JPH07312863A

JPH07312863A - スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JPH07312863A
Application number: JP12428594A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Hirano; 芳生平野; Tetsuo Tanaka; 哲郎田中
Original assignee: Nippon Steel Corp
Current assignee: Nippon Steel Corp
Priority date: 1994-05-13
Filing date: 1994-05-13
Publication date: 1995-11-28

Abstract

(57)【要約】【目的】回路に発生する伝導ノイズ、放射ノイズのピ
ークレベルを低減できるＰＷＭ制御方式によるスイッチ
ングレギュレータを得る。【構成】三角波信号８の最大値を検出回路１４で検出
し、そのタイミングでサンプルホールド回路１３によ
り、三角波信号８とは異なる一定周波数、振幅を有する
変調用信号ｅ_oをサンプリングし、これを三角波信号発
生回路７の周波数変調用の制御信号と成す。三角波信号
８は中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲で三角波信
号８の一周期毎に変調される。この三角波信号８は比較
回路９で出力電圧Ｖ_oを分圧した電圧と比較されること
により、入力電圧Ｖ_iをスイッチングするスイッチング
素子２を駆動するためのＰＷＭ制御されたスイッチング
信号１１を得る。【効果】ノイズのピークレベルを大幅に低減し、回路
素子の選択、設計が容易で、回路構成が簡単になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はパルス幅制御されたスイ
ッチング信号によりスイッチング素子を制御することに
より、安定な出力電圧を得るようにしたスイッチングレ
ギュレータに関する。

【０００２】

【従来の技術】図１３は従来の他励フォワード型スイッ
チングレギュレータを示す構成図である。図において、
１は入力電圧Ｖ_iを得る電源入力部、２は入力電圧Ｖ_i
のスイッチングを行うスイッチング素子で、トランジス
タ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子が用いられる。３
はスイッチングされた電圧を次段の回路に加える絶縁用
のトランス、４はトランス３から出力される矩形波電圧
を整流平滑して出力電圧Ｖ_oを得る整流平滑回路で、ダ
イオード４ａ，４ｂ，チョークコイル４ｃ，コンデンサ
４ｄで構成される。５は出力電圧Ｖ_oが供給される負荷
である。

【０００３】６は出力電圧Ｖ_oを分圧してＶ_oの変動Ｖ
_o1，Ｖ_o2等を検出する抵抗素子で構成される分圧回路、
７は所定周波数の三角波信号８を発生する三角波信号発
生回路で、コンデンサの充放電をトランジスタで制御す
ることにより、三角波信号８を発生する公知の構成を有
している。９は分圧回路６の出力電圧と三角波信号８と
を比較して両者の差を増幅し、ＰＷＭ制御された信号と
して出力する誤差増幅器から成る比較回路、１０は上記
ＰＷＭ制御信号をスイッチング素子２を駆動するのに充
分なスイッチング信号１１に変換するドライブ回路であ
る。

【０００４】次に上記構成による動作について説明す
る。電源入力部１から得られる入力電圧Ｖ_iはドライブ
回路１０から得られるスイッチング信号１１により制御
されるスイッチング素子２でスイッチングされ矩形波電
圧に変換される。この矩形波電圧はトランス３を介して
整流平滑回路４で整流平滑され、出力電圧Ｖ_oとなって
負荷５に供給される。

【０００５】この出力電圧Ｖ_oは分圧回路６で検出され
比較回路９に加えられて、三角波信号発生回路７から得
られる三角波信号８と比較される。この比較結果得られ
るＰＷＭ制御信号はドライブ回路１０を介してスイッチ
ング信号１１としてスイッチング素子２をスイッチング
制御する。以上の構成及び動作により、出力電圧Ｖ_oを
一定に制御するようにしている。

【０００６】図１４は比較回路９における動作を説明す
るためのタイミングチャートを示す。図１４（Ａ）は出
力電圧Ｖ_oがＶ_o1及びＶ_o2に変化した場合の三角波信号
８との関係を示す。同図（Ｂ）はそれぞれの場合におい
て得られるＰＷＭ制御信号のパルス幅の変化を示すもの
で、図示のように、出力電圧がＶ_o1と高くなった場合は
パルス幅が狭くなり、出力電圧がＶ_o2と低くなった場合
はパルス幅が広くなることが判る。

【０００７】このようにしてＰＷＭ制御されたパルス電
圧に応じてスイッチング素子２をＯＮ／ＯＦＦすること
により、出力電圧Ｖ_oの安定化を行うようにしている。
このＯＮ／ＯＦＦの比率（時比率と呼ぶ）と出力電圧Ｖ
_oとには、理想的な回路では次のような関係が成り立つ
ことが知られている。

【０００８】Ｖ_o＝ＴON／（ＴON＋ＴOFF ）×ＮS ／ＮP ×Ｖ_i…（１）

【０００９】ここで、ＴONはパルス電圧が図１４で示し
たＨレベルの間の時間、ＴOFF はパルス電圧がＬレベル
の間の時間、ＮP は図１３のトランス３の１次側巻数、
ＮSは２次側巻数である。

