圧とは逆符号で抵抗４３の抵抗値対抵抗 ３４の抵抗値の比に比例した大きさを有する。

本実施例では、抵抗４３の値は抵抗３４の値の１０倍で、実際の値はそれぞれｌ メグオームと１００キロオームである。これら抵抗値の場合、■、□＝−ＩＱ■ ＋、である。こごにＶ、、、とｖｌ、は増幅器４２の出力端子の電圧と電路１６ の電圧である。電路１６の電圧が一１００ｍｖの場合、それに対応する出力端子 の電圧は＋１ｖである。１＠路Ｉ６の電圧が−１０ｍｖの場合、増幅器４２の出 力端子の電圧は＋〇、１ｖである。熱論、出力端子の電圧は、０および＋５ｖの ２つの動作電圧電位により規定される電圧範囲から離れることはできない。

火炎からの放射がセンサ１２に入射する時に生じる電路１６の電圧が＝Ｉ００〜 −３００ｍｖの範囲にあるならば、増幅器４２の出力端子におけるそれに対応す る電圧は＋１〜＋３ｖの範囲にある。ポイント３２の電圧が、−１００ｍｖとＯ ｖの間にある場合（火炎がないことを示している）、増幅器４２の出力端子の電 圧はＩｖとＯｖの間にある。増幅器４２の出力電圧がどんな電圧でも、この信号 は、キャパシタ４１と抵抗４０によりフィルタされ、比較器４５の手入力端子に 供給される信号における高周波ノイズの大半を除去する。この回路の本実施例で は、抵抗４０の値は１００キロオームで、かつキャパシタ４１の値は０．００＋ ｕｒｄである。これら値は、高周波ノイズの大半を除去すると同時に、信号の電 圧の減衰を阻止する。

一１００ｍｖが、所定の状態に関してポイント３２における電圧範囲を規定する 際に選択された値とすると、比較器４５の一入力端子に要する閾値はｌｖである 。これは、抵抗４７．４８の値をそれぞれ４０（１−（７オームおよび１００キ ロオームに設定することにより与えられる。しかし、この方法で基準電圧を発生 すると、いくらかの不正確さが生じ、むしろ、このために特に設計された電圧標 準回路を用いることが望ましい。前述したように、図２の検出器２０は、＋５ｖ の電源を用いることにより、１００ｍｖを超える電圧と、それ以下の電圧および 検出器２０にＤＣ電力を供給する２つの端子における電位により与えられる電圧 範囲以外の電圧とを識別することができる。

演算増幅器に精通した人ならば、比較器４５が非反転形式で動作することは明白 であろう。手入力端子における電圧が＋Ｉｖを紹える場合、出力電圧は＋５ｖの 比較的高い動作電圧に近い。前述したように、比較器４５は、線形領域では動作 していないので、これはその機能において増幅器４２の動作とは異なる。しかし 、ＬＭＩ５８Ａは二重増幅器パッケージで市販されているので、比較１１１４５ としてこのディバイスを使用すると便利である。

図３に示された別の検出器回路２０は、本発明の市販し得る実施例として形成さ れている。図３の回路の動作を理解するため図４の波形を参照する。図４の各波 形の符号は、図３の回路の同様の符号の隣りの信号路の電圧に対応している。

また、図４の波形の時間目盛はミリ秒で表され、この時間目盛のほとんどの部分 は、ジグザグ・マークを挿入した様々なポイントにおいて省略されている。した がって、これを読み取るには、これら省略に留意しなければならない。図３の回 路を説明する際、図４の様々な波形を参照して、波形における対象の様々な特徴 を示すのに速記表示法が使用される。この表示法では、波形の表示たとえばＶ。

