JPH0732597B2 - 定電流給電装置 - Google Patents
定電流給電装置Info
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- JPH0732597B2 JPH0732597B2 JP62077797A JP7779787A JPH0732597B2 JP H0732597 B2 JPH0732597 B2 JP H0732597B2 JP 62077797 A JP62077797 A JP 62077797A JP 7779787 A JP7779787 A JP 7779787A JP H0732597 B2 JPH0732597 B2 JP H0732597B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 ピーク電流制御形定電流コンバータを複数台直列に接続
して出力容量を増加し定電流を出力する定電流給電装置
において、装置の高効率化を目的として各ピーク電流制
御形定電流コンバータの均等負荷分担用抵抗を不要に
し、又出力電圧変動に対するレギュレーションを改善す
る為に、負荷電流を検出する共通電流検出部及びその後
段に誤差信号検出回路を設け、又各ピーク電流制御形定
電流コンバータのピーク電流制御回路に信号を送る電流
検出回路に同じ値の電流を供給する為に直列に接続して
おき、該誤差信号検出回路の出力より電流を流し、各コ
ンバータを該電流により共通に定電流制御するものであ
る。
して出力容量を増加し定電流を出力する定電流給電装置
において、装置の高効率化を目的として各ピーク電流制
御形定電流コンバータの均等負荷分担用抵抗を不要に
し、又出力電圧変動に対するレギュレーションを改善す
る為に、負荷電流を検出する共通電流検出部及びその後
段に誤差信号検出回路を設け、又各ピーク電流制御形定
電流コンバータのピーク電流制御回路に信号を送る電流
検出回路に同じ値の電流を供給する為に直列に接続して
おき、該誤差信号検出回路の出力より電流を流し、各コ
ンバータを該電流により共通に定電流制御するものであ
る。
尚本回路構成によると、各コンバータ間の負荷分担は各
コンバータの有する出力電圧変動に対する出力電流の傾
斜特性により決定される。
コンバータの有する出力電圧変動に対する出力電流の傾
斜特性により決定される。
本発明は、通信回線の給電電源、特に、光海底ケーブル
用定電流電源等として用いられる、ピーク電流制御形定
電流コンバータを複数台直列に接続して定電流を出力す
る定電流給電装置の改良に関する。
用定電流電源等として用いられる、ピーク電流制御形定
電流コンバータを複数台直列に接続して定電流を出力す
る定電流給電装置の改良に関する。
上記定電流給電装置は、均等負荷分担用抵抗を用いず、
高能率化が出来又負荷電圧変動に対する負荷電流変動が
非常に小さく出来ることが望ましい。
高能率化が出来又負荷電圧変動に対する負荷電流変動が
非常に小さく出来ることが望ましい。
以下従来例を図を用いて説明する。
第５図は従来例の定電流給電装置のブロック図、第６図
はピーク電流制御説明図で（Ａ）は定電流領域（Ｂ）は
負荷・伝送路等の異常に対処し、出力電流を垂下させる
電流垂下領域の場合である。第７図はピーク電流制御形
定電流コンバータ単体の出力電圧対出力電流特性図であ
る。なお、第７図における出力電流の傾斜特性を有する
領域が、第６図（Ａ）の定電流領域に対応する。また、
第７図における出力電流の傾斜特性の最右部で負荷電圧
が増加して最大出力電圧となり、出力電流が垂下する領
域が、第６図（Ｂ）の電流垂下領域に対応する。
はピーク電流制御説明図で（Ａ）は定電流領域（Ｂ）は
負荷・伝送路等の異常に対処し、出力電流を垂下させる
電流垂下領域の場合である。第７図はピーク電流制御形
定電流コンバータ単体の出力電圧対出力電流特性図であ
る。なお、第７図における出力電流の傾斜特性を有する
領域が、第６図（Ａ）の定電流領域に対応する。また、
第７図における出力電流の傾斜特性の最右部で負荷電圧
が増加して最大出力電圧となり、出力電流が垂下する領
域が、第６図（Ｂ）の電流垂下領域に対応する。
第５図のピーク電流制御形定電流コンバータ100′−１
を代表例としてピーク電流制御形定電流コンバータにつ
いて説明すると、直流入力が印加されるインバータ１の