【００１０】以上の説明及び式（１）からも明らかなよ
うに、負荷により出力電圧Ｖ_oが変動した場合や、入力
電圧Ｖ_iが変動した場合は、ＴON、ＴOFF の時比率を変
えることにより、一定の出力電圧Ｖ_oが得られる。

【００１１】上述したＰＷＭ制御方式の他励フォワード
型スイッチングレギュレータでは、周波数が一定の三角
波信号を用いているため、負荷が安定で、入力電圧が一
定な場合、一定の周波数でスイッチング素子をＯＮ／Ｏ
ＦＦすることになる。このような場合、回路に発生する
伝導ノイズ、放射ノイズも特定の周波数でピークを持つ
ようになる。

【００１２】その様子を示した例が図１５である。これ
は入力電圧に含まれる伝導ノイズをスペクトルアナライ
ザにより計測したもので、縦軸はノイズ電圧レベル、横
軸は周波数を示している。図中のＡで示したノイズはス
イッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ周波数（スイッチング周
波数）の基本波によるノイズで、Ｂはその高調波成分の
ノイズ、Ｃ及びＤは２次側整流ダイオードの逆回復特性
や、トランスの巻線方法等に起因する漏れ磁束等により
発生するノイズとして知られている。

【００１３】図１５は伝導ノイズのスペクトル分析例で
あるが、放射ノイズも伝導ノイズと同様に発生し、その
周波数領域での特徴は伝導ノイズと同じものである。

【００１４】このようなノイズは、騒音を発生したり、
他の各種電子機器に悪影響を与えるため、ノイズレベル
のピーク値を抑えるために、従来はコンデンサ、インダ
クタで構成されるノイズフィルタ回路等が用いられてい
た。この方法は、発生したノイズのピークレベルを減衰
するのに有効な手段であるが、十分に減衰させるために
は、減衰特性に優れる高価なコンデンサ、インダクタを
用いるか又はコンデンサ、インダクタで構成されるフィ
ルタ回路を多段数接続する必要があった。これらの方法
では、経済的に高価になること、多段数接続によって回
路実装体積が増大する等の問題が生じていた。

【００１５】また、上記方法とは別に特定周波数でノイ
ズピークが立たないように、スイッチングの基本周波数
を周波数領域で分散させる方法が知られている。この方
法は例えば特開昭６３−６９４６５号公報に開示されて
いる。

【００１６】上記公報に開示された方法は、スイッチン
グの基本周波数を決定する三角波信号の周波数を一定の
範囲でランダムに変化させることにより、スイッチング
の基本周波数及び高調波分を周波数領域で分散させるよ
うにしている。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記公報に開示された
方法は、ノイズピークレベルを抑制するのに有効な方法
と思われる。しかしながら、この方法を実際に図１３に
示した他励フォワード型スイッチングレギュレータに用
いようとすると次のような問題が生じていた。

【００１８】上記公報によれば、三角波信号の中心周波
数ｆｐに対して±ｆｂ／２の周波数範囲で三角波信号の
周波数を変化させることにより実現し、ｆｂが大きいほ
ど、ノイズ分散の効果が現われるとしている。そこで、
本発明者は図１３に示した他励フォワード型スイッチン
グレギュレータに適用するために、ｆｐ＝１００ＫＨｚ
とし、ｆｂ＝１００ＫＨｚとして実験を行うことにし
た。すなわち、５０〜１５０ＫＨｚの周波数範囲で三角
波信号の周波数を任意に変化させるものとする。以上の
条件で実施するためにまず、図１３に示した他励フォワ
ード型スイッチングレギュレータのトランス３を設計し
た。

【００１９】通常他励フォワード型スイッチングレギュ
レータのトランスを設計する場合、トランスに用いられ
る磁性材料の磁気特性を考慮して設計される。このトラ
ンスの磁束密度変化量ΔＢは、１次側巻線に印加される
入力電圧Ｖ_iとスイッチング素子がｏｎしている時間ｔ
ｏｎ、１次側巻数ＮP 、トランスの断面積Ｓにより決定
される。この関係は次式で示される。

【００２０】 ΔＢ＝Ｖ_i×ｔｏｎ／（ＮP ×Ｓ）…（２）

【００２１】このΔＢが取り得る範囲は、磁性材料の種
類、スイッチング周波数、周囲温度により制限され、例
えばスイッチングレギュレータ用トランスで広く用いら
れているソフトフェライトの場合、周波数１００ＫＨ
ｚ、周囲温度６０度で、１個のスイッチング素子を用い
た他励１石フォワード型スイッチングレギュレータ用ト
ランスの場合、ΔＢ＝０．２〜０．４Ｔ程度である。

【００２２】以上の条件に従い、入力電圧Ｖ_iを１３０
Ｖ（直流）、周波数を基本周波数の１００ＫＨｚとし、
巻数をＮP ＝２０ターン、ΔＢの上限値が０．３Ｔのソ
フトフェライトでトランスの大きさ（断面積）を算出す
ると、Ｓ＝１０８．３ｍｍ² となる。尚、計算するに際し、ｔｏｎ時間は周波数の周
期の０．５倍とした。一般に他励１石フォワード型スイ
ッチングレギュレータ用のトランス設計を行う場合、ｔ
ｏｎ時間をスイッチング周期の０．５倍を上限値とする
のは広く知られている。

