JP3185145B2 - フェールセーフ状態検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、バーナー制御装置の一部を形成している電
子火炎検出回路として使用するのに特に適した信頼性の
高い信号検出回路に関する。本発明は、このような火炎
検出の用途に関連して説明されているが、他の用途に対
しても同様に使用できる。一般に、火炎検出回路は、物
理的に火炎近くに配置されたセンサ素子を含んでいる。
そのセンサ素子は、火炎が存在している場合には所定の
レベルすなわち所定の動作状態を、かつ火炎が存在しな
い場合には他のレベルすなわち他の動作状態を有するセ
ンサ信号を生じる。センサにより直接的に生じた信号
は、そのレベルにより、火炎が存在する場合火炎により
発生された紫外線または赤外線放射のレベルを表示する
か、または高熱の火炎ガスの存在を直接的に検出する。
代表的には、処理回路または検出回路は、通常アナログ
形式のセンサ信号を受信し、センサ信号に関する動作に
基づいてバーナー制御装置または他の装置により使用で
きる形態の信号に変換する。処理回路または検出回路
は、比較的火炎の近くに配置され、火炎センサに接続し
ている。

代表的な火炎センサにはフレーム・ロッドがある。こ
れは、火炎によって生じた電離粒子の固有能力を用い
て、火炎中に配置された導体間に電流を導通させる。こ
のような装置の実施例では、比較的小さい面積のフレー
ム・ロッド導体と比較的大きい面積のバーナー自身の２
つの導体が使用されている。面積の差は、フレーム・ロ
ッドとバーナーとの間に位置するAC電圧の導通に整流器
を生じる。バーナーは、フレーム・ロッドより比較的大
きいので、それらにより形成される整流器は負のDC電圧
を生じる。バーナーがフレーム・ロッドより物理的に小
さくてはいけない理論上の理由はないが、実際的には逆
になっているので、フレーム・ロッドにより生じた火炎
電流は、後述する説明において負として示されている。
しかし、本発明の原理は、正のセンサ信号にも同様に適
用できる。

火炎が存在しない時にはバーナーへの燃料の流入がす
ぐさま停止され、口火の場合には、燃料の流入が開始さ
れないということが非常に重要であるので、このような
センサと回路が、火炎の存在を検出するのに非常に高い
信頼性で動作することが重要である。実際には、検出回
路が、実際に火炎が存在するのに火炎が存在しないこと
を示しているならば、バーナーへの燃料流入は緊急に遮
断されてしまうので、無論、都合が悪い。しかし、この
ような状態は、安全性に関し重大な危険をもたらすこと
はない。

これまで、実際には火炎が存在しないのに存在するか
のように見せるあらゆる種類の故障に対して耐え得るセ
ンサおよび検出回路をもたらすため、様々な設計が用い
られてきた。いくつかの方法の１つに、冗長信号路また
は冗長素子がある。また、他の方法には、故障が生じた
後、すばやくセンサまたは回路の故障動作を識別するセ
ンサおよび検出回路またはその一方を頻繁に簡単にテス
トする方法がある。ある方法では、バーナーの始動シー
ケンスのたびに回路をテストしている。このようなテス
トは、たとえば、擬似センサ信号を回路に入力すること
により行なうことができる。

しかし、火炎検出回路におけるある種の故障は、セン
サが火炎の存在に応じて普通に発生する信号に非常によ
く似ている場合がある。このような状況は、たとえば、
検出器の回路板に通常存在する電圧が信号路に漏れ、そ
れが火炎の存在を示す信号レベルに類似している場合に
起きる可能性がある。頻繁にテストすることにより、こ
れら故障の多くを検出することができる。火炎の存在を
誤って表示させる可能性を完全に阻止することは難し
い。回路が火炎を検出しようとしている状況では、適切
に検出するには、たとえ１つの故障でも多すぎる。

したがって、火炎を示す実際のセンサ信号レベルに似
た漏れ電流の可能性を低減またはなくすことによって、
バーナー制御システムおよび他の安全性致命システムの
安全性を改善することができる。

発明の簡単な説明 検出回路における漏れ電流が火炎存在状態または他の
所定状態を示すセンサ信号に似ていることによって起き
るシステム動作の故障表示は、安全性の限界状態を示し
ている所定のレベルを有する信号を発生するセンサを用
いることにより、なくすかまたは実質的に低減すること
ができる。このレベルは、センサ信号を受信しかつ検査
する検出器回路を付勢するDC電力とは逆の極性である。