出力には昇圧の為の変圧器Ｔが接続され、その出力には
整流して直流にする為の整流回路２が接続され、その出
力には平滑する平滑回路３が設けられ、その直流出力よ
り負荷８に電流が供給される。
を代表例としてピーク電流制御形定電流コンバータにつ
いて説明すると、直流入力が印加されるインバータ１の
出力には昇圧の為の変圧器Ｔが接続され、その出力には
整流して直流にする為の整流回路２が接続され、その出
力には平滑する平滑回路３が設けられ、その直流出力よ
り負荷８に電流が供給される。
この出力電流を、電流検出回路16にて検出し比較器15に
入力し、ここで基準電圧Vrefと比較され、誤差増幅され
た後、電流Icに変換される。
入力し、ここで基準電圧Vrefと比較され、誤差増幅され
た後、電流Icに変換される。
この直流電流Icの増減により第７図に示す如く、出力電
流はこれに比例して変化するし又固有の傾斜特性を有し
ている。この直流電流Icに、のこぎり波発生回路10より
ののこぎり波iramp を加算器11にて重畳し、この重畳した第６図（Ａ）
（Ｂ）のIc′に示す制御電流Ic′と、スイッチング電流
検出回路12経由で第６図isに示すインバータ１のスイッ
チング電流isとを比較器13に入力して比較する。
流はこれに比例して変化するし又固有の傾斜特性を有し
ている。この直流電流Icに、のこぎり波発生回路10より
ののこぎり波iramp を加算器11にて重畳し、この重畳した第６図（Ａ）
（Ｂ）のIc′に示す制御電流Ic′と、スイッチング電流
検出回路12経由で第６図isに示すインバータ１のスイッ
チング電流isとを比較器13に入力して比較する。
この比較により、第６図（Ａ）（Ｂ）に示す如く、例え
ば制御電流Ic′が減少するとパルス幅制御回路14にてス
イッチング電流isのパルス導通時間を短くし、出力を制
御する。
ば制御電流Ic′が減少するとパルス幅制御回路14にてス
イッチング電流isのパルス導通時間を短くし、出力を制
御する。
各コンバータにおいて、出力電圧変動に対するパルス幅
は次のように制御される。
は次のように制御される。
定電流動作領域にては第６図（Ａ）に示す如くIc′は一
定で、出力電圧変動に対しては、スイッチング電流isの
ピーク値が一定に保たれるように、パルス幅制御回路14
が出力するインバータ１制御用パルスのパルス幅が制御
される。例えば、出力電圧が低下すると、出力電流が増
加するように作動するが、パルス幅制御回路14のパルス
幅は狭くなり、出力電流を抑制するように作動する。更
に負荷電圧が増大し電流垂下領域においては、第６図
（Ｂ）に示す如く、順次Ic′を減少させるように、パル
ス幅制御回路14が出力するインバータ１制御用パルスの
パルス幅が順次狭くなるように制御される。
定で、出力電圧変動に対しては、スイッチング電流isの
ピーク値が一定に保たれるように、パルス幅制御回路14
が出力するインバータ１制御用パルスのパルス幅が制御
される。例えば、出力電圧が低下すると、出力電流が増
加するように作動するが、パルス幅制御回路14のパルス
幅は狭くなり、出力電流を抑制するように作動する。更
に負荷電圧が増大し電流垂下領域においては、第６図
（Ｂ）に示す如く、順次Ic′を減少させるように、パル
ス幅制御回路14が出力するインバータ１制御用パルスの
パルス幅が順次狭くなるように制御される。
各コンバータは、各々自己の電流検出回路16及び比較器
15及び基準電圧Vrefを用いているので、その出力電圧対
出力電流特性は極めて精度の高い定電流源となってい
る。
15及び基準電圧Vrefを用いているので、その出力電圧対
出力電流特性は極めて精度の高い定電流源となってい
る。
従って、このピーク電流制御形定電流コンバータを複数
直列に接続して容量を増し負荷８に電流を供給する場
合、少しでも出力電流値の高いコンバータがあると、そ
のコンバータに全ての負荷がかかることになり、その侭
では各コンバータ間の負荷分担は均等にならない。
直列に接続して容量を増し負荷８に電流を供給する場
合、少しでも出力電流値の高いコンバータがあると、そ
のコンバータに全ての負荷がかかることになり、その侭
では各コンバータ間の負荷分担は均等にならない。
これを防止する為に均等負荷分担用抵抗Rpを各コンバー
タの出力端に並列に接続し、各コンバータの出力電圧対