【００２３】しかしながら、上記断面積Ｓを有するトラ
ンスを用いて上記公報の方法を実施しようとすると、ラ
ンダムに変化する周波数が１００ＫＨｚより低くなった
場合、磁気飽和現象が生じてしまう。（２）式からも判
るように、スイッチング周波数が低下した場合、すなわ
ちｔｏｎ時間が増加した場合、ΔＢは増大する。

【００２４】その割合は周波数と反比例関係にあるの
で、周波数を変化させて、最小周波数の５０ＫＨｚにな
った瞬間にΔＢは１００ＫＨｚの時の２倍の値０．６Ｔ
となり、用いたトランス材料のΔＢの上限０．３Ｔを大
きく超過して磁気飽和現象を生じてしまう。トランスが
飽和すると、トランスの発熱が急増し、トランスを構成
する巻線やボビン部分に熱破壊を生じさせたり、トラン
ス周囲に装着されているコンデンサや半導体素子等の電
子部品の寿命を著しく低減させる。さらに、１次側の電
流ピークが増大し、１次側の電子部品を破壊してしま
う。

【００２５】これらの問題を解決するために、１次側の
トランス巻数を増す方法があるが、巻数の増大ととも
に、巻線に生じる銅損失が増大したり、巻線を行うため
のスペース（トランス窓面積）が増加し、サイズの大き
なトランスを使用する必要が生じる。また、トランスの
断面積を増加させる方法があるが、先の例で考えると、
５０ＫＨｚの場合にΔＢの上限を越えないトランス断面
積は、Ｓ＝２１６．４ｍｍ² で、１００ＫＨｚで設計し
た場合の２倍の大きさとなり、基板上の実装体積を著し
く増加させる上、経済的にも高価なものとなる。

【００２６】また、２次側の平滑動作にも問題が生じ
る。図１３の平滑用チョークコイル４ｃには直流に三角
波のリップル電流が流れ、そのリップル電流値は次の式
で求められる。

【００２７】Ｉrip ＝Ｖ_o／（Ｌ×ｆ）×（１−ＮP ／ＮS ×Ｖ_o／Ｖ_i）…（３）

【００２８】ここで、Ｉrip はリップル電流、Ｌはチョ
ークコイルのインダクタンス、ｆはスイッチング周波数
である。

【００２９】式（３）からも判るようにスイッチング周
波数ｆが低下すると、Ｉrip は増大し、先の例で、スイ
ッチング周波数ｆが１００ＫＨｚから５０ＫＨｚになっ
た場合、リップル電流は１００ＫＨｚの際の２倍とな
る。

【００３０】チョークコイルに流れるリップル電流分
は、図１３の平滑用コンデンサ４ｄのインピーダンス成
分とのかけ算で、出力電圧Ｖ_oの変動分となる。

【００３１】従って、リップル電流の増加分が、そのま
ま出力電圧の変動増加分となってしまう。この問題を回
避するには、チョークコイルのインダクタンスを大きな
ものとしなければならない。そのためにチョークコイル
自体を大型化する必要が生じ、基板上の実装体積を著し
く増加させる上、経済的にも高価なものとなる。あるい
は、低インピーダンス部品を用いる方法もあるが、チョ
ークコイル同様、部品サイズの大型化、高価格化とな
る。

【００３２】以上述べたように、他励フォワード型スイ
ッチングレギュレータでは、上記公報にある方法を実施
しようとすると、三角波信号の中心周波数に対して変化
させる周波数の幅を増すことによって、ノイズの分散効
果、すなわちノイズピークレベルの減少には効果がある
ものの、現実には部品特性に周波数依存性を持つトラン
ス及び、２次側の平滑用チョークコイル、コンデンサ等
の負担が増大し、実現が困難である。負担を軽減するに
は、変化させる周波数の幅を狭くすることが容易な方法
であるが、ノイズの周波数領域での分散効果をそこなう
可能性がある。

【００３３】以上のように三角波信号の中心周波数に対
して変化させる周波数の幅を決定するのは、部品特性が
スイッチング周波数に依存する電子部品にとって極めて
重要な問題となる。

【００３４】また、三角波信号の周波数を変調するタイ
ミングについても、問題が生じた。本発明者は上記タイ
ミングを三角波信号の中心周波数の周期の整数倍として
実験を行った。例えば、１００ＫＨｚの周波数の１０倍
の周期間隔でトリガ信号を生成するタイマを用い、この
トリガ信号のタイミングで三角波信号の変調を行ったが
ノイズ分散の効果、すなわちノイズピークレベルの低減
は、変調を行う前に比べて、５〜１０％程みられたが、
未だ充分な低減効果は得られなかった。

【００３５】次にトリガ周期を中心周波数で行おうとし
たが、三角波信号が乱調を起こし、実施できなかった。
これは三角波信号の発振をコンデンサの充放電動作によ
り行っているが、コンデンサの充電の途中、あるいは放
電の途中に変調動作を行おうとしたため乱調した。この
ように、三角波信号の変調の間隔及びタイミングも実施
するにあたり重要な要素であるが、このことについては
上記公報や他の文献においても記載は無い。