の後に、図４の上部にある時間目盛の参照符が付けられる。たとえば、時間目盛 の約２ｍｓ　ｅｃにおけるＯｖから一部、へのＶ、の変化は、Ｖ、２として示す 。

図３の回路において、センサ１２は図１に示したセンサと同じ信号を供給すると 仮定する。前述したように本実施例では、センサＩ２は、比較的低いレベルの出 力電圧、たとえば火炎が存在する場合的−０，５μｓｍｐまたはさらに負の電流 に対して約−１００ｍｖ　〜−５０ｍｖ、また火炎がない場合−０，１ｔ１ａｍ ｐ〜Ｏｕａｍｐに対し約−１０ｍｖ〜Ｏｍｖを供給する。

図３の検出器回路２０は、２つの部分、すなわちディジタイザとカウンタ／テス タから成っている。ディジタイザ部分は、センサ１２への電流レベルに比例した 速度で論理０から論理Ｈこ出力信号を遷移する。カウンタ／テスタは、所定の期 間にわたってこれら遷移を計数し、かつセンサ１２の電流が所定の値を超えるか どうかを検出する。

先ず、ディジタイザについて考察すると、抵抗６２は、センサ１２により電路１ ６に供給される電圧Ｖ、をキャパシタ６５の信号端子６６に接続する。キャパシ タ５５の電圧Ｖ、は、比較器５６の一入力端子に供給される。比較器５６の一入 力端子のインピーダンスは非常に高いので、キャパシタ５５の電圧は、比較器５ ６により影響されない。比較器５６は、正電圧とグラノド電位の間に生じた電位 により付勢される。図において、十電源端子５９は、＋５ｖの電源端子１５によ り示された電源に接続している。比較器５６の十入力端子と一電源端子は両方と もグランド電位に接続している。この接続に関し、比較ｌ１１５６の出力電圧ｖ ｆは、比較器の一入力端子の電圧がｏｖまたはそれ以上の場合、グラノド電位す なわちＯｖに非常に近接し、比較器の一入力端子の電圧がグランド電圧未満の場 合、グランド電位よりかなり正の値たとえば＋ＶＬ（論理りであることは明白で ある。比較器５６は、入力端子に供給される電圧に対してヒステリシス領域を有 するものであることが望ましく、＋および一入力端子の電圧間の差が約１０ｍｖ を超えるまで、出力電圧は変化しない。

比較器５６からの出力信号は、Ｄフリップフロップ６フのデータ（Ｄ＞入力に供 給される。ディジタル信号を使用しているかまたは発生する図３の回路の他の全 ての装置同様、比較器５６とフリ１プフロブブ６７は、プールすなわち論理０を 表すＯｖと、論理１を表す＋ｖＬを使用すると仮定する。ＣＬに（クロック）入 力において論理０から論理ｌへの遷移がある時、Ｄ入力の論理値をＱ出力に転送 するＤフリ１ブフロツプ回路は、論理回路設計に関する当業者には周知の回路で ある。ＤフリップフロップのＱ出力は、ＣＬＫ入力において論理０から論理ｌへ の遷移が生じた時だけ変化される。フリップフロップ６７のＱ出力は、図４の波 形Ｖ、で示される。フリ１ブフロブプ６７のＣＬＫ入力は！ｏｏμｓｅｃクロッ ク・モジュール５１により供給され、クロ１り・モジュールは、論理０および論 理ｌの電圧レベルの交流５０μｓｅｃ期間を有するクロ１り信号を供給する。

図３は、クロック・モジュール５１の出力路においてこの１００Ｂｓｅｃサイク ル時間のクロック信号を示し、図４は１００μｓｅｅクロ１り信号を波形Ｖ、と じて示している。クロック・モジュール５１の出力は１　ｍ　ｓ　ｅ　ｃ当り１ ０個の完全サイクルを有しているで、各遷移の詳細は、図４に示した目盛の波形 Ｖ、には表すことができない。

クロック・モジュール５１の出力は、１００μｓｅｃよりかなり低いどんな値で も可能であるが、本実施例では１μｓｅｃの値を有している遅延回路６３に供給 される。したがって、遅延回路６３は、ｌμｓｅｃだけ遅延したクロック・モジ ュール５１の出力をＡＮＤゲート６８の１人力に供給する。ＡＮＤゲート６８は 、フリップフロ１ブロアからのＱ出力を第２人力において受信する。このように 、クロック・モジュール５Ｉの出力が論理０から論理ｌに変化しかつフリップフ ロップ６７のＱ出力が論理ｌである時に、ＡＮＤゲート６８の出力に、同じょう な論理０から論理ｌへの変化があることがわかる。