所定の状態の存在を知らせるこのような装置は、電源
からの電力を受ける電源端子を有するセンサを有してい
る。センサは、所定の状態の存在と、電源端子における
動作電力の存在とだけに応じて、共通電圧レベルから第
１方向に偏位した所定の信号電圧範囲内のセンサ信号を
発生する。代表的には、共通電圧源は0vまたはグランド
電位である。検出器回路は、その動作のための電力を受
ける電源端子も有している。検出器回路は、センサから
のセンサ信号を受信し、かつ所定の信号電圧範囲内にあ
るセンサ信号レベルと、所定の信号電圧範囲の偏倚方向
とは異なる第２方向に偏倚した所定の電源電圧範囲内に
おける検出器の電源端子の動作電力の存在とだけに応じ
て、所定のレベルの状態信号を発生する。第２電源は、
所定の電源電圧範囲内の動作電力を検出器の電源端子に
供給する。

２つの異なる実施例がある。第１実施例における検出
器は、それを作動する電源電圧によりそのエンド・ポイ
ントにおいて規定される電圧範囲以外の信号電圧を検出
することができる特別な作動増幅器を使用している。準
ディジタルの実施例の検出器は、検出器回路により周期
的にチャージされ、その後センサ信号により放電される
キャパシタを使用している。センサ信号がキャパシタを
放電する速度は、センサ信号のレベルを有している。こ
の速度は、センサ信号レベルを表しているディジタル値
を生じる計数処理により測定される。

したがって、本発明の１つの目的は、所定の状態の存
在を高い信頼性で表示することである。

本発明の他の目的は、所定の状態の存在に応じた出力
信号の極性が、状態の存在を知らせる状態信号の極性と
は逆であるセンサを提供することである。

図面の簡単な説明 図１は、本発明の概要を示したブロック図である。

図２は、本発明を具体化した回路図である。

図３は、本発明の別の実施例のブロック図である。

図４は、図３の回路の動作を理解するのに有効な多く
の波形を示している。

実施例の説明 図１のブロック図は、本発明の主な特徴を示してい
る。この一般的な実施例では、バーナー10は、本発明の
思想に従って構成された回路によりモニタされる所定の
状態を表す火炎11を発生する。センサ12は、バーナー10
に対して並置されているので、電路16におけるセンサ出
力は、火炎の有無にしたがって変化する。ここでは、セ
ンサ12は、火炎11が存在する場合火炎が占める空間内に
直接的にフレーム・ロッド13が配置されるようなフレー
ム・ロッド形のものとして示されている。AC電圧は端子
14に一定に供給される。キャパシタ24は、火炎が検出さ
れる感度を低減しないよう、検出器20およびそれに伴な
う電源15からAC電圧源に直流が流れるのを阻止する。

火炎が存在する場合、フレーム・ロッド11とバーナー
10の組合された電気的特性は、ロッド11とバーナー10間
の点線で接続されて示された抵抗27とダイオード28によ
り表わされる。端子14におけるアース電位を超えるAC電
圧の成分は、火炎が存在している場合ロッド13とバーナ
ー10の整流器作用により大幅に低減されることは明白で
あろう。火炎が存在する場合、アース電位より低い成分
はわずかに減衰するものの、一般的には、火炎により抵
抗25,26に負の電流が流れ、この電流はセンサ信号とし
て電路16に生じる。キャパシタ29は、フレーム・ロッド
13の整流器作用により生じた火炎信号をフィルタする。
無論、火炎が存在しない場合には、AC電流の両極性とも
抵抗25に流れ、多くはフィルタ・キャパシタ29によりグ
ランドに導通する。したがって、いずれの極性の電流も
ほとんど電路16には現れない。本実施例では、火炎が存
在する場合センサ12が電路16に供給する公称電圧は約−
100mvである。電路16の無火炎電圧は−10mvである。セ
ンサ12の電流は、実質的に電路16の電圧に比例してい
る。したがって、センサ12は、その出力電流の大きさが
火炎の有無に応じて上下する（本実施例では負の大小）
可変電流源から成っていると考えられている。

図示のようなセンサにより生じた電圧の変化は非常に
小さいので、この電圧の存在を精密に検知しかつそれを
バーナーの制御回路により使用し得るレベルに変換する
ため、図1,2,3に示すような特別な検出回路20を設けな
ければならない。無論、別の種類のセンサを使用するこ
ともできる、どんな電源が使用されるかは、使用される
多くの種類のセンサ12と互換性があるように選択しなけ
ればならない。