【００３６】他励１石フォワード型スイッチングレギュ
レータを例に、問題点を述べたが、他励チョッパ型スイ
ッチングレギュレータでも同様な問題が生じる。他励チ
ョッパ型は構成上、他励フォワード型と比較して、絶縁
用トランスは無いが、平滑用チョーク、コンデンサ等、
周波数依存性を有する電子部品に生じる問題は、他励フ
ォワード型とまったく同じである。また、他励フライバ
ックスイッチングレギュレータは、構成上、他励フォワ
ード型と比較して、２次側の平滑動作は異なるが、絶縁
用トランスに生じる問題は、まったく同じである。

【００３７】以上述べたように、三角波信号の周波数を
ランダムに変化させることにより伝導ノイズ、放射ノイ
ズのピーク値の低減を行おうとすると、変調する周波数
の幅が広がれば、周波数特性を有するトランスや２次側
平滑用チョークコイル、コンデンサに負担が生じるとい
う問題が生じた。

【００３８】また、実施するにあたり周波数をランダム
に変調するためのランダム信号を発生させる必要があ
る。通常ランダムな信号を得る方法としてよく知られる
方法は、デジタルＩＣで構成された回路でモンテカルロ
法等のロジックを組み立て、ＤＡ変換する方法がある。
しかしこれらの方法は、構成上、ロジック用ＩＣ、クロ
ック用ＩＣ、ＤＡ変換用ＩＣと少なくとも３個のＩＣを
必要とし、回路構成も複雑となり、さらにＩＣ駆動用の
クロックの周波数がノイズとなる等の新たな問題が生じ
ていた。

【００３９】尚、以上述べた従来技術、問題点等は、例
えば「実用電源回路設計ハンドブック戸川治朗著Ｃ
Ｑ出版」、「実用電子回路ハンドブック４ＣＱ出
版」、「トランジスタ技術 special Ｎｏ．２８ＣＱ
出版」等に記載されている。

【００４０】本発明は上記問題を解決するためになされ
たものであり、三角波信号を用いたＰＷＭ制御方式スイ
ッチングレギュレータにおいて、ノイズを周波数領域で
分散させ、そのピークレベルを低減する際の回路素子の
選択、設計が容易で、かつ簡単な回路構成により実現す
ることのできるスイッチングレギュレータを提供するこ
とを目的としている。

【００４１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、コン
デンサの充放電により発生され、かつその周波数が所定
範囲でランダムに変調される三角波信号と出力電圧とを
比較することにより、ＰＷＭ制御されたスイッチング信
号を得るようにしたスイッチングレギュレータにおい
て、三角波信号の最大値又は最小値を検出する検出回路
と、三角波信号とは異なる一定の周波数、振幅を有する
変調用信号を上記検出回路の検出に応じてサンプリング
して保持するサンプルホールド回路とを設け、サンプル
ホールドされた信号を三角波信号の周波数変調用の制御
信号として用いるようにしたものである。

【００４２】請求項２の発明は、コンデンサの充放電に
より発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに
変調される三角波信号と出力電圧とを比較することによ
り、ＰＷＭ制御されたスイッチング信号を得るようにし
たスイッチングレギュレータにおいて、三角波信号の周
波数をその中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲で変
調可能な三角波信号発生回路を設けている。

【００４３】請求項３の発明は、コンデンサの充放電に
より発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに
変調される三角波信号と出力電圧とを比較することによ
り、ＰＷＭ制御されたスイッチング信号を得るようにし
たスイッチングレギュレータにおいて、三角波信号の周
波数をその中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲で変
調可能な三角波信号発生回路と、三角波信号の最大値又
は最小値を検出する検出回路と、三角波信号とは異なる
一定の周波数、振幅を有する変調用信号を上記検出回路
の検出に応じてサンプリングして保持するサンプルホー
ルド回路とを設け、サンプルホールドされた信号を三角
波信号の周波数変調用の制御信号として用いるようにし
たものである。

【００４４】

【作用】請求項１の発明によれば、三角波信号発生回路
を構成するコンデンサが充電・放電を完了する毎に、す
なわち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達する毎
に周波数変調動作が開始されるので、三角波信号の波形
が乱れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御が行われ
ると共に、図１０に示すように優れたノイズピークの低
減効果が得られる。

【００４５】請求項２の発明によれば、トランスが飽和
することがなく、回路素子の選択、設計が容易となり、
また、図７に示すように優れたノイズピークの低減効果
が得られる。

【００４６】請求項３の発明によれば、三角波信号発生
回路を構成するコンデンサが充電・放電を完了する毎
に、すなわち三角波信号が所定の最大値又は最小値に達
する毎に周波数変調動作が開始されるので、三角波信号
の波形が乱れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御が
行われると共に、トランスが飽和することがなく、回路
素子の選択、設計が容易となり、また、図７、図１０に
示すように優れたノイズピークの低減効果が得られる。

【００４７】

【実施例】先ず、本発明の実施例の説明に先立ち本発明
を原理的に説明する。本発明者は三角波信号の周波数変
調範囲とノイズピークレベルとの関係を実験により求め
た。実験は図１３のスイッチングレギュレータについて
三角波信号の周波数変調範囲を変化させてノイズピーク
レベルを観察することにより行った。