キャパシタ５５は、電源１５から抵抗５８を介してキャパシタ５５に流れる電流 により周期的にチャージされ、この電流はアナログ・スイッチ５３により制御さ れる。スイッチ５３の開閉は、ＥＮＡＢＬＥ入力における論理信号により制御さ れ、論理Ｏはスイッチ５３を開放し、論理Ｉは閉鎖する。

ＡＮＤゲート６８の出力は、ディジタイザの出力信号を形成し、かつカウンタ／ テスタの一部を形成しているカウンタ６０のＩＮｃＲ（インクリメント）入力に 供給される。論理０から論理璽への遷移がカウンタ６０のＩＮＣＲ入力に生じた 時、内部に記憶されたディジタル計数値は！だけ増加する。カウンタ６０のこの ディジタル計数値は、ディジタル値（アナログ電圧とは異なる）比較器６１のＤ ＡＴＡ入力に出力される。電路７０．７１における比較器６１の通常の出力は論 理０である。比較８６１は、論理０から論理１への遷移がＥＮＡＢＬＥ入力に生 じた時、カウンタ６０により供給されたディジタル値をテストする。本実施例で は、論理０からｌへの遷移がＥＮＡＢＬＥ入力に生じた時、カウンタ６０の値が ３２よりも大きいかまたは等しいならば、短い論理１パルスが、Ｓ−Ｒフリツブ フロップ６５のＳ（セット）入力に電路７１を介して供給され、電路７０の論理 ０信号はそのＲ（リセット）入力に供給され続ける。電路７１における比較器６ １の出力信号は、図４の波形ｖｌで示されている。ＥＮＡＢＬＥ入力が論理ｌ信 号を受信した時、カウンタ６０の値が３２未満ならば、電路７１を介してフリッ プフロップ６５のＳ入力に供給される論理０信号は保持され、論理！パルスが電 路７０を介してフリツプフロツプ６５のＲ入力に供給される。電路７０における 電圧の波形は、図４のＶ、で示されている。フリツプフロツプ６５の１出力は電 路２１に供給される火炎信号を形成し、これは図４の波形Ｖ、で示されている。

１００ｍ５ｅｃのクロ７り・モノｘ　−ｋ　５２は、比較１１６１のＥＮＡＢＬ Ｅ入力に平衡方形波（波形ｖ、）を供給する。波形■、は５０ｍ５ｅｃの論理ｌ および論理０の交番電圧レベルから構成される。クロック・モジュール５２の出 力はカウンタ６０のＣＬＲ（クリヤ）入力に供給され、それによりカウンタ６０ の内部計数値は０にリセットされる。ＣＬＲ入力は、クロック信号パルスを数マ イクロ秒遅延する遅延回路６４を介して供給されるので、比較器６１はカウンタ ６０に含まれている値がクリヤされる前にそれをテストすることができる。

本実施例では、図３に示された実際のノ・−ドウエア素子は専用マイクロ回路で 構成されている。また、クロ１り・モジュール５１．５２、カウンタ６０、比較 １ｉ６１、遅延回路６３，６４、フリ１ブフロノプ６７．６５の図３に示された 機能を、比較器５６の出力を受信する適切にプログラムされたマイクロプロセッ サにより具体化することもできる。このような具体例は、現在提供されてはいな いが本発明の思想の節囲内である。また、このような具体例では、マイクロプロ セッサとプログラム格納素子は、実質的にこれら各回路素子と物理的に等価であ ると考えられ、それらの各機能は関連する命令の実行により呼び出される。