検出器20は、電路16のセンサ信号を受信し、出力路21
に状態信号を供給する。この状態信号は図１では火炎信
号として示されている。検出器20は、ある端子に電力を
供給する別のDC電源15により付勢される回路を有してい
る。その電源の電圧は、共通（グランド）電圧レベルか
ら電路16の信号の電位とは反対方向の極性である。すな
わち、センサ12が電路16に信号を供給し、その電位が共
通（グランド）電位に関して負の場合、検出器20は、−
端子がグランドに接続されていれ電源15の＋および−端
子の間に供給される電力で動作するような設計でなけれ
ばならない。検出器20として可能な構造はいくつもある
が、図２および図３にその内の２つが示されている。検
出器20は＋電圧およびグランド間で動作するが、センサ
12から負の電圧を供給されなければならないように検出
器20を設計するのは容易である。したがって、検出器20
は、その回路内でセンサ12により供給される正電圧の漏
れを処理することは全くあり得ず、また検出器20に負電
圧源がないので、負電圧の漏れはあり得ない図示のよう
に設計されたセンサ12において、図１に示したような極
性であると仮定すると、負の電圧または電流のレベルが
火炎の存在を表示するのに用いられる。これにより、検
出器20は、所定の状態が存在するかのように見せる内部
故障に対する耐性を持つことができる。図１の装置にお
いて、検出器20は電路16の信号電圧または電流のレベル
をモニタし、ある所定のレベルよりもさらに負の場合に
は、電路21に火炎信号を発生する。

図２は、所定の状態の存在を示すセンサ信号のレベル
を検出する別の検出器回路を示している。この回路は、
図１に関して説明した一般的な原理にしたがって、ある
極性の範囲にあるセンサ信号のレベルを測定するため、
電圧範囲を規定する電位における供給端子から得られた
電力で動作する構成要素を使用している。センサ12は、
前述したように他の種類のものを使用してもよいが、図
１の示したものと同じセンサであると仮定する。センサ
電圧は、グランドまたは共通端子から抵抗33および電路
16を介してセンサ12に流れるセンサ電流により、抵抗33
に生じる。検出器20は＋5vの電圧源と0vすなわちグラン
ド電位との間で動作する。

図２の回路は増幅器42を含んでおり、この増幅器42
は、増幅器42にその動作電圧を与える２つの電位により
規定される電圧範囲以外の電圧を検出および増幅するこ
とができるような構造で接続している。増幅器42は、そ
の入力端子における信号電圧にヒステリシス領域をほと
んど持たない種類のものである。増幅器42は、商業的に
一般的に設計されたモデルLM158Aであることが望まし
く、これはナショナル・セミコンダクタ・コーポレーシ
ョンおよびモトローラのような半導体製造業により市販
されている。また、これら演算増幅器の１つが増幅器と
して作用している場合、これは線形領域で動作している
ことは、この技術に精通している者にとって明白であろ
う。なお、非常に高い電圧増幅が行なわれるので、この
線形領域は入力側ではほんの数ミリボルトの幅にすぎな
い。

動作電力は、電源15で示した＋5v端子とグランド電位
との間の増幅器42の電源端子38,39に供給される。増幅
器42の出力端子は、抵抗43を介して増幅器42の−入力端
子に接続している。キャパシタ44は、増幅器42の動作を
安定化するよう抵抗43に並列に配置されている。また、
増幅器42の−入力端子は、抵抗34を介して信号路16に接
続している。抵抗34と43の抵抗値の比は後述するように
本発明のこの実施例の動作に関して重要な要素である。
増幅器42の＋入力端子37はグランド電位源に接続してい
る。

増幅器42の出力端子は、抵抗40を介して比較器45の＋
入力端子に接続している。比較器45は増幅器45と同じ回
路である。電圧比較器45として使用される増幅器は、そ
の出力電圧が中間値を有している線形応答モードではな
く、出力電圧が、設計および電源電圧により決まる一方
または他方の極値に駆動されるように構成されている。
（高利得増幅器は、＋および−入力端子における電圧の
揺れが線形領域よりも大きい比較器として動作すること
は周知である。）キャパシタ41は、比較器45の＋入力を
グランド電位に接続し、抵抗40とともに増幅器42の増幅
端子により供給される信号から最も顕著な60hzのノイズ
を除去するローパス・フィルタを構成している。＋5vの
電源とグランド電位の間に接続した抵抗47,48から成る
分圧器は、比較器45の−入力端子に1vの閾値電圧を供給
する。本実施例では、この閾値は、火炎が存在すること
を示す電路16における0vを超える公称電圧成分の10倍の
正電圧である。したがって、火炎の存在を確実に示して
いる電路16の最大正電圧が−100mvである状況では、分
圧器により供給される比較器45の−入力端子の電圧は、
図示のように＋1vに設定される。比較器45は、増幅器42
と同じ電源から同じ動作電力を受ける。比較器45の出力
端子は、電路21に状態信号すなわち火炎信号を供給す
る。プルダウン抵抗50は、比較器45の出力端子をグラン
ド電位に接続し、状態信号が存在しない場合、電路21の
電圧を0vに保持する。