【００４８】図７はその実験結果を示す。図７において
縦軸はノイズピークレベルの低減率を示し、周波数変調
を行わないときと行ったときの各ノイズピークレベルを
高い順に１０個ずつピーク値を選択し、そのピーク値を
平均化した値を用いて次のように定める。

【００４９】低減率＝（変調後のピーク値の平均値）／
（変調前のピーク値の平均値）…（４）

【００５０】このように表現したのは、スペクトルアナ
ライザによるノイズ測定時のグランドノイズの影響を取
り除くためである。また横軸は、三角波信号の中心周波
数に対する変調周波数の幅の比率を表し、その定義を図
８を用いて説明する。図８において、ｆａは中心周波数
を示し、ｆｂは変調周波数の幅を示す。このとき、変調
幅の比率は次式で定義される。

【００５１】変調幅の比率（％）＝（ｆｂ／２）／ｆａ×１００…（５）

【００５２】尚、図７中のｆａ１は中心周波数が１００
ＫＨｚ、ｆａ２は中心周波数が２００ＫＨｚで実験した
結果である。

【００５３】図７より明らかなように、周波数の変調幅
を増大させれば、ノイズピークレベルは低下していく。
その関係は変調幅が中心周波数の±２０％まではほぼ直
線的な関係にあるが、それ以上の変調幅にしてもノイズ
ピークの低減効果はあまり見られないことが判った。こ
れは、ある値を中心に規定された周波数範囲内でランダ
ムな信号を人工的に発生させようとすると、中心にした
値を最高度数とした確率頻度分布が生じることに起因す
る。この関係は、中心周波数を変化させても変わらず、
また他励フォワード型に限らず、他励チョッパ型、他励
フライバック型にも共通してみられた。

【００５４】以上によれば、特に変調幅を大きく取らな
くても、±２０％以内、すなわち中心周波数の０．８倍
から１．２倍の周波数範囲でランダムに周波数を変化さ
せれば、十分なノイズ低減効果が得られることが判っ
た。この事実により、スイッチングレギュレータ設計時
のトランスや２次側平滑用のチョークコイル、コンデン
サの設計上下限値が決定でき、ノイズ低減のための必要
十分な部品条件（サイズ、特性値）を決定することがで
きる。

【００５５】次に、本発明では、周波数を変化させるタ
イミングとして、任意のタイミングでは無く、三角波信
号の最大値又は最小値と同期させて行うようにしてい
る。これによって三角波信号発生用のコンデンサの充電
途中、放電途中に変調する動作を防止できる。具体的に
は、図９に示したように三角波電圧がＨレベルに達した
瞬間かその近傍、もしくはＬレベルに達した瞬間かその
近傍でトリガ信号を発生させ、そのトリガ信号のタイミ
ングで変調を行うことである。

【００５６】さらに、変調の時間間隔とノイズ低減効果
との関係について本発明者は実験を行った。その結果、
三角波信号の１周期間隔で変調を行うことが最も効果的
であることがわかった。この実験結果を図１０に示す。
実験は図１３で説明した他励フォワード型を基本とし、
三角波信号の中心周波数を１００ＫＨｚ、変調範囲を±
２０％（８０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚ）とし、変調の間隔
を変えてノイズピークの低減効果を測定した。尚、図１
０中の縦軸の定義は、図７の縦軸と同じである。横軸は
変調間隔の時間と周期の比であり、例えば１．０の値は
１周期間隔で変調、２．０は２周期間隔で変調したこと
を示す。

【００５７】図１０に示したように、変調間隔を小さく
するほど、ノイズピークの低減効果は大きくなり、三角
波信号の１周期間隔で低減効果が最大になることが判っ
た。これは変調間隔を小さくするほど、より分散効果が
増すためである。

【００５８】以上の方法により、最も安定な変調タイミ
ング、最も効果的な変調間隔で周波数の変調が実現でき
る。

【００５９】次に上述した原理に基づく本発明の実施例
について説明する。

【００６０】図１は第１の実施例を示すもので、本発明
を他励フォワード型スイッチングレギュレータに適用し
た場合を示す。

【００６１】図１において、１〜１１は図１３の同一符
号部分と実質的に対応している。１２は三角波信号８を
周波数変調するための三角波信号８とは異なる一定周波
数、一定振幅を有する変調用信号ｅ_oを発生する変調用
信号発生回路、１３は変調用信号ｅ_oを三角波信号８の
最大値のタイミングでサンプリングしてホールドするサ
ンプルホールド回路、１４は三角波信号８の最大値を検
出してサンプルホールド回路１３にサンプリング信号を
与える最大値検出回路である。

【００６２】次に上記構成による動作について説明す
る。

【００６３】変調用信号発生回路１２は三角波信号８と
は異なる一定の周波数、振幅を持つ変調用信号ｅ_oを常
に発生してサンプルホールド回路１３に送っている。変
調用信号ｅ_oとは、具体的には、スイッチング素子２の
スイッチング周波数において、変調周波数帯域とは異な
った周波数で一定の振幅を持った信号である。例えば変
調周波数帯域が８０〜１２０ＫＨｚであれば、２０ＫＨ
ｚや、２００ＫＨｚ等の周波数を持つ信号であり、正弦
波、もしくは三角波である。一方、最大値検出回路１４
は三角波信号発生回路７で発生される三角波信号８の最
大値を検出し、検出する毎に、すなわち、三角波信号の
１周期毎にサンプリング信号を出力する。