出力電流特性に、第８図に示す如き定電流給電装置の場
合と同じような傾斜特性を持たせ負荷分担を均等になる
ようにしている。
タの出力端に並列に接続し、各コンバータの出力電圧対
出力電流特性に、第８図に示す如き定電流給電装置の場
合と同じような傾斜特性を持たせ負荷分担を均等になる
ようにしている。
このようにしたピーク電流制御形定電流コンバータ10
0′−1,100′−2,・・100′−ｎを第５図に示すごとく
直列に接続し又各コンバータの出力には結合用ダイオー
ドD1,D2,・・・Dnを設け、各コンバータより負荷８に並
列に電流を供給出来るようにし容量を大きくして負荷８
に定電流を供給している。
0′−1,100′−2,・・100′−ｎを第５図に示すごとく
直列に接続し又各コンバータの出力には結合用ダイオー
ドD1,D2,・・・Dnを設け、各コンバータより負荷８に並
列に電流を供給出来るようにし容量を大きくして負荷８
に定電流を供給している。
この場合の出力電圧対出力電流特性は第８図に示す如き
nRpの傾斜特性を持つたものとなる。
nRpの傾斜特性を持つたものとなる。
尚結合用ダイオードD1,D2,・・・Dnがあると、何れかの
コンバータが障害等により停止した場合に出力電流をバ
イパスし定電流出力に影響を与えないようなる。
コンバータが障害等により停止した場合に出力電流をバ
イパスし定電流出力に影響を与えないようなる。
しかしながら、従来の定電流給電装置は、均等負荷分担
用抵抗Rpを有し、これは、定常電流値の２〜３％程度を
分流するように選ばれる為熱損失が生じ、単体として見
た場合は高能率であるピーク電流制御形定電流コンバー
タを用いる利点が生きず、装置の効率が悪くなり、又負
荷変動に対して２〜３％の電流変動が生ずる問題点があ
る。
用抵抗Rpを有し、これは、定常電流値の２〜３％程度を
分流するように選ばれる為熱損失が生じ、単体として見
た場合は高能率であるピーク電流制御形定電流コンバー
タを用いる利点が生きず、装置の効率が悪くなり、又負
荷変動に対して２〜３％の電流変動が生ずる問題点があ
る。
特に光海底ケーブル用の場合は、定電流値が大きい為、
均等負荷分担用抵抗Rpによる熱損失が大きくなり特に問
題となる。
均等負荷分担用抵抗Rpによる熱損失が大きくなり特に問
題となる。
第１図は本発明の原理ブロック図である。
各個が、直流入力が印加されるインバータ１、該インバ
ータ１の出力側に設けられた変圧器Ｔ、該変圧器Ｔの２
次側に設けられた整流回路２、該整流回路２の出力に設
けられた平滑回路３及び電流検出回路４及び該インバー
タ１のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検
出回路12及び該電流検出回路４の出力と、該スイッチン
グ電流検出回路12により検出されたスイッチング電流の
ピーク値を比較し、スイッチング電流のパルス幅を制御
するピーク電流制御回路５を有するピーク電流制御形定
電流コンバータ100−1,100−2,100−ｎを複数台用い
る。
ータ１の出力側に設けられた変圧器Ｔ、該変圧器Ｔの２
次側に設けられた整流回路２、該整流回路２の出力に設
けられた平滑回路３及び電流検出回路４及び該インバー
タ１のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検
出回路12及び該電流検出回路４の出力と、該スイッチン
グ電流検出回路12により検出されたスイッチング電流の
ピーク値を比較し、スイッチング電流のパルス幅を制御
するピーク電流制御回路５を有するピーク電流制御形定
電流コンバータ100−1,100−2,100−ｎを複数台用い
る。
そこで、該各ピーク電流制御形定電流コンバータの各平
滑回路３の出力に並列に結合用ダイオードD1,D2,・・Dn
を夫々接続し、出力電圧分担が均一になるよう直列に接
続し、該共通接続部に少なくとも１つの負荷電流を検出
する共通電流検出部６、及び該共通電流検出部６の後段
に検出電流に対する少なくとも１つの誤差信号検出回路
７を設る。
滑回路３の出力に並列に結合用ダイオードD1,D2,・・Dn
を夫々接続し、出力電圧分担が均一になるよう直列に接
続し、該共通接続部に少なくとも１つの負荷電流を検出
する共通電流検出部６、及び該共通電流検出部６の後段
に検出電流に対する少なくとも１つの誤差信号検出回路