動作において、増幅器42は、図２の回路の重要なセン
サ信号検出作用を行なう。増幅器42を形成している演算
増幅器の動作を理解している人ならば、増幅器42の出力
端子は抵抗43を介して−入力端子36に接続し、かつ＋入
力端子37はグランド電位に接続しているので、−入力端
子36の電圧はいわゆる「仮想グランド電位」に一定に保
持されていることが理解できよう。このことは、−入力
端子36の電圧が＋入力端子37電圧よりもわずか数ミリボ
ルト低下した場合でも、出力端子の電圧は、増幅器42の
増幅作用のため上昇することを意味している。これによ
り、増幅器42の出力電圧は、その−入力端子36上のその
端子の電圧を低下させようとする信号の反対となる。同
様に、−入力端子36の電圧が、＋入力端子37におけるグ
ランド電圧よりも数ミリボルトでも上昇した場合には、
出力端子電圧は0vに駆動され、−入力端子36の電圧が0v
を越えて上昇しない。

LM158Aのような演算増幅器は非常に高い入力インピー
ダンスを有していることは周知である。したがって、出
力端子から抵抗43に流れている電流のほとんどは、抵抗
33が非常に高い値であるとすると、抵抗34を介して電路
16に流れる。そのため、抵抗34、43は分圧器を形成して
いる。この分圧器の中央端子は、増幅器42の動作により
0vに保持されている−入力端子である。電路16の電圧
は、前述したようにセンサ12により独立的に制御され
る。したがって、増幅器42により出力端子に生じた電圧
は、電路16の電圧により決定されるように、抵抗34,43
から成る分圧器の必要条件を満たす値であることは明白
である。すなわち、増幅器42の−入力端子へおよび−入
力端子からの電流は問題にならないので、抵抗34,43の
電流は等しく、したがって、増幅器42の出力端子の電圧
は、電路16の電圧とは逆符号で抵抗43の抵抗値対抵抗34
の抵抗値の比に比例した大きさを有する。

本実施例では、抵抗43の値は抵抗34の値の10倍で、実
際の値はそれぞれ１メグオームと100キロオームであ
る。これら抵抗値の場合、V_out＝−10V_inである。ここ
にV_outとV_inは増幅器42の出力端子の電圧と電路16の電
圧である。電路16の電圧が−100mvの場合、それに対応
する出力端子の電圧は＋1vである。電路16の電圧が−10
mvの場合、増幅器42の出力端子の電圧は＋0.1vである。
無論、出力端子の電圧は、０および＋5vの２つの動作電
圧電位により規定される電圧範囲から離れることはでき
ない。

火炎からの放射がセンサ12に入射する時に生じる電路
16の電圧が−100〜−300mvの範囲にあるならば、増幅器
42の出力端子におけるそれに対応する電圧は＋１〜＋3v
の範囲にある。ポイント32の電圧が、−100mvと0vの間
にある場合（火炎がないことを示している）、増幅器42
の出力端子の電圧は1vと0vの間にある。増幅器42の出力
電圧がどんな電圧でも、その信号は、キャパシタ41と抵
抗40によりフィルタされ、比較器45の＋入力端子に供給
される信号における高周波ノイズの大半を除去する。こ
の回路の本実施例では、抵抗40の値は100キロオーム
で、かつキャパシタ41の値は0.001μfdである。これら
値は、高周波ノイズの大半を除去すると同時に、信号の
電圧の減衰を阻止する。

−100mvが、所定の状態に関してポイント32における
電圧範囲を規定する際に選択された値とすると、比較器
45の−入力端子に要する閾値は1vである。これは、抵抗
47,48の値をそれぞれ400キロオームおよび100キロオー
ムに設定することにより与えられる。しかし、この方法
で基準電圧を発生すると、いくらかの不正確さが生じ、
むしろ、このために特に設計された電圧基準回路を用い
ることが望ましい。前述したように、図２の検出器20
は、＋5vの電源を用いることにより、−100mvを超える
電圧と、それ以下の電圧および検出器20にDC電力を供給
する２つの端子における電位により与えられる電圧範囲
以外の電圧とを識別することができる。