図３の回路において、検出１２０のディジタイザ部分は、センサ１２により発生 された電流を検出する。抵抗６２を介したセンサ１２への負の電流レベルは、キ ャパシタ５５が放電される速度、より正確には、キャパシタ５５における端子６ ６の電圧（波ＩＦ５Ｖ＆）がやや正になる速度を制御する。キャｉ４ンタ５５は 、端子６６の電圧がＯｖ未満に低下した時には、アナログ・スイッチ５３と電流 制限抵抗５８の動作により、端子６６に一層正の電圧をチャージする。スイッチ ５３は、論理ｌがそのイネーブル入力に存在した時に導通し、そうでない場合に は導通しない。電［１５により示された＋５ｖ端子により供給された電流は、以 下に示したように動作するＤフリ１プフロフブ６７の制御の下で、キヤ／スシタ ５５に流れる。比較器５６の一入力端子における電圧が約−５０ｍｖ〜−１０ｍ ｖの負方向のスイッチング・ポイント未満に低下した場合に、比較器５６に関し て、図４に示すように先ずＶ、２からその後Ｖ、２０３まで約半ｍ５ｅｃ毎に、 比較器５６はフリ１ブフロフブ６７のＤ入力に論理１パルスを供給する。これら 論理ｌパルスは、１００μｓｅｃより狭い正方向のスパイクと同様にＶ、・２に おいて開始する。このスパイクのリーディング・エツジは、Ｖ、がＯｖ未満に低 下する瞬間に一致している。

クロック・モジコール５Ｉの論理０から論理ｌへの各遷移において、Ｄ入力にお ける論理ｌまたは論理０の値はフリップフロップ６７のＱ出力に転送される。

フリ１ブフロツプ６７がセットされる時、フリップフロップ６７のＱ出力端子に おける論理ｌは、スイッチ５３を導通させる。電流は、抵抗５８を介してヰヤ／ ずンタ５５にすぐさま流れ始め、ｖｈは一層正になる。波形■、の電圧が、代表 的にはＯｖに非常に近い比較！！５６の正方向のスイッチイング値を超えて上昇 する時（通常、数ｌＯμｓｅｃかかる）、■、は再び論理０電圧に低下する。１ ００μｓｅｃ毎の論理０から論理ｌへのクロック５１の遷移が生しるたびに、０ 人力における論理値はフリ７ブフロ、プロアのＱ出力に転送される。キャパシタ ５５への１００μｓｅｃの電流が、比較器５６の出力を論理０に変化するようポ イント６６の電圧Ｖ、を上げるのに十分であるならば、フリップフロップ６７は クロック・モジュール５１の出力の次の０から１への遷移によりクリヤされる。

ある環境では、センサ電流が特に大きい場合グラノド電位を超える電圧までキャ パシタ５５をチャージするには、２またはそれ以上のクロック・モジュール５】 のサイクルがかかる。抵抗５８は、火炎が存在する場合、センサ１２によりキャ パシタ５５から流れる電流の速さの５〜５０倍で＠源１５からキャパシタ５５に 電流が流れるように選択される。

本実施例では、抵抗５８は、スイッチ５３が閉じている場合、２５μｓｍｐの電 流が流れるよう選択されている。１００ｍ５ｅｃ期間に１０００個の１００μｓ ｅｃの期間が存在するので、スイッチ５３が閉じている１００ｍ１００ｍ５ｅｃ ！の間に、１００μｓｅｃ期間の数を計数することにより、抵抗６２を介してセ ンサ１２に流れる平均１＠流を非常に正確に測定することができる。たとえば、 １００ｍ５ｅｃ中に３２個の計数が検出された場合、電源１５からキャパシタ５ ５への平均電流は、（３２／＋０００）Ｘ２５μｓｍｐすなわち８μｓｍｐであ る。実際、これが、火炎の存在を認識するのに本実施例において使用される電流 基準でクロック・モジコール５１の論理０から論理１への遷移の後、遅延回路６ ３により生じた遅延に続いて、フリップフロップ６７のＱ出力が論理Ｉレベルを 有しているならば、ＡＮＤゲート６８は、カウンタ６０に論理０から論理１への 遷移を供給する。これにより、カウンタ６０の内部記憶ディジタル値はｌだけイ ンクリメントする。図４に示すように、たとえば各ｍ５ｅｃに約２〜３個の遷移 が波形■、に生じるので、強い火炎電流が２ｍ５ｅｃと２０４ｍ５ｅｃとの間に 生じ、カウンタ６０にレノスタされた計数は、２００〜３００の範囲に及ぶ。し たがつて、計数は、図４の１００と２００ｍ５ｅｃポイントの終りに３２を大幅 に超え、かつクロック・モジコール５２からの論理Ｏから論理１への各遷移が生 じた時、比較器６１はＥＮＡＢＬＥ遷移を受信し、電路７１にパルスを発生する 。したがって、Ｏｍｓ　ｅ　ｃにおいてフリップ７０１プロ５がクリヤ状態であ ったならば、１００ｍ５ｅｃにおいてそのｌ出力は論理０から論理ｌに変化する 。このプロセスは、１００ｍ５ｅ（と２００ｍ５ｅｃの間で繰返され、波形Ｖ、 は２００ｍ５ｅｃにおいて変化しない。