７を設る。
そして、該誤差信号検出回路７の出力を、該各ピーク電
流制御形定電流コンバータ間で直列接続された各電流検
出回路４に接続する。
流制御形定電流コンバータ間で直列接続された各電流検
出回路４に接続する。
本発明によれば、共通電流検出部６にて検出された負荷
電流は、誤差信号検出回路７にて単一の基準電圧と比較
され、誤差増幅される。
電流は、誤差信号検出回路７にて単一の基準電圧と比較
され、誤差増幅される。
この誤差増幅された制御電流は各コンバータ100−1,100
−2,100−ｎの電流検出回路４へ共通に加えられ、この
電流値により各コンバータは共通に定電流制御される。
各コンバータ100−1,100−2,100−ｎは第７図に示す如
く本来傾斜特性を持つているので、この特性により自動
的に均等負荷分担となる。
−2,100−ｎの電流検出回路４へ共通に加えられ、この
電流値により各コンバータは共通に定電流制御される。
各コンバータ100−1,100−2,100−ｎは第７図に示す如
く本来傾斜特性を持つているので、この特性により自動
的に均等負荷分担となる。
従って均等負荷分担用抵抗Rpを付加することは不用とな
り、効率が向上するし又負荷変動による電流変動は非常
に少ない高精度の定電流装置が実現出来る。
り、効率が向上するし又負荷変動による電流変動は非常
に少ない高精度の定電流装置が実現出来る。
以下本発明の実施例に付き図に従って説明する。
第２図は本発明の実施例の定電流給電装置のブロック
図、第３図は第２図の場合の装置の出力電圧対出力電流
特性図である。
図、第３図は第２図の場合の装置の出力電圧対出力電流
特性図である。
第２図にて第５図の場合と異なる点は、第５図の各コン
バータ100′−1,100′−2,・・・100′−ｎの電流検出
回路16及び比較器15及び均等負荷分担用抵抗Rpを除き、
負荷電流を検出する共通電流検出部６及びこれの後段に
誤差信号検出回路７を設け、又各コンバータ100−1,100
−2,・・・100−ｎの電流検出回路４を同じ電流を流す
ように直列に接続し、これに誤差信号検出回路７の出力
より共通制御電流IREGを流すようにした点である。
バータ100′−1,100′−2,・・・100′−ｎの電流検出
回路16及び比較器15及び均等負荷分担用抵抗Rpを除き、
負荷電流を検出する共通電流検出部６及びこれの後段に
誤差信号検出回路７を設け、又各コンバータ100−1,100
−2,・・・100−ｎの電流検出回路４を同じ電流を流す
ように直列に接続し、これに誤差信号検出回路７の出力
より共通制御電流IREGを流すようにした点である。
このようにすると、各コンバータ100−1,100−2,・・・
ｎの電流検出回路４には同じ共通制御電流IREGが流れ全
てのコンバータはこの電流IREGにより共通に制御され
る。
ｎの電流検出回路４には同じ共通制御電流IREGが流れ全
てのコンバータはこの電流IREGにより共通に制御され
る。
尚各100−1,100−2,・・・100−ｎの出力電圧対出力電
流特性は第７図に示す如く、出力電圧に対して傾斜を持
つているため、この傾斜抵抗により自動的に均等に負荷
分担する。
流特性は第７図に示す如く、出力電圧に対して傾斜を持
つているため、この傾斜抵抗により自動的に均等に負荷
分担する。
従って、均等負荷分担用抵抗Rpを付加することは不用と
なり、装置の効率は向上し、又出力電圧変動による負荷
電流の変化（レギュレーション）を非常に小さくするこ
とが出来る。
なり、装置の効率は向上し、又出力電圧変動による負荷
電流の変化（レギュレーション）を非常に小さくするこ
とが出来る。
尚D1′,D2′，・・・Dn′はコンバータの内の１台が停
止した時共通制御電流IREGを断としない為のバイパスダ
イオードである。
止した時共通制御電流IREGを断としない為のバイパスダ
イオードである。
又誤差信号検出回路７は共通電流検出部６により検出さ
れた負荷電流を基準電圧Vrefと比較，誤差増幅し共通制
御電流IREGに変換する機能を持つ。
れた負荷電流を基準電圧Vrefと比較，誤差増幅し共通制
御電流IREGに変換する機能を持つ。
第４図は本発明の他の実施例の定電流給電装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