演算増幅器に精通した人ならば、比較器45が非反転形
式で動作することは明白であろう。＋入力端子における
電圧が＋1vを超える場合、出力電圧は＋5vの比較的高い
動作電圧に近い。前述したように、比較器45は、線形領
域では動作していないので、これはその機能において増
幅器42の動作とは異なる。しかし、LM158Aは二重増幅器
パッケージで市販されているので、比較器45としてこの
ディバイスを使用すると便利である。

図３に示された別の検出器回路20は、本発明の市販し
得る実施例として形成されている。図３の回路の動作を
理解するため図４の波形を参照する。図４の各波形の符
号は、図３の回路の同様の符号の隣りの信号路の電圧に
対応している。また、図４の波形の時間目盛はミリ秒で
表され、この時間目盛のほとんどの部分は、ジグザグ・
マークを挿入した様々なポイントにおいて省略されてい
る。したがって、これを読み取るには、これら省略に留
意しなければならない。図３の回路を説明する際、図４
の様々な波形を参照して、波形における対象の様々な特
徴を示すのに速記表示法が使用される。この表示法で
は、波形の表示たとえばV_aの後に、図４の上部にある時
間目盛の参照符が付けられる。たとえば、時間目盛の約
2msecにおける0vから−V_SへのV_aの変化は、V_a2として示
す。

図３の回路において、センサ12は図１に示したセンサ
と同じ信号を供給すると仮定する。前述したように本実
施例では、センサ12は、比較的低いレベルの出力電圧た
とえば火炎が存在する場合約−0.5μampまたはさらに負
の電流に対して約−100mv〜−50mv、また火炎がない場
合−0.1μamp〜０μampに対し約−10mv〜0mvを供給す
る。

図３の検出器回路20は、２つの部分、すなわちディジ
タイザとカウンタ／テスタから成っている。ディジタイ
ザ部分は、センサ12への電流レベルに比例した速度で論
理０から論理１に出力信号を遷移する。カウンタ／テス
タは、所定の期間にわたってこれら遷移を計数し、かつ
センサ12の電流が所定の値を超えるかどうかを検出す
る。

先ず、ディジタイザについて考察すると、抵抗62は、
センサ12により電路16に供給される電圧V_aをキャパシタ
55の信号端子66に接続する。キャパシタ55の電圧V_bは、
比較器56の−入力端子に供給される。比較器56の−入力
端子のインピーダンスは非常に高いので、キャパシタ55
の電圧は、比較器56により影響されない。比較器56は、
正電圧とグランド電位の間に生じた電位により付勢され
る。図において、＋電源端子59は、＋5vの電源端子15に
より示された電源に接続している。比較器56の＋入力端
子と−電源端子は両方ともグランド電位に接続してい
る。この接続に関し、比較器56の出力電圧V_cは、比較器
の−入力端子の電圧が0vまたはそれ以上の場合、グラン
ド電位すなわち0vに非常に近接し、比較器の−入力端子
の電圧がグランド電圧未満の場合、グランド電位よりか
なり正の値たとえば＋V_L（論理１）であることは明白で
ある。比較器56は、入力端子に供給される電圧に対して
ヒステリシス領域を有するものであることが望ましく、
＋および−入力端子の電圧間の差が約10mvを超えるま
で、出力電圧は変化しない。

比較器56からの出力信号は、Ｄフリップフロップ67の
データ（Ｄ）入力に供給される。ディジタル信号を使用
しているかまたは発生する図３の回路の他の全ての装置
同様、比較器56とフリップフロップ67は、ブールすなわ
ち論理０を表す0vと、論理１を表す＋V_Lを使用すると仮
定する。CLK（クロック）入力において論理０から論理
１への遷移がある時、Ｄ入力の論理値をＱ出力に転送す
るＤフリップフロップ回路は、論理回路設計に関する当
業者には周知の回路である。ＤフリップフロップのＱ出
力は、CLK入力において論理０から論理１への遷移が生
じた時だけ変化される。フリップフロップ67のＱ出力
は、図４の波形V_dで示される。フリップフロップ67のCL
K入力は100μsecクロック・モジュール51により供給さ
れ、クロック・モジュールは、論理０および論理１の電
圧レベルの交流50μsec期間を有するクロック信号を供
給する。図３は、クロック・モジュール51の出力路にお
いてこの100μsecサイクル時間のクロック信号を示し、
図４は100μsecクロック信号を波形V_eとして示してい
る。クロック・モジュール51の出力は1msec当り10個の
完全サイクルを有しているので、各遷移の詳細は、図４
に示した目盛の波形V_eには表すことができない。