各１００ｍ５ｅｃ期間の終りにおいて、カウンタ６０は、１００ｍ５ｅｃ期間中 におけるスイッチ５３が閉じていた１００μｓｅｃ期間の数を含む。したがって 、カウンタ６０は、各１００ｍ５ｅｃ期間において比較！！！５６が論理１であ る合計時間を累積する合計装置の一部を成している。この時間は、１００ｍ５ｅ ｃ期間における各１００μｓｅｃの長さの１０００個の期間の一部としてカウン タ６０において累積される。本実施例において、この部分が３１／１０００より 大きい場合には、火炎信号が電路２１に供給される。

この回路の動作についてさらに説明すると、電路１６におけるセンサ信号、すな わち波形Ｖ、は、２０３ｍ５ｅｃにおけるーＶ、から２０５ｍ５ｅｃにおけるほ ぼＯｖへの変化を示しており、これは火炎が消えたことを表している。したがっ て、波形Ｖ、は、実際には実質的にもつとゆるやかな変化ではあるが、数百ｍ５ ｅｃにわたって生じる比較的速い変化を示している。波形Ｖ、で示すようなセン サ信号の電圧が実際にはどんな形状であっても、それが一層負になる時、キャパ シタ５５はそんなには速くなく放電するので、その電圧はもつとゆっくりＯｖに 到達する。したがって、フリップフロップ６７からのＱ出力の論理０から論理１ への連続する遷移間の期間はもつと長くなり、カウンタ６０のＩＮＣＲ入力に供 給される論理０から論理１への遷移に関して同じことが言える。実際には、時間 ２０４ｍ５ｅｃ後、波形Ｖ、とＶ、の各遷移間の時間は約６ｍ５ｅｃである。

これら遷移は、火炎が消えた後でもフレーム・ロッド・センサにおけるわずかな 電流漏れのため生しる。

したがって、波形ｖ、において、時間２００ｍ５ｅｃと２０４ｍ５ｅｃの間に約 １０パルスが、時間２０４ｍ５ｅｃと３００ｍ５ｅｃの間に約１６）＜ルスで合 計２６のパルスがある。これは３２未満であるので、３００ｍ５ｅｃにおいて比 較器６１へのＥＮＡＢＬＥ信号は、波形Ｖ、に示すように電路７０にノｆルスを 発生させ、フリップフロップ６５をクリヤして、ｖ、ａｏｏにおいて電路２１の 火炎信号で火が消えた状態を示している。

比較器６１の計数値は、電路１６から送られる火炎電流が平均して−０，８０μ ｓｍｐを超える場合には火炎の存在を示しているように選択しなければならない 。この−０，８０μｓｍｐは、火が消えた状態を検出する際、絶対的な安全性を 確保するのに十分余裕がある許容電流レベルである。比較器６１が使用する基準 としての３２の表示計数値は、抵抗５８と電源１５の電圧に関して選択される値 により決まる。これらパラメータが他の値ならば、熱論、計数値も変わる。本発 明の他の用途では、特定の用途の実験または分析により決められる別の計数ノ４ ラメータが必要である。