装置を光海底ケーブルに使用する場合は、第４図に示す
ように装置の信頼性を向上する為に、制御系は３系統設
けられ冗長構成がとられる。
ように装置の信頼性を向上する為に、制御系は３系統設
けられ冗長構成がとられる。
負荷電流を検出する共通電流検出部は６−1,6−2,6−３
と３個設けられ、又夫々の後段に誤差信号検出回路も７
−1,7−2,7−３と３個設けられる。そしてこれ等の３系
統の、誤差信号検出回路７−1,7−2,7−３の出力は共通
に接続され、共通制御電流IREGは３系統の制御により制
御される構成となる。
と３個設けられ、又夫々の後段に誤差信号検出回路も７
−1,7−2,7−３と３個設けられる。そしてこれ等の３系
統の、誤差信号検出回路７−1,7−2,7−３の出力は共通
に接続され、共通制御電流IREGは３系統の制御により制
御される構成となる。
コンバータ部及び制御系をこのような冗長構成をとるこ
とにより何れか１台のコンバータ及び制御系が故障して
も残りのコンバータ及び制御系で出力は維持され、装置
の信頼度は大きく向上する。
とにより何れか１台のコンバータ及び制御系が故障して
も残りのコンバータ及び制御系で出力は維持され、装置
の信頼度は大きく向上する。
以上詳細に説明せる如く本発明によれば、均等負荷分担
用紙抵抗Rpは不用になり、効率は向上し、又負荷変動に
よる負荷電流の変化を非常に小さくすることが出来る効
果がある。
用紙抵抗Rpは不用になり、効率は向上し、又負荷変動に
よる負荷電流の変化を非常に小さくすることが出来る効
果がある。
第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例の定電流給電装置のブロック
図、 第３図は第２図の場合の装置の出力電圧対出力電流特性
図、 第４図は本発明の他の実施例の定電流給電装置のブロッ
ク図、 第５図は従来例の定電流給電装置のブロック図、 第６図はピーク電流制御説明図、 第７図はピーク電流制御形定電流コンバータ単体の出力
電圧対出力電流特性図、 第８図は第５図の場合の、装置の出力電圧対出力電流特
性図である。 図において、 １はインバータ、 ２は整流回路、 ３は平滑回路、 4,16は電流検出回路、 ５はピーク電流制御回路、 ６は共通電流検出部、 ７は誤差信号検出回路、 ８は負荷、 12はスイッチング電流検出回路、 100−1,100−2,100−ｎはピーク電流制御形定電流コン
バータ、 Ｔは変圧器、 D1,D2,Dnは結合用ダイオードを示す。
図、 第３図は第２図の場合の装置の出力電圧対出力電流特性
図、 第４図は本発明の他の実施例の定電流給電装置のブロッ
ク図、 第５図は従来例の定電流給電装置のブロック図、 第６図はピーク電流制御説明図、 第７図はピーク電流制御形定電流コンバータ単体の出力
電圧対出力電流特性図、 第８図は第５図の場合の、装置の出力電圧対出力電流特
性図である。 図において、 １はインバータ、 ２は整流回路、 ３は平滑回路、 4,16は電流検出回路、 ５はピーク電流制御回路、 ６は共通電流検出部、 ７は誤差信号検出回路、 ８は負荷、 12はスイッチング電流検出回路、 100−1,100−2,100−ｎはピーク電流制御形定電流コン
バータ、 Ｔは変圧器、 D1,D2,Dnは結合用ダイオードを示す。
Claims (2)
- 【請求項１】各個が、直流入力が印可されるインバータ
（１）、該インバータ（１）の出力側に設けられた変圧
器（Ｔ）、該変圧器（Ｔ）の２次側に設けられた整流回
路（２）、該整流回路（２）の出力に設けられた平滑回
路（３）、電流検出回路（４）及び該インバータ（１）
のスイッチング電流を検出するスイッチング電流検出回
路（12）及び該電流検出回路（４）の出力と、該スイッ
チング電流検出回路（12）により検出されたスイッチン
グ電流のピーク値を比較し、スイッチング電流のパルス
幅を制御するピーク電流制御回路（５）を有するピーク
電流制御形定電流コンバータ（100−1,100−2,100−
ｎ）を、複数台有し、 該各ピーク電流制御形定電流コンバータの各平滑回路
（３）の出力に並列に結合用ダイオード（D1,D2,・・D
n）を接続して、各コンバータの出力電圧分担が均一に
なるよう直列に接続し、該共通接続部に少なくとも１つ
の負荷電流を検出する共通電流検出部（６）、及び該共
通電流検出部（６）の後段に検出電流に対する少なくと