クロック・モジュール51の出力は、100μsecよりかな
り低いどんな値でも可能であるが、本実施例では１μse
c値を有している遅延回路63に供給される。したがっ
て、遅延回路63は、１μsecだけ遅延したクロック・モ
ジュール51の出力をANDゲート68の１入力に供給する。A
NDゲート68は、フリップフロップ67からのＱ出力を第２
入力において受信する。このように、クロック・モジュ
ール51の出力が論理０から論理１に変化しかつフリップ
フロップ67のＱ出力が論理１である時に、ANDゲート68
の出力に、同じような論理０から論理１への変化がある
ことがわかる。

キャパシタ55は、電源15から抵抗58を介してキャパシ
タ55に流れる電流により周期的にチャージされ、この電
流はアナログ・スイッチ53により制御される。スイッチ
53の開閉は、ENABLE入力における論理信号により制御さ
れ、論理０はスイッチ53を開放し、論理１は閉鎖する。

ANDゲート68の出力は、ディジタイザの出力信号を形
成し、かつカウンタ／テスタの一部を形成しているカウ
ンタ60のINCR（インクリメント）入力に供給される。論
理０から論理１への遷移がカウンタ60のINCR入力に生じ
た時、内部に記憶されたディジタル計数値は１だけ増加
する。カウンタ60のこのディジタル計数値は、ディジタ
ル値（アナログ電圧とは異なる）比較器61のDATA入力に
出力される。電路70,71における比較器61の通常の出力
は論理０である。比較器61は、論理０から論理１への遷
移がENABLE入力に生じた時、カウンタ60により供給され
たディジタル値をテストする。本実施例では、論理０か
ら１への遷移がENABLE入力に生じた時、カウンタ60の値
が32よりも大きいかまたは等しいならば、短い論理１パ
ルスが、Ｓ−Ｒフリップフロップ65のＳ（セット）入力
に電路71を介して供給され、電路70の論理０信号はその
Ｒ（リセット）入力に供給され続ける。電路71における
比較器61の出力信号は、図４の波形V_iで示されている。
ENABLE入力が論理１信号を受信した時、カウンタ60の値
が32が未満ならば、電路71を介してフリップフロップ65
のＳ入力に供給される論理０信号は保持され、論理１パ
ルスが電路70を介してフリップフロップ65のＲ入力に供
給される。電路70における電圧の波形は、図４のV_hで示
されている。フリップフロップ65の１出力は電路21に供
給される火炎信号を形成し、これは図４の波形V_jで示さ
れている。100msecのクロック・モジュール52は、比較
器61のENABLE入力に平衡方形波（波形V_g）を供給する。
波形V_gは50msecの論理１および論理０の交番電圧レベル
から構成される。クロック・モジュール52の出力はカウ
ンタ60のCLR（クリヤ）入力に供給され、それによりカ
ウンタ60の内部計数値は０にリセットされる。CLR入力
は、クロック信号パルスを数マイクロ秒遅延する遅延回
路64を介して供給されるので、比較器61はカウンタ60に
含まれている値がクリヤされる前にそれをテストするこ
とができる。

本実施例では、図３に示された実際のハードウェア素
子は専用マイクロ回路で構成されている。また、クロッ
ク・モジュール51,52、カウンタ60、比較器61、遅延回
路63,64、フリップフロップ67,65の図３に示された機能
を、比較器56の出力を受信する適切にプログラムされた
マイクロプロセッサにより具体化することもできる。こ
のような具体例は、現在提供されてはいないが本発明の
思想の範囲内である。また、このような具体例では、マ
イクロプロセッサとプログラム格納素子は、実質的にこ
れら各回路素子と物理的に等価であると考えられ、それ
らの各機能は関連する命令の実行により呼び出される。