国際調査報告　ｎｒＴ／Ｉｌｅ　Ｑ５／ｎｏ１？

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １所定のレベルを有する状態信号を供給することにより所定の状態の存在を知ら せる装置において、 ａ）電源端子（１４）を有し、所定の状態の存在と、電源端子（１４）における 動作電力の存在とにだけ応じて、共通電圧レベルから第１方向に偏倚した所定の 信号電圧範囲内のセンサ信号を供給するセンサ（１２）と、ｂ）センサの電源端 子に動作電力を供給する第１電源と、ｃ）電源端子（１５）を有し、センサ信号 を受信し、所定の信号電圧範囲内にあるセンサ（１２）の信号レベルの存在と、 所定の信号電圧範囲の偏倚方向から共通電圧レベルに関して反対の方向に偏倚し た所定の電源電圧範囲内の検出器（２０）の電源端子（１５）における動作電力 の存在とにだけ応じて、所定のレベルの状態信号を供給する検出器（２０）と、 ｄ）検出器の電源端子に所定の電源電圧範囲内の動作電力を供給する第２電源（ １５）と、から成ることを特徴とする装置。 ２請求項１記載の装置において、検出器（２０）は、入力端子においてセンサ（ １２）信号を受信しかっ出力端子においてセンサ信号の極性とは逆の極性を有す る反転センサ信号を供給するインバータ（４２）と、所定の電圧レベルと交差す る反転センサ信号に応じて所定のレベルを有する状態信号を供給するクロスオー バ検出器（４５）とを有していることを特徴とする装置。 ３請求項２記載の装置において、インバータ（４２）とクロオーバ検出器（４５ ）は、第１および第２電源端子（３８，３９，＋，−）をそれぞれ有している第 １および第２差動増幅器（４２，４５）を有し、第１差動増幅器（４２）は、電 源端子（３９）の電圧と交差する入力信号電圧に応じて出力信号が変化する種類 のものであることを特徴とする装置。 ４請求項３記載の装置において、センサは、ＤＣ電源と、所定の状態が存在する 場合所定の信号電圧範囲内の電圧を生じる装置とを有し、第１差動増幅器（４２ ）は、第１および第２人力端子（＋，−）と出力端子を有し、かつインバータ（ ４５）は、第１差動増幅器（４２）の出力と第２人力端子を接続する第１抵抗（ ４３）と、第１抵抗（４３）の抵抗値よりかなり小さくかっセンサ（１２）の信 号電流を第１差動増幅器（４２）の第２端子（−）に接続する抵抗値を有する第 ２抵抗（３４）と、第１差動増幅器（４２）の第１端子（＋）を共通電圧源（グ ランド）に接続する導線（３７）とを有することを特徴とする装置。 ５請求項４記載の装置において、第２差動増幅器（４５）は、第１および第２人 力端子（＋，−）と出力端子を有し、かつクロスオーバ検出器は、第１差動増幅 器（４２）の出力端子と第２差動増幅器（４５）の第１人力端子（＋）との間の 接続部分（４０）と、所定の電源電圧範囲にある基準電圧源（１５，４７，４８ ）と、第２差動増幅器（４２）の第２端子（−）を基準電圧源に接続する導線と を含んでいることを特徴とする装置。 ６請求項１記載の装置において、検出器は、ａ）第１および第２端子を有し、第 １端子により共通電圧源（グランド）に接続してその第２端子においてセンサ信 号を受信するキャバシタ（５５）と、ｂ）共通電圧源（グランド）とキャバシタ （５５）の第２端子にそれぞれ接続した第１および第２人力端子（＋，−）と、 第２電源（１５）からの動作電力を受信する電源端子（５９）と、第２人力端子 （−）の電圧が信号電圧範囲内の場合第２レベルを、そうでない場合には第１レ ベルを有する出力信号を供給する出力端子とを有している電圧比較器（５６）と 、ｃ）比較器（５６）の出力を受信するよう接続し、比較器（５６）の出力信号 の第２レベルに応じて所定の電源電圧範囲内のＤＣ電圧を、あらかじめ選択され た時間キャバシタ（５５）の第２端子に供給するチャージ回路装置（５３，６７ ）と、 から成り、上記ＤＣ電力およ上記あらかじめ選択された時間は、キャバシタ（５ ５）の電圧が所定の電源電圧範囲に到達するのに十分であることを特徴とする装 置。 ７請求項６記載の装置において、比較器（５６）の出力信号を受信し、かつ比較 器（５６）の出力信号の第２レベルが存在する時間を累積し、かっあらかじめ選 択された時間の少なくともあらかじめ選択されたわずかな時間の間比較器（５６ ）の出力信号の第２電圧レベルの存在に応じて、所定のレベルの状態信号を供給 する合計装置（６０，６７，６８）をさらに含んでいることを特徴とする装置。 ８請求項７記載の装置において、センサ（１２）は、所定の状態の有無にそれぞ れ応じて出力電流の大きさが増減する電流源（１１，１３）を含んでいることを 特徴とする装置。 ９請求項１記載の装置において、センサ（１２）は、所定の状態の有無にそれぞ れ応じて出力電流の大きさが増減する電流源を含んでいることを特徴とする装置 。 １０請求項１記載の装置において、検出器は、ａ）センサ信号を受信し、共通電 圧レベルからのセンサ信号の偏差を表している間隔を有する一連のバルスを供給 するディジタイザ装置（５１，５３，５５，５６，６３，６７，６８）と、 ｂ）ディジタイザ装置からの一連のバルスを受信し、所定の期間内のバルスの数 を計数しかっバルスのこの数を符号化する信号を発生するカウンタ装置（６０） と、 を含んでいることを特徴とする装置。 １１請求項１０記載の装置において、カウンタ装置の出力を受信し、カウンタ装 置の信号において符号化されたバルスの数に応じて、所定の値を超えた状態信号 を供給するディジタル値比較器装置（６１）をさらに含んでいることを特徴とす る装置。 １２請求項１０記載の装置において、デイジタイザ装置は、ａ）第１端子におい てセンサ信号を受信しかつ第２端子において共通電圧レベル源に接続したキャバ シタ（５５）と、 ｂ）キヤパシタの第１端子に接続した第１入力端子（−）と共通電圧源（グラン ド）に接続した第２端子（＋）とを有し、第１入力端子の電圧が、電源電圧レベ ルから離れる方向に第２人力端子の電圧と最後に交差した場合第１値を、そうで ない場合には第２値を有する論理出力信号を供給する電圧比較器（５６）と、ｃ ）比較器（５６）の論理出力信号を受信し、電圧比較器（５６）の信号がそれぞ れ第１または第２値を有している場合、所定のクロッキング時間その論理出力信 号が第１または第２値を有している状態に設定するフリップフロップ（６７）と 、 ｄ）検出器の電源端子（１５）に接続した第１電源端子と、電圧比較器（５６） の第１端子（−）に接続した第２電源端子と、フリツプフロップ（６７）の論理 出力信号を受信するイネーブル端子とを有し、フリップフロップの出力信号の第 １値に応じて第１および第２電源端子の間で導通するアナログ・スイッチ（５３ ）と、 から成り、センサ（１２）の信号は、検出器（２０）の電源端子（１５）の電圧 から離れる方向にキャバシタ（５５）の電圧を変化し、かつアナログ・スイッチ （５３）による導通は、検出器（２０）の電源端子（１５）の電圧に向かう方向 にキャバシタ（５５）の電圧を変化することを特徴とする装置。 １３請求項１２記載の装置において、ディジタイザ装置は、所定のクロック時間 のサイクル時間を有するクロック信号を供給するクロック・モジユール（５１） をきらに有し、フリップフロップ（６７）は、クロック信号を受信しかつ各サイ クル時間に１回出力信号の論理値を電圧比較器（５６）の論理値に設定すること を特徴とする装置。