も１つの誤差信号検出回路（７）を設け、該誤差信号検
出回路（７）の出力を、各ピーク電流制御形定電流コン
バータ間で直列接続された各電流検出回路（４）に接続
することを特徴とする定電流給電装置。 - 【請求項２】前記共通電流検出部（６）及び前記誤差信
号検出回路（７）を３系統設け、これ等の３系統の制御
回路により各ピーク電流制御形定電流コンバータを共通
に制御することを特徴とする特許請求の範囲の第１項に
記載の定電流給電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62077797A JPH0732597B2 (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 定電流給電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62077797A JPH0732597B2 (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 定電流給電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63245260A JPS63245260A (ja) | 1988-10-12 |
| JPH0732597B2 true JPH0732597B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=13643988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62077797A Expired - Fee Related JPH0732597B2 (ja) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | 定電流給電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732597B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2872217C (en) * | 2012-06-27 | 2021-03-09 | Adb Bvba | Modular constant current regulator |
| JP6060707B2 (ja) * | 2013-01-30 | 2017-01-18 | Tdk株式会社 | 電源装置 |
| US9577539B2 (en) | 2013-01-30 | 2017-02-21 | Tdk Corporation | Power supply device and power supply system that have a serial connection terminal, a reverse flow prevention rectifying device and a bypass rectifying device |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59156157A (ja) * | 1983-02-24 | 1984-09-05 | Fujitsu Ltd | 定電流回路 |
| JPS6077669A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-02 | Fujitsu Ltd | 定電流給電装置 |
| JPS60197161A (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-05 | Nec Corp | 定電流装置 |
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1987
- 1987-03-31 JP JP62077797A patent/JPH0732597B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPS63245260A (ja) | 1988-10-12 |
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