図３の回路において、検出器20のディジタイザ部分
は、センサ12により発生された電流を検出する。抵抗62
を介したセンサ12への負の電流レベルは、キャパシタ55
が放電される速度、より正確には、キャパシタ55におけ
る端子66の電圧（波形V_b）がやや正になる速度を制御す
る。キャパシタ55は、端子66の電圧が0v未満に低下した
時には、アナログ・スイッチ53と電流制限抵抗58の動作
により電子66に一層正の電圧をチャージする。スイッチ
53は、論理１がそのイネーブル入力に存在した時に導通
し、そうでない場合には導通しない。電源15により示さ
れた＋5v端子により供給された電流は、以下に示したよ
うに動作するＤフリップフロップ67の制御の下で、キャ
パシタ55に流れる。比較器56の−入力端子における電圧
が約−50mv〜−10mvの負方向のスイッチング・ポイント
未満に低下した場合に、比較器56に関して、図４に示す
ように先ずV_b2からその後V_b203まで約半msec毎に、比較
器56はフリップフロップ67のＤ入力に論理１パルスを供
給する。これら論理１パルスは、100μsecより狭い正方
向のスパイクと同様にV_c2において開始する。このスパ
イクのリーディング・エッジは、V_bが0v未満に低下する
瞬間に一致している。

クロック・モジュール51の論理０から論理１への各遷
移において、Ｄ入力における論理１または論理０の値は
フリップフロップ67のＱ出力に転送される。フリップフ
ロップ67がセットされる時、フリップフロップ67のＱ出
力端子における論理１は、スイッチ53を導通させる。電
流は、抵抗58を介してキャパシタ55はすぐさま流れ始
め、V_bは一層正になる。波形V_bの電圧が、代表的には0v
に非常に近い比較器56の正方向のスイッチング値を超え
て上昇する時（通常、数10μsecかかる）、V_cは再び論
理０電圧に低下する。100μsec毎の論理０から論理１へ
のクロック51の遷移が生じるたびに、Ｄ入力における論
理値はフリップフロップ67のＱ出力に転送される。キャ
パシタ55への100μsecの電流が、比較器56の出力を論理
０に変化するようポイント66の電圧V_bを上げるのに十分
であるならば、フリップフロップ67はクロック・モジュ
ール51の出力の次の０から１への遷移によりクリヤされ
る。ある環境では、センサ電流が特に大きい場合グラン
ド電位を超える電圧までキャパシタ55をチャージするに
は、２またはそれ以上のクロック・モジュール51のサイ
クルがかかる。抵抗58は、火炎が存在する場合、センサ
12によりキャパシタ55から流れる電流の速さの５〜50倍
で電源15からキャパシタ55に電流が流れるように選択さ
れる。

本実施例では、抵抗58は、スイッチ53が閉じている場
合、25μampの電流が流れるよう選択されている。10mse
c期間に1000個の100μsecの期間が存在するので、スイ
ッチ53が閉じている100msec期間の間に、100μsec期間
の数を計数することにより、抵抗62を介してセンサ12に
流れる平均電流を非常に正確に測定することができる。
たとえば、100msec中に32個の計数が検出された場合、
電源15からキャパシタ55への平均電流は、（32/1000）
×25μampすなわち８μampである。実際、これが、火炎
の存在を認識するのに本実施例において使用される電流
基準である。

クロック・モジュール51の論理０から論理１への遷移
の後、遅延回路63により生じた遅延に続いて、フリップ
フロップ67のＱ出力が論理１レベルを有しているなら
ば、ANDゲート68は、カウンタ60に論理０から論理１へ
の遷移を供給する。これにより、カウンタ60の内部記憶
ディジタル値は１だけインクリメントする。図４に示す
ように、たとえば各msecに約２〜３個の遷移が波形V_dに
生じるので、強い火炎電流が2msecと204msecとの間に生
じ、カウンタ60にレジスタされた計数は、200〜300の範
囲に及ぶ。したがって、計数は、図４の100と200msecポ
イントの終りに32を大幅に超え、かつクロック・モジュ
ール52からの論理０から論理１への各遷移が生じた時、
比較器61はENABLE遷移を受信し、電路71にパルスを発生
する。したがって、0msecにおいてフリップフロップ65
がクリヤ状態であったならば、100msecにおいてその１
出力は論理０から論理１に変化する。このプロセスは、
100msecと200msecの間で繰返され、波形V_jは200msecに
おいて変化しない。

各100msec期間の終りにおいて、カウンタ60は、100ms
ec期間中におけるスイッチ53が閉じていた100μsecの期
間の数を含む。したがって、カウンタ60は、各100msec
期間において比較器56が論理１である合計時間を累積す
る合計装置の一部を成している。この時間は、100msec
期間における各10μsecの長さの1000個の期間の一部と
してカウンタ60において累積される。本実施例におい
て、この部分が31/1000より大きい場合には、火炎信号
が電路21に供給される。