【００６４】サンプルホールド回路１３はこのサンプリ
ング信号に基づいて変調用信号ｅ_oをサンプリングして
三角波信号発生回路７に周波数変調のための制御信号と
して与える。三角波信号発生回路７は上記制御信号のレ
ベルに応じてこの三角波信号発生回路７を構成するコン
デンサの充放電を制御する。このとき、三角波信号８が
所定の最大値になったとき充電を停止し同時に放電が開
始される。また、出力される三角波信号８は所定の中心
周波数に対して略０．８〜１．２倍の周波数範囲で変調
されるように成されている。

【００６５】以上によれば、三角波信号８の周波数変調
のタイミングを三角波信号８の最大値で行っているの
で、三角波信号８が波形歪みを生じる等の乱調が生じる
ことがない。

【００６６】また、三角波信号８をその中心周波数の略
０．８〜１．２倍で変調しているので、トランスが磁気
飽和して過熱することがなく、特に大型のトランスを用
いることなく、図７に示すように優れたノイズピークの
低減効果を得ることができる。

【００６７】さらに三角波信号８の１周期毎のタイミン
グで変調を行っているので、図１０に示すように優れた
ノイズピークの低減効果を得ることができる。

【００６８】図２は実験結果を示す。図において、縦軸
はノイズ電圧レベル、横軸は周波数であり、単位、スケ
ールは（Ａ），（Ｂ）とも同一である。（Ａ）は本発明
によるもの、（Ｂ）は図１３の従来のもので測定したも
のである。両者の比較から本発明を用いた場合の伝導ノ
イズは、従来のそれより低減されていることが判る。ま
た、本発明によるスイッチングレギュレータの出力の安
定性は従来とまったく変わりはなく、安定したものであ
った。また、使用した回路部品は５０Ｗ出力、１００Ｋ
Ｈｚのスイッチング周波数で一般に用いられているもの
であり、本発明を行うに当たり、特別な素子を用いる必
要は無かった。トランスや平滑用チョークコイルはその
断面積を２０％程度増加させたにとどまり、従来に比較
して回路基板の面積はほとんど増やさずに済んだ。

【００６９】尚、本実施例では、入力電圧Ｖ_iは４８
Ｖ、出力電圧Ｖ_oは５Ｖ、電流１０Ａである。三角波信
号の中心周波数は１００ＫＨｚで、変調周波数範囲は±
２０ＫＨｚ、すなわち、８０〜１２０ＫＨｚで１周期毎
に変調するようになっている。

【００７０】図３は本発明の第２の実施例を示すもの
で、本発明を他励チョッパ型スイッチングレギュレータ
に適用した場合を示しており、図１の第１の実施例から
トランス３を除いたものと実質的に同一構成となってい
る。

【００７１】図４は実験結果を示す。入力電圧Ｖ_iは５
Ｖ、出力電圧Ｖ_oは１２Ｖ、電流３Ａ、三角波信号の中
心周波数は２００ＫＨｚ、変調周波数は±４０ＫＨｚ、
すなわち１６０ＫＨｚ〜２４０ＫＨｚで１周期毎に変調
した場合である。（Ａ）は本発明、（Ｂ）は従来を示
す。本発明によればノイズピークが低減されていること
が判る。また、出力電圧Ｖ_oの安定性も従来とまったく
変わりなく安定していた。

【００７２】尚、従来の場合とは具体的には、図３にお
いて１２，１３及び１４の回路を取り除き、２００ＫＨ
ｚの固定した周波数で三角波信号を発振させているもの
であり、他の素子は同一のものである。

【００７３】図５は本発明の第３の実施例を示すもので
本発明を他励フライバック型スイッチングレギュレータ
に適用した場合である。図において、１５は入力部でＡ
Ｃ電圧を入力する。１６はＡＣ電圧をダイオードブリッ
ジで全波整流し、コンデンサにより平滑してＤＣ電圧を
生成する全波整流回路である。他の部分は図１の第１の
実施例と同一に構成されている。

【００７４】図６は実験結果を示し、（Ａ）は本発明、
（Ｂ）は従来である。また出力電圧Ｖ_oは１２Ｖ、電流
１０Ａである。三角波信号の中心周波数は５０ＫＨｚ、
変調周波数は±１０ＫＨｚ、すなわち４０ＫＨｚ〜６０
ＫＨｚで１周期毎に変調されている。変調を行わない従
来の方法による同一入出力仕様の場合とは具体的には、
図５において１２，１３及び１４の回路を取り除き、５
０ＫＨｚの固定した周波数で三角波信号を発振させてい
るものであり、他の素子は同一のものである。（Ａ），
（Ｂ）の比較から本発明を用いた場合の入力部１５の伝
導ノイズは、従来のそれより低減されていることが判
る。また、本発明の出力の安定性は従来の電源とまった
く変わりはなく、安定したものであった。

【００７５】以上の各実施例のいずれにおいても、本発
明によりスイッチングレギュレータに生じるノイズの周
波数領域のピーク電圧を低減することができた。また、
各実施例は、スイッチング素子が１個の１石型である
が、ハーフブリッジ、フルブリッジ回路のように多石型
でも本発明は実施可能であり、その効果に変わりは無
い。また、各実施例では伝導ノイズについてその効果を
述べたが、本発明を用いれば放射ノイズも低減される。
なぜならば、放射ノイズはスイッチング電源回路内部の
電流変化が電磁波となり外部に放射されるものであり、
本発明はその電流変化も、周波数領域で分散するからで
ある。

【００７６】尚、各実施例では三角波信号の最大値を検
出してサンプリング信号を得ているが、三角波信号の最
小値を検出してサンプリング信号を得るようにしてもよ
い。

【００７７】また、三角波信号としては図９の波形の他
にのこぎり波形を持つものを用いてもよい。

【００７８】図１１は変調用信号発生回路１２の具体的
な回路構成を示すもので、オペアンプ１２ａを用いた正
弦波発振回路に構成されている。発振周波数を抵抗１２
ｂ、１２ｃ、１２ｄとコンデンサ１２ｅ、１２ｆ、１２
ｇで決定することにより、正弦波電圧としての変調用信
号ｅ_oを得るようにしている。

【００７９】このように構成することにより、従来のよ
うに、ロジック用ＩＣ、クロック用ＩＣ、ＤＡ変換用Ｉ
Ｃ等を必要とせず、回路構成を簡単にすることができ
る。また、各ＩＣを駆動するクロックによるノイズの発
生もない。また、バラツキも少なく、外部ノイズの影響
も受けにくい。また上記構成で、サンプリングの度に異
なった変調用信号ｅ_oを得ることができるわけは、三角
波信号８とは異なった周波数帯域で、上記正弦波は振幅
しており、かつ、サンプリングのタイミングがサンプリ
ングの度に異なるため、三角波信号８と変調用信号ｅ_o
とは同期することが無いためである。図１１では、正弦
波信号を変調用信号ｅ_oとしたが、三角波でもよい。以
上のような構成で、変調用信号ｅ_oを生成し、この変調
用信号ｅ_oの周波数、振幅値を調整することにより、三
角波信号８の周波数領域での分散を制御することができ
る。

【００８０】図１２は三角波信号発生回路の変調部分及
び他の回路部から成る制御部の構成例を示す回路構成図
である。

【００８１】図において、１７は三角波信号を発生する
充放電用コンデンサ、１８は抵抗、１９は抵抗１８と共
にコンデンサ１７の充放電時定数を決定するトランジス
タで、サンプルホールド回路１３からの変調用の制御信
号により抵抗値が制御される。２０は三角波信号発生回
路７の一部と比較回路９、ドライブ回路１０等を含む制
御ＩＣ回路であり、スイッチング信号１１を出力する。

【００８２】上記構成によれば、サンプルホールド回路
１３から出力される制御信号によりトランジスタ１９が
制御されることにより、コンデンサ１７の充放電が制御
され、三角波信号の傾斜が変化することにより、三角波
信号の周波数が変調される。制御ＩＣ回路２０はスイッ
チングレギュレータ用として市販のものがあるので、こ
の制御ＩＣ回路２０にコンデンサ１７、抵抗１８、トラ
ンジスタ１９を外付けするだけで、容易に構成すること
ができる。

【００８３】尚、トランジスタ１９はＦＥＴ、フォトカ
ップラ等でもよく、また接続は抵抗１８と直列でもよ
い。また微細な制御のため複数の抵抗、トランジスタ、
ＦＥＴ、フォトカップラで構成してもよい。広く用いら
れているスイッチングレギュレータ用制御ＩＣ回路が利
用可能なため、通常ＩＣに備わっている過電圧抑制回
路、過電流抑制回路、フィードバック回路等がそのまま
利用でき、回路設計を簡素化できる。

【００８４】尚、このようなＩＣの例としてＴＬ４９
４，μＰＣ１０９４等がある。

【００８５】

【発明の効果】以上のように、コンデンサの充放電によ
り発生され、かつその周波数が所定範囲でランダムに変
調される三角波信号と出力電圧とを比較することによ
り、ＰＷＭ制御されたスイッチング信号を得るようにし
たスイッチングレギュレータにおいて、請求項１の発明
によれば、三角波信号の最大値又は最小値を検出し、三
角波信号とは異なる一定の周波数、振幅を有する変調用
信号を上記検出に応じてサンプリングして保持し、サン
プルホールドされた信号を三角波信号の周波数変調用の
制御信号として用いるように構成したので、三角波信号
発生回路を構成するコンデンサが充電・放電を完了する
毎に、すなわち三角波信号が所定の最大値又は最小値に
達する毎に周波数変調動作が開始されるので、三角波信
号の波形が乱れる等の乱調がなくなり、精度の良い制御
を行うことができる。また、スイッチングレギュレータ
に生じるノイズを周波数領域で分散させ、そのピークレ
ベルを大幅に低減することができる。また、その際の回
路素子の選択、設計も容易で、かつ簡単な回路構成によ
り実現することができる効果がある。

【００８６】請求項２の発明によれば、三角波信号の周
波数をその中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲で変
調可能にするように構成したので、トランスが飽和する
ことがなく、スイッチングレギュレータに生じるノイズ
を周波数領域で分散させ、そのピークレベルを大幅に低
減することができる。また、その際の回路素子の選択、
設計も容易で、かつ簡単な回路構成により実現すること
ができる効果がある。

【００８７】請求項３の発明によれば、三角波信号の周
波数をその中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲で変
調可能に成すと共に、三角波信号の最大値又は最小値を
検出し、三角波信号とは異なる一定の周波数、振幅を有
する変調用信号を上記検出に応じてサンプリングして保
持し、サンプルホールドされた信号を三角波信号の周波
数変調用の制御信号として用いるように構成したので、
三角波信号発生回路を構成するコンデンサが充電・放電
を完了する毎に、すなわち三角波信号が所定の最大値又
は最小値に達する毎に周波数変調動作が開始されるの
で、三角波信号の波形が乱れる等の乱調がなくなり、精
度の良い制御を行うことができる。また、トランスが磁
気飽和することがなく、スイッチングレギュレータに生
じるノイズを周波数領域で分散させ、そのピークレベル
を大幅に低減することができる。また、その際の回路素
子の選択、設計も容易で、かつ簡単な回路構成により実
現することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】第１の実施例のノイズ低減効果を説明するため
のグラフである。

【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図４】第２の実施例のノイズ低減効果を説明するため
のグラフである。

【図５】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。

【図６】第３の実施例のノイズ低減効果を説明するため
のグラフである。

【図７】三角波信号の変調幅の比率を変え、ノイズピー
クの低減率を測定した結果を示すグラフである。

【図８】変調幅の比率の定義を説明するための構成図で
ある。

【図９】変調のタイミングを説明するための波形図であ
る。

【図１０】変調間隔を変え、ノイズピークの低減率を測
定した結果を示すグラフである。

【図１１】変調用信号発生回路の実施例を示す回路図で
ある。

【図１２】制御部の実施例を示す構成図である。

【図１３】従来のスイッチングレギュレータを示す構成
図である。

【図１４】従来のスイッチングレギュレータにおけるＰ
ＷＭ制御方法を説明するためのタイミングチャートであ
る。

【図１５】従来のスイッチングレギュレータの伝導ノイ
ズの測定例を示すグラフである。

【符号の説明】

１電源入力部２スイッチング素子３トランス４整流平滑回路５負荷６分圧回路７三角波信号発生回路８三角波信号９比較回路１０ドライブ回路１１スイッチング信号１２変調用信号発生回路１３サンプルホールド回路１４最大値検出回路１５入力部１６全波整流回路１７コンデンサ１８抵抗１９トランジスタ２０制御ＩＣ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電圧をスイッチングするスイッチン
グ素子と、上記スイッチング素子のスイッチングにより得られる矩
形波信号を整流平滑して出力電圧と成す整流平滑回路
と、コンデンサの充電・放電動作により一定振幅の三角波信
号を発生すると共にこの三角波信号の周波数を所定の範
囲でランダムに変調可能に成された三角波信号発生回路
と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号と上記
出力電圧とを比較することにより上記スイッチング素子
をスイッチングするスイッチング信号を得る比較回路
と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号の最大
値又は最小値を検出する検出回路と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号とは異
なる一定周波数、一定振幅を有する変調用信号を発生す
る変調用信号発生回路と、上記変調用信号発生回路から得られる変調用信号を上記
検出回路の検出に応じてサンプリングして保持し、保持
した信号を上記三角波信号発生回路を変調する制御信号
と成すサンプルホールド回路とを備えたスイッチングレ
ギュレータ。
【請求項２】入力電圧をスイッチングするスイッチン
グ素子と、上記スイッチング素子のスイッチングにより得られる矩
形波信号を整流平滑して出力電圧と成す整流平滑回路
と、コンデンサの充電・放電動作により一定振幅の三角波信
号を発生すると共にこの三角波信号の周波数を所定の中
心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲でランダムに変調
可能に成された三角波信号発生回路と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号と上記
出力電圧とを比較することにより上記スイッチング素子
をスイッチングするスイッチング信号を得る比較回路と
を備えたスイッチングレギュレータ。
【請求項３】入力電圧をスイッチングするスイッチン
グ素子と、上記スイッチング素子のスイッチングにより得られる矩
形波信号を整流平滑して出力電圧と成す整流平滑回路
と、コンデンサの充電・放電動作により一定振幅の三角波信
号を発生すると共にこの三角波信号の周波数を所定の中
心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲でランダムに変調
可能に成された三角波信号発生回路と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号と上記
出力電圧とを比較することにより上記スイッチング素子
をスイッチングするスイッチング信号を得る比較回路
と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号の最大
値又は最小値を検出する検出回路と、上記三角波信号発生回路から得られる三角波信号とは異
なる一定周波数、一定振幅を有する変調用信号を発生す
る変調用信号発生回路と、上記変調用信号発生回路から得られる変調用信号を上記
検出回路の検出に応じてサンプリングして保持し、保持
した信号を上記三角波信号発生回路を変調する制御信号
と成すサンプルホールド回路とを備えたスイッチングレ
ギュレータ。