この回路の動作についてさらに説明すると、電路16に
おけるセンサ信号、すなわち波形V_aは、203msecにおけ
る−V_sから205msecにおけるほぼ0Vへの変化を示してお
り、これは火炎が消えたことを表している。したがっ
て、波形V_aは、実際には実質的にもっとゆるやかな変化
ではあるが、数百msecにわたって生じる比較的速い変化
を示している。波形V_aで示すようなセンサ信号の電圧が
実際にはどんな形状であっても、それが一層負になる
時、キャパシタ55はそんなには速くなく放電するので、
その電圧はもっとゆっくり0vに到達する。したがって、
フリップフロップ67からのＱ出力の論理０から論理１へ
の連続する遷移間の期間はもっと長くなり、カウンタ60
のINCR入力に供給される論理０から論理１への遷移に関
して同じことが言える。実際には、時間204msec後、波
形V_cとV_fの各遷移間の時間は約6msecである。これら遷
移は、火炎が消えた後でもフレーム・ロッド・センサに
おけるわずかな電流漏れのため生じる。

したがって、波形V_fにおいて、時間200msecと204msec
の間に約10パルスが、時間204msecと300msecの間に約16
パルスで合計26のパルスがある。これは32未満であるの
で、300msecにおいて比較器61へのENABLE信号は、波形V
_hに示すように電路70にパルスを発生させ、フリップフ
ロップ65をクリヤして、V_j300において電路21の火炎信
号で火が消えた状態を示している。

比較器61の計数値は、電路16から送られる火炎電流が
平均して−0.80μampを超える場合には火炎の存在を示
しているように選択しなければならない。この−0.80μ
ampは、火が消えた状態を検出する際、絶対的な安全性
を確保するのに十分余裕がある許容電流レベルである。
比較器61が使用する基準としての32の表示計数値は、抵
抗58と電源15の電圧に関して選択される値により決ま
る。これらパラメータが他の値ならば、無論、計数値も
変わる。本発明の他の用途では、特定の用途の実験また
は分析により決められる別の計数パラメータが必要であ
る。

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Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定のレベルを有する状態信号を供給する
   ことにより所定の状態の存在を知らせる装置において、 ａ）電源端子を有し、所定の状態の存在と、電源端子に
   おける動作電力の存在とにだけ応じて、共通電圧レベル
   から第１方向に偏倚した所定の信号電圧範囲内レベルを
   有するセンサ信号を供給するセンサと、 ｂ）センサの電源端子に動作電力を供給する第１電源
   と、 ｃ）電源端子を有し、センサ信号を受信し、所定の信号
   電圧範囲内にあるセンサの信号レベルの存在と、所定の
   センサ信号レベルの電圧範囲の偏倚方向から共通電圧レ
   ベルに関して反対の方向に偏倚した所定の電源電圧範囲
   の一端をそのレベルが規定する所定の電源電圧の検出器
   の電源端子における存在とにだけ応じて、所定のレベル
   の状態信号を供給する検出器と、 ｄ）検出器の電源端子に所定の電源電圧を供給する第２
   電源と、 から成り、 前記第２電源ｄ）は、共通電圧レベルを提供するグラン
   ド端子を含み、そして 前記検出器ｃ）は、さらに ｃ−１）第１および第２端子を有し、前記第１端子が第
   ２電源のグランド端子に接続され、その第２端子におい
   てセンサ信号を受信するキャパシタと、 ｃ−２）第２電源のグランド端子とキャパシタの第２端
   子にそれぞれ接続した第１および第２入力端子と、第２
   電源からの動作電力を受信する電源端子と、その第２入
   力端子の電圧が信号電圧範囲内の場合第２レベルを、そ
   うでない場合には第１レベルを有する出力信号を供給す
   る出力端子とを有している電圧比較器と、 ｃ−３）比較器の出力信号を受信するように接続され、
   電圧比較器の出力信号の第２レベルに応じて所定の電源
   電圧範囲内のDC電圧を、あらかじめ選択された時間キャ
   パシタの第２端子に印加するチャージ回路装置と を含み、上記DC電圧および上記あらかじめ選択された時
   間は、キャパシタの電圧が所定の電源電圧範囲に到達す
   るのに十分である ことを特徴とする装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の装置において、前記検出器
   ｃ）は、さらにｃ−４）比較器の出力信号を受信し、か
   つ比較器の出力信号の第２レベルが存在する時間を累積
   し、かつあらかじめ選択された時間の少なくともあらか
   じめ選択されたわずかな時間の間比較器の出力信号の第
   ２電圧レベルの存在に応じて、所定のレベルの状態信号
   を供給するカウンタ手段を含んでいることを特徴とする
   